CN115133781B - 一种多模式三桥臂直流-直流变换器 - Google Patents

一种多模式三桥臂直流-直流变换器 Download PDF

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Abstract

一种多模式三桥臂直流‑直流变换器包括直流电源、变压器、与变压器原边绕组相连的原边电路、与变压器副边绕组相连的副边电路。所述变换器通过不同的调制方法拥有三种工作模式：boost+全桥LLC、全桥LLC、半桥LLC。与变压器原边绕组相连的原边电路包括输入电容，六个功率开关管，四个反并联二极管，四个电容，谐振电容和谐振电感；与变压器副边绕组相连的副边电路包括整流电路和输出电路。本发明工作在boost+全桥LLC模式时具有比传统全桥LLC谐振变换器更高的开关频率；低压输出时本发明工作在全桥或半桥LLC模式，具有比传统全桥LLC谐振变换器更低的开关频率。本发明适用于输出电压范围要求较宽的各类充电电源中。

Description

一种多模式三桥臂直流-直流变换器
技术领域
本发明涉及一种多模式三桥臂直流-直流变换器，属电力电子技术领域。
背景技术
LLC谐振变换器以其优越的软开关特性、简单的结构和控制、低的开关电压应力和高效率成为最常见和应用最广泛的直流-直流变换器。（见-朱立泓,“LLC谐振变换器的设计”.浙江大学,2006）。
然而，当传统LLC谐振变换器输出高电压时，串并联谐振频率fm<开关频率fs<串联谐振频率fr，开关频率越低，输出电压越高；当输出低电压时，开关频率fs>串联谐振频率fr，开关频率越高，输出电压越低。所以当应用在宽输出电压范围领域时，传统LLC谐振变换器的开关频率范围很宽，这增加了磁性器件设计的难度，也会带来更多的开关损耗，且单一的工作模式也不利于其在宽输出电压范围的应用。
因此，有必要在传统LLC谐振变换器的基础上，提出一种多模式的谐振变换器，既保留了传统LLC谐振变换器原有的优点，又能在输出高压时有更高的开关频率，输出低压时有更低的开关频率，进而有更窄的开关频率范围且能进行多模式工作，适用于宽输出电压范围的场合。
发明内容
本发明的目的是，为了解决传统LLC谐振变换器高压输出开关频率低，低压输出开关频率高，宽输出电压范围时开关频率范围很宽，工作模式单一的问题，提出了一种多模式三桥臂直流-直流变换器。
本发明实现的技术方案如下，一种多模式三桥臂直流-直流变换器，包括直流电源Ui、变压器T、与变压器原边绕组相连的原边电路、与变压器副边绕组相连的副边电路，其拓扑结构如图1所示。
所述变换器通过不同的调制方法，拥有三种工作模式：boost+全桥LLC、全桥LLC、半桥LLC。
所述与变压器原边绕组相连的原边电路包括输入电容Cin，六个功率开关管，四个反并联二极管，四个电容，谐振电容Cr和谐振电感Lr；所述六个功率开关管包括第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6；所述四个二极管包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4；所述四个电容包括第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3和第四电容C4。
所述直流电源Ui的正极连接输入电容Cin的上端、第一功率开关管Sl和第二功率开关管S2的漏极、第五功率开关管S5的集电极；第一功率开关管S1的源极与第三功率开关管S3的漏极串联,并与谐振电感Lr的左端0接点相连；第五功率开关管S5的发射极与第六功率开关管S6的集电极串联,并与谐振电感Lr的右端A接点相连；第二功率开关管S2的漏极与第四功率开关管S4的源极串联,并与谐振电容Cr的左端A接点相连；谐振电容Cr的右端与变压器T原边绕组的同名端相连，变压器T原边绕组的异名端与A接点连接；直流电源的负极连接输入电容Cin的下端、第三功率开关管S3和第四功率开关管S4的源极、第六功率开关管S6的发射极。
