CN210898946U

CN210898946U - 一种电容钳位型半桥三电平dc-dc变换器

Info

Publication number: CN210898946U
Application number: CN201922307612.6U
Authority: CN
Inventors: 石勇; 李启凡; 宋扬; 冯浪浪
Original assignee: Shaanxi University of Science and Technology
Current assignee: Shaanxi University of Science and Technology
Priority date: 2019-12-19
Filing date: 2019-12-19
Publication date: 2020-06-30
Anticipated expiration: 2029-12-19

Abstract

本实用新型公开了一种电容钳位型半桥三电平DC‑DC变换器，包括电压源V_in、分压电容C_in1、分压电容C_in2、初级侧逆变单元和变压器T。输入的高压直流电经过控制开关管的开通与关断，在变压器原边得到交流方波，再经过变压器T，然后接入变压器次级侧整流桥，然后经过滤波电路输出直流电压。克服了现有三电平电路存在的电流不平衡问题，减少了电路中开关器件的关断电流，降低了开关管的电流应力，实现了开关管的零电压零电流开通与关断，减少了整体电路的损耗，增强了电路的可靠性。

Description

一种电容钳位型半桥三电平DC-DC变换器

技术领域

本实用新型属于高压直流变换器技术领域，具体涉及一种电容钳位型半桥三电平DC-DC 变换器。

背景技术

由于高性能高输入的功率直流变换器在市场应用中具有极大的潜力，因此三电平的 DC-DC变换器成为广泛研究的对象。相对于传统的两电平DC-DC变换器，三电平DC-DC变换器具有输出容量大、输出电压高、电流谐波含量小等优点。

但是传统的三电平DC-DC变换器，存在的电流不平衡问题以及输入电容的中点电位不平衡，因为在上下两个开关管的充放电时间不相等的情况下，将会出现上下两个输入电容的充放电时间不相等，则中点电位不平衡这一固有缺点将会显现出来。尤其是在占空比减小时，输入电容和开关管的电流会出现极度不平衡状态，这样的情况会导致整个电路的可靠性降低，并增加开关管的应力。

发明内容

本实用新型提供了一种电容钳位型半桥三电平DC-DC变换器，克服了现有三电平电路存在的电流不平衡问题，减少了电路中开关器件的关断电流，降低了开关管的电流应力，实现了开关管的零电压零电流开通与关断，减少了整体电路的损耗，增强了电路的可靠性。

为达到上述目的，本实用新型所述一种电容钳位型半桥三电平DC-DC变换器，包括电压源V_in、分压电容C_in1、分压电容C_in2、初级侧逆变单元和变压器T；所述初级侧逆变单元为半桥逆变电路，包括开关管Q₁、开关管Q_2p、开关管Q_2R、开关管Q₃、开关管Q_4p以及开关管 Q_4R，其中开关管Q₁、开关管Q_2p和开关管Q_2R组成上桥臂，开关管Q₃、开关管Q_4p和开关管Q_4R组成下桥臂；所述电压源V_in的正极和分压电容C_in1的第一端以及开关管Q1的漏极连接，分压电容C_in1的第二端和分压电容C_in2的第一端以及变压器T原边绕组的异名端连接；分压电容C_in2的第二端和电压源V_in的负极以及开关管Q_4R的漏极连接；开关管Q₁的源极与开关管 Q_2p的漏极连接，开关管Q_2p的源极和开关管Q_2R的源极连接，开关管Q_2R的漏极和变压器T 的原边绕组同名端以及开关管Q₃的漏极连接，开关管Q₃的源极和开关管Q_4P的漏极连接，开关管Q_4P的源极和开关管Q_4R的源极连接；

所述变压器T的副边连接有整流电路和滤波电路。

进一步的，开关管Q₁的源极与飞跨电容C_S的第一端连接，所述开关管Q₃的源极和飞跨电容C_S的第二端连接。

进一步的，开关管Q₁和开关管Q_4P上寄生有结电容。

进一步的，滤波电路为LC滤波电路。

进一步的，整流电路为全桥整流电路。

进一步的，全桥整流电路括二极管D_o1、二极管D_o2、二极管D_o3和二极管D_o4。

进一步的，开关管Q₁、开关管Q_2p、开关管Q_2R、开关管Q₃、开关管Q_4p和开关管Q_4R均为MOS管。

与现有技术相比，本实用新型至少具有以下有益的技术效果：

1)由于传统的三电平是通过漏感谐振来实现滞后管的ZVS，而本拓扑是通过将续流电流复位，来实现滞后管的ZCS，因此可以达到较宽的负载输出范围，相较于传统的三电平直流变换器，该零电压零电流三电平直流变换器具有更宽的输出负载范围；