所述与变压器副边绕组相连的副边电路包括整流电路和输出电路；所述输出电路包括输出电容Co和负载电阻Ro，输出电容Co和负载电阻Ro并联连接至整流电路的输出端。
如图2所示，所述整流电路由第五二极管、第六二极管、第七二极管和第八二极管构成全桥整流电路；第五二极管D5的阳极和第七二极管D7的阴极连接变压器T副边绕组的同名端；第六二极管D6的阳极和第八二极管D8的阴极连接变压器T副边绕组的异名端；第五二极管D5和第六二极管D6的阴极接输出电容Co的上端,即输出电压Uo的正极；第七二极管D7和第八二极管D8的阴极接输出电容Co的下端,即输出电压Uo的负极。
所述变换器的第一功率开关管～第四功率开关管的栅源极，第五功率开关管～第六功率开关管的栅极发射极分别接收外部电路提供的开关信号Ug1～Ug6；所述的开关信号Ug为高电平时，对应的功率开关管导通；开关信号Ug为低电平时，对应的功率开关管关断。
boost+全桥LLC工作模式下，所述变换器的第一功率开关管S1～第六功率开关管S6采用固定开关频率fs控制，开关频率fs=串联谐振频率fr，在一个开关周期Ts内分为to～t8八个阶段，具体的开关时序如图4所示，各功率开关管的动作顺序如下：
（1）[t0～t1]阶段：Ug3、Ug5输出高电平，Ug1、Ug2、Ug4、Ug6输出低电平，此阶段持续时间为tb；
（2）[t1～t2]阶段：Ug2、Ug3输出高电平，Ug1、Ug4、Ug5、Ug6输出低电平，此阶段持续时间为tR1；
（3）[t2～t3]阶段：Ug2、Ug3输出高电平，Ug1、Ug4、Ug5、Ug6输出低电平，此阶段持续时间为tR2；
（4）[t3～t4]阶段：Ug1、Ug2、Ug3、Ug4、Ug5、Ug6输出低电平，此阶段持续时间为td；
（5）[t4～t5]阶段：Ug1、Ug6输出高电平，Ug2、Ug3、Ug4、Ug5输出低电平，此阶段持续时间为tb；
（6）[t5～t6]阶段：Ug1、Ug4输出高电平，Ug2、Ug3、Ug5、Ug6输出低电平，此阶段持续时间为tR1；
（7）[t6～t7]阶段：Ug1、Ug4输出高电平，Ug2、Ug3、Ug5、Ug6输出低电平，此阶段持续时间为tR2；
（8）[t7～t8]阶段：Ug1、Ug2、Ug3、Ug4、Ug5、Ug6输出低电平，此阶段持续时间为td；
开关时序中，t0～t4和t4～t8各为开关周期Ts的一半。
全桥LLC工作模式下，所述变换器的第五功率开关管S5和第六功率开关管S6一直关断，第一功率开关管S1～第四功率开关管S4采用固定开关频率fs控制，开关频率fs=串联谐振频率fr，在一个开关周期Ts内分为to～t8八个阶段，具体的开关时序如图5所示，各功率开关管的动作顺序如下：
（1）[t0～t1]阶段：Ug2、Ug3输出高电平，Ug1、Ug4输出低电平，此阶段持续时间为tR1；
（2）[t1～t2]阶段：Ug3输出高电平，Ug1、Ug2、Ug4输出低电平，此阶段持续时间为tR2；
（3）[t2～t3]阶段：Ug3输出高电平，Ug1、Ug2、Ug4输出低电平，此阶段持续时间为tR3；
（4）[t3～t4]阶段：Ug1、Ug2、Ug3、Ug4输出低电平，此阶段持续时间为td；
（5）[t4～t5]阶段：Ug1、Ug4输出高电平，Ug2、Ug3输出低电平，此阶段持续时间为tR1；
（6）[t5～t6]阶段：Ug4输出高电平，Ug1、Ug2、Ug3输出低电平，此阶段持续时间为tR2；
（7）[t6～t7]阶段：Ug4输出高电平，Ug1、Ug2、Ug3输出低电平，此阶段持续时间为tR3；
（8）[t7～t8]阶段：Ug1、Ug2、Ug3、Ug4输出低电平，此阶段持续时间为td；
开关时序中，t0～t4和t4～t8各为开关周期Ts的一半。