2)在电路里面，在电容C₁充满电和电容C₄p放完电之后，电路里面有一个漏感电流续流的回路，在这个过程中，电流ip不断减小直到零，使得在关断滞后管的时候，电流已经减小到零，所以开关管的关断电流相较于传统三电平直流变换器大大减少，降低了开关管的损耗，提高了电源的效率，延长了器件的使用寿命；

3)由于传统电路开关管的触发脉冲是不对称的，因此会出现电流不平衡开关管的电流应力较大；而本实用新型中电路拓扑在原边电流续流环节，使原边电流减小到零，这个过程时间较短，且电流会变小，时间可以忽略不记，所以可以降低开关管的电流应力，变压器原边电流本拓扑的开关管开通关断信号是不对称的，使开关管的电流不平衡问题得到了改善，降低了开关管的电流应力，提高了整体电路的可靠性。

进一步的，在充电状态，电容C_in1和电容C_in2是滤波电容，作用是滤除高次谐波，使直流电源供电更加平滑；开关管Q₁和开关管Q_4P上寄生的结电容的作用是帮助开关管实现零电压开关，开关管管Q_2p和开关管Q₃上的反并联二极管是实现电流的续流过程。

附图说明

图1为本实用新型电路原理图；

图2为关键波形示意图；

图3为t₀前工作状态图；

图4为t₀～t₁工作状态图；

图5为t₁～t₃工作状态图；

图6为t₃～t₄工作状态图；

图7为t₄～t₅工作状态图；

图8为t₅～t₆的工作状态图；

图9为S_k的伏安特性；

图10为传统三电平变换器电路拓扑。

具体实施方式

为了使本实用新型的目的和技术方案更加清晰和便于理解。以下结合附图和实施例，对本实用新型进行进一步的详细说明，此处所描述的具体实施例仅用于解释本实用新型，并非用于限定本实用新型。

在本实用新型的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本实用新型的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。在本实用新型的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本实用新型中的具体含义。

参照图1，一种电容钳位型半桥三电平DC-DC变换器，在原有的三电平拓扑中增加两个反并联的开关管Q_2R和Q_4R来改善传统三电平直流变换器中的不足，通过飞跨电容Cs来解决输入电容的中点电位不平衡的问题。

本实用新型的电路拓扑结构完整原理如图3所示，包括电压源V_in、输入分压电容C_in1和分压电容C_in2、飞跨电容C_S，初级侧逆变单元、变压器、整流单元及LC滤波电路和负载。根据电压等级选择功率管的型号。

输入的高压直流电经过控制开关管的开通与关断，在变压器原边得到交流方波，再经过变压器T，然后接入变压器次级侧整流桥，然后经过滤波电路输出直流电压。图9为S_k的伏安特性，k＝2，4。S₂包括开关管Q_2P和开关管Q_2R，开关管Q_2P的漏极和开关管Q₁的源极连接，开关管Q_2P的源极和开关管Q_2R的源极连接，开关管Q_2R的漏极和变压器T的原边绕组同名端以及开关管Q₃的漏极连接；S₄包括开关管Q_4P和开关管Q_4R，开关管Q_4P的漏极和开关管Q₃的源极连接，开关管Q_4P的源极和开关管Q_4R的源极连接，开关管Q_4R的漏极和分压电容C_in2的第二端连接。

初级侧逆变单元为半桥逆变电路，包括开关管Q₁、开关管Q_2p、开关管Q_2R、开关管Q₃、开关管Q_4p以及开关管Q_4R，其中开关管Q₁、开关管Q_2p和开关管Q_2R组成上桥臂，开关管Q₃、开关管Q_4p和开关管Q_4R组成下桥臂；图1至图8中，开关管旁边并联的二极管和电容都是开关管自己寄生的。变压器次级侧的整流单元为全桥整流电路，包括二极管D_o1、二极管D_o2、二极管D_o3及二极管D_o4；滤波电路为LC滤波电路，LC滤波电路包括电感L_o和电容C_o；负载为R。