半桥LLC工作模式下，所述变换器的第一功率开关管S1、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6一直关断；第三功率开关管S3一直开通；第二功率开关管S2和第四功率开关管S4采用调频控制，在一个开关周期Ts内分为to～t6六个阶段，具体的开关时序如图6所示，各功率开关管的动作顺序如下：
（1）[t0～t1]阶段：Ug2输出高电平，Ug4输出低电平，此阶段持续时间为tR；
（2）[t1～t2]阶段：Ug2、Ug4输出低电平，此阶段持续时间为td1；
（3）[t2～t3]阶段：Ug2、Ug4输出低电平，此阶段持续时间为td2；
（4）[t3～t4]阶段：Ug4输出高电平，Ug2输出低电平，此阶段持续时间为tR；
（5）[t4～t5]阶段：Ug2、Ug4输出低电平，此阶段持续时间为td1；
（6）[t5～t6]阶段：Ug2、Ug4输出低电平，此阶段持续时间为td2；
开关时序中，t0～t3和t3～t6各为开关周期Ts的一半。
所述第一功率开关管S1的源极与漏极之间并联第一二极管D1和第一电容C1，第一二极管D1的阳极接第一功率开关管S1的源极；所述第二功率开关管S2的源极与漏极之间并联第二二极管D2和第二电容C2，第二二极管D2的阳极接第二功率开关管S2的源极；所述第三功率开关管S3的源极与漏极之间并联第三二极管D3和第三电容C3，第三二极管D3的阳极接第三功率开关管S3的源极；所述第四功率开关管S4的源极与漏极之间并联第四二极管D4和第四电容C4，第四二极管D4的阳极接第四功率开关管S4的源极。
所述三种工作模式调制方法如下：
当输出高压时，所述变换器工作在boost+全桥LLC模式，此时，fs=fr，通过调节boost储能阶段占空比Db(Db=[2(t1-t0)/Ts])来调节输出电压，输出相同电压时，所述变换器的开关频率显然高于传统全桥LLC谐振变换器；
当输出低压时，所述变换器工作在全桥或半桥LLC模式，fs≧fr，输出相同电压时，假定传统全桥LLC谐振变换器此时的开关频率为fr+Δf，所述变换器工作在全桥LLC模式时开关频率为fr，所述变换器工作在半桥LLC模式时开关频率为fr+1/(2Δf)，显然低于传统全桥LLC谐振变换器。
式中，fs为开关频率；fr为串联谐振频率；Ts为一个开关周期；Db储能阶段占空比。
所述变换器的整流结构除了使用全桥整流电路，还可以使用全波整流电路，减少了二极管的数量。全波整流电路的结构如图3所示。
所述全波整流电路由第九二极管、第十二极管构成；与之相连的变压器副边绕组含中间抽头；变压器副边绕组上端接第九二极管的阳极；变压器的副边绕组下端接第十二极管的阳极；变压器的中间抽头接输出电容的下端；第九二极管的阴极与第十二极管的阴极相连，并接到输出电容的上端。
本发明的有益效果是，本发明为一种多模式三桥臂直流-直流变换器，相对传统的全桥LLC谐振变换器的优点是：拥有三种电压增益不同的工作模式，boost+全桥LLC模式采用定频调制，全桥LLC模式采用定频调制，半桥LLC模式采用变频调制。高压输出时，本发明工作在boost+全桥LLC模式，具有比传统全桥LLC谐振变换器更高的开关频率；低压输出时，本发明工作在全桥或半桥LLC模式，具有比传统全桥LLC谐振变换器更低的开关频率。宽电压范围输出时，开关频率范围比传统全桥LLC谐振变换器更窄，让本发明适用于宽输出电压范围场合。
本发明适用于输出电压范围要求较宽的各类充电电源中。
附图说明
图1为本发明一种多模式三桥臂直流-直流变换器；
图2为全桥整流电路及其周边连接电路；
图3为全波整流电路及其周边连接电路；
图4为一种多模式三桥臂直流-直流变换器boost+全桥LLC模式六个开关管的开关信号；
图5为一种多模式三桥臂直流-直流变换器全桥LLC模式四个开关管的开关信号；
图6为一种多模式三桥臂直流-直流变换器半桥LLC模式两个开关管的开关信号；
图7为采用了全桥整流电路的一种多模式三桥臂直流-直流变换器；
图8为实施例boost+全桥LLC模式理想的开关信号及谐振电感电流；
图9为实施例全桥LLC模式理想的开关信号及谐振电感电流；
图10为实施例半桥LLC模式理想的开关信号及谐振电感电流；
图11为实施例在boost+全桥LLC模式，boost储能阶段占空比Db=[2(t1-t0)/Ts]=0.31时的实验波形（从上到下依次为S5的驱动电压Ug5、S2的驱动电压Ug2、输出电压Uo、谐振电感电流iLr）；
图12为实施例在全桥LLC模式的实验波形（从上到下依次为S3的驱动电压Ug3、S2的驱动电压Ug2、输出电压Uo、谐振电感电流iLr）；
图13为实施例在半桥LLC模式的实验波形（从上到下依次为S2的驱动电压Ug2、S4的驱动电压Ug4、输出电压Uo、谐振电感电流iLr）。
具体实施方式
如图7所示，本实施例一种多模式三桥臂直流-直流变换器的实施电路，其与变压器T副边绕组相连的整流电路是全桥整流电路。电路包括直流电源Ui、一个输入电容Cin、四个带反并联二极管的功率开关管:第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3和第四功率开关管S4；两个不带反并联二极管的功率开关管:第五功率开关管S5和第六功率开关管S6；一个谐振电容Cr、一个谐振电感Lr；与变压器T副边绕组相连的四个二极管：第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7和第八二极管D8构成的全桥整流电路，以及输出电容Co和负载电阻Ro。
直流电源的正极连接输入电容Cin的上端、第一功率开关管Sl和第二功率开关管S2的漏极、第五功率开关管S5的集电极；第一功率开关管S1的源极与第三功率开关管S3的漏极串联,并与谐振电感Lr的左端0接点相连；第五功率开关管S5的发射极与第六功率开关管S6的集电极串联,并与谐振电感Lr的右端A接点相连；第二功率开关管S2的漏极与第四功率开关管S4的源极串联,并与谐振电容Cr的左端B接点相连。谐振电容Cr的右端与变压器T原边绕组的同名端相连，变压器T原边绕组的异名端与A接点相连。直流电源的负极连接输入电容Cin的下端、第三功率开关管S3和第四功率开关管S4的源极、第六功率开关管S6的发射极。变压器T副边绕组的同名端接第五二极管D5的阳极和第七二极管D7的阴极，变压器T副边绕组的异名端接第六二极管D6的阳极和第八二极管D8的阴极；第五二极管D5和第六二极管D6的阴极接输出电容Co的上端,即输出电压Uo的正极；第七二极管D7和第八二极管D8的阴极接输出电容Co的下端,即输出电压Uo的负极。
设所有电容、电感、开关管、二极管和变压器均为理想器件，励磁电感Lm>>谐振电感Lr。
变压器原副边变比为1。
如图8所示的六个功率开关管:第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6在一个开关周期Ts内的理想开关信号Ug1～Ug6及谐振电流iLr波形。
本实施例boost+全桥LLC模式的工作原理如下所述:
t0时刻以前：电路处于S1和S4关断后的死区阶段，反并二极管D2和D3导通，谐振电容Cr上的初始电压为-∆UCr，iLr、iCr为0。
（1）[t0～t1]boost储能阶段：t0时刻，S3实现ZVS开通，因为Lr的作用，S5实现ZCS开通。S3和S5开通后，Ui对Lr充电，iLr线性上升。t1时刻，iLr上升为[Ui×(t1-t0)/(Lr)]。
（2）[t1～t2]LC谐振阶段：t1时刻，S5关断，因为D2之前导通，S2实现ZVS开通，副边二极管D5、D8导通，Lr与Cr发生谐振，能量由原边向副边传输。到t2时刻，iLr降为0，LC谐振阶段结束，Cr两端电压上升至ΔUCr，iD5、iD8下降为0，从而D5、D8实现ZCS关断。
（3）[t2～t3]续流阶段：t2时刻，LC谐振阶段结束，但S2仍然导通。此时副边二极管D5、D8关断，Lr