具体连接方式为：电压源V_in的正极和分压电容C_in1的第一端以及开关管Q1的漏极连接，分压电容C_in1的第二端和分压电容C_in2的第一端以及变压器T原边绕组的异名端连接；分压电容C_in2的第二端和电压源V_in的负极以及开关管Q_4R的漏极连接；开关管Q₁的源极与飞跨电容 C_S的第一端以及开关管Q_2p的漏极连接，开关管Q_2p的源极和开关管Q_2R的源极连接，开关管 Q_2R的漏极和变压器T的原边绕组同名端以及开关管Q₃的漏极连接，开关管Q₃的源极和飞跨电容C_S的第二端以及开关管Q_4P的漏极连接，开关管Q_4P的源极和开关管Q_4R的源极连接，开关管Q_4R的漏极和分压电容C_in2的第二端连接。变压器T的副边绕组同名端和二极管D₀₁的阴极、二极管D₀₃的阴极以及电感L_o的第一端连接；异名端和二极管D₀₄的阳极连接，二极管D₀₁的阳极和二极管D₀₂的阴极连接，二极管D₀₃的阳极和二极管D₀₄的阴极连接，二极管D₀₄的阳极和二极管D₀₂的阳极以及电容C_o的第二端连接；电感L_o的第二端连接和电容C_o的第一端连接；电容C_o的两端用于并联负载R_o。

其工作方式为，高压直流电经半桥逆变电路转换为高压方波交流电，高压方波交流电通过变压器T转换为低压方波交流电压，然后经整流电路转换为直流电压，最后经过LC滤波电路消除高频分量而获得纹波很小的平稳直流电压。

图2是各开关管的导通时序图，开关管Q_2p和开关管Q₃交替导通；开关管Q4_p和开关管Q₁交替导通；开关管Q_2R在开关管Q₃导通时导通，在开关管Q_4p导通时关断；关管Q_4R在开关管Q₁导通时导通，在开关管Q_2p导通时关断。

图3为在t₀前的工作状态图，在t₀时刻以前，高频变压器T原边的开关管Q₁、开关管Q_2p和开关管Q_2R和Q_4R均处于导通状态，副边二极管D_o1以及D_o4同时导通，高频变压器T的原边电流从电压源V_in的正极出发，依次流过开关管Q₁、开关管Q_2p、开关管Q_2R和高频变压器 T的原边；高频变压器T的副边电流从T的副边依次流经二极管D₀₁，负载R_O和二极管D_o4，最后流回到高频变压器T的副边，电容C_in2两端的电压会逐渐上升，此时Q_4R虽然导通但是没有电流流过。

图4是t₀～t₁的工作状态图，在t₀～t₁时间段内：在t0时刻，开关管Q₁被关断，因为电容 C₁的存在，所以开关管Q₁两端电压不能突变，有一个缓慢上升的过程，因此开关管Q₁可以实现零电压关断，然后电容C₁电压上升，电容C_4p通过飞跨电容Cs放电，开关管Q₃两端电压就是电容Cs两端电压，这种状态一直持续到C₁两端电压变为V_in/2且C_4P电压下降为0，在这段时间内开关管Q₁和开关管Q_4P两端电压都小于V_in/2。

图5是t₁～t₃的工作状态图，在t₁～t₃时间段内，在t₁时刻，二极管D_4p自然导通，此时流经变压器原边的电流ip一直在减小，高频变压器T的副边由于滤波电感L_o的存在，四个二极管D_o1、D_o2、D_o3、和D_o4同时导通，来提供负载电流；其中在t₂时刻开关管Q_4P被零电压开通，开关管Q_2R被零电压关断。

图6是t₃～t₄的工作状态图，在t₃～t₄时间段内，在t3时刻，i_p减小到零，但是由于二极管 D_2R的存在所以i_p方向不能发生改变，此时开关管Q_2P可以零电流关断，副边二极管D_o1、二极管D_o2、二极管D_o3和二极管D_o4同时导通，高频变压器T的原边电流为零，副边处于续流状态。

图7是t₄～t₅的工作状态图，在t₄～t₅时间段内，副边二极管D_o1、二极管D_o2、二极管D_o3和二极管D_o4同时导通，高频变压器T的原边电流仍旧为零；因为原边电流为零，因此流过开关管Q_2p的电流也为零，在t₅时刻关断开关管Q_2p，即实现开关管Q_2p的零电流关断。

图8是t₅～t₆的工作状态图，在t₅～t₆时间段内，在t₅时刻，开通开关管Q₃，因为变压器漏感的存在所以电流在缓慢上升，因此Q₃属于零电流开通，同时可以开通开关管Q_2R，属于零电流开通，因为开关管Q_2P已经关断，而开关管Q_4P已经被开通在t₂的时候，此时原边电流开始反向增加，最大原边电流将达到-Io/k_T时，此时二极管D_o2、D_o3，导通而二极管D_o1、D_o4会关断，电路进入下一个阶段；在下一阶段重复上述六个过程。

开关管Q1和开关管Q4p实现零电压开通的时候，电容C₁和电容C_4p上的能量应该大于电感上的能量，开关管Q_2p和开关管Q₃的零电流开通都取决于漏感L_lk的大小，还有整个过程的占空比丢失也与漏感有很大关系。

本实用新型很大程度上减小了开关管的损耗，实现了软开关。

通过控制开关管的导通与关断，可以实现在通过三电平逆变桥后在高频变压器原边得到一个交流的方波，经过高频变压器后在副边得到一个方波电压，经过整流桥后，在负载侧得到一个稳定的直流脉冲电压。

在充电状态，电容C_in1和电容C_in2是滤波电容，作用是滤除高次谐波，使直流电源供电更加平滑；MOS管Q₁和MOS管Q_4P上寄生的结电容的作用是帮助开关管实现零电压开关，MOS管Q_2p和MOS管Q₃上的反并联二极管是实现电流的续流过程。

逆变电路中，MOS管Q_2R、Q_4R的作用是钳制电压和限制反向电流；在电流不反向时，通过控制开关管Q_2R、Q_4R的开通关断可以将原边电压钳位在Vin/2；在电流反向时，通过控制开关管Q_2R、Q_4R的开通关断，可以阻断反向电流流回C_in1和C_in2，减少了原边电流的损失，同时也减小了C_in1、C_in2和关管的不平衡状态。

和传统的三电平直流变换电路相比，本实用新型减小了元件的关断电流，提高了滞后桥臂的零电压负载范围，从整体上提高了电路运行的可靠性。克服了现有三电平电路存在的电流不平衡问题，减少了电路中开关器件的关断电流，降低了开关管的电流应力，实现了开关管的零电压零电流开通关断，减少了整体电路的损耗，增强了电路的可靠性。

以上内容仅为说明本实用新型的技术思想，不能以此限定本实用新型的保护范围，凡是按照本实用新型提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本实用新型权利要求书的保护范围之内。

Claims

1.一种电容钳位型半桥三电平DC-DC变换器，其特征在于，包括电压源V_in、分压电容C_in1、分压电容C_in2、初级侧逆变单元和变压器T；

所述初级侧逆变单元为半桥逆变电路，包括开关管Q₁、开关管Q_2p、开关管Q_2R、开关管Q₃、开关管Q_4p以及开关管Q_4R，其中开关管Q₁、开关管Q_2p和开关管Q_2R组成上桥臂，开关管Q₃、开关管Q_4p和开关管Q_4R组成下桥臂；

所述电压源V_in的正极和分压电容C_in1的第一端以及开关管Q1的漏极连接，分压电容C_in1的第二端和分压电容C_in2的第一端以及变压器T原边绕组的异名端连接；分压电容C_in2的第二端和电压源V_in的负极以及开关管Q_4R的漏极连接；开关管Q₁的源极与开关管Q_2p的漏极连接，开关管Q_2p的源极和开关管Q_2R的源极连接，开关管Q_2R的漏极和变压器T的原边绕组同名端以及开关管Q₃的漏极连接，开关管Q₃的源极和开关管Q_4P的漏极连接，开关管Q_4P的源极和开关管Q_4R的源极连接；

所述变压器T的副边连接有整流电路和滤波电路。

2.根据权利要求1所述的一种电容钳位型半桥三电平DC-DC变换器，其特征在于，所述开关管Q₁的源极与飞跨电容C_S的第一端连接，所述开关管Q₃的源极和飞跨电容C_S的第二端连接。

3.根据权利要求1所述的一种电容钳位型半桥三电平DC-DC变换器，其特征在于，所述开关管Q₁和开关管Q_4P上寄生有结电容。

4.根据权利要求1所述的一种电容钳位型半桥三电平DC-DC变换器，其特征在于，所述滤波电路为LC滤波电路。

5.根据权利要求1所述的一种电容钳位型半桥三电平DC-DC变换器，其特征在于，所述整流电路为全桥整流电路。

6.根据权利要求5所述的一种电容钳位型半桥三电平DC-DC变换器，其特征在于，所述全桥整流电路括二极管D_o1、二极管D_o2、二极管D_o3和二极管D_o4。

7.根据权利要求1所述的一种电容钳位型半桥三电平DC-DC变换器，其特征在于，所述开关管Q₁、开关管Q_2p、开关管Q_2R、开关管Q₃、开关管Q_4p和开关管Q_4R均为MOS管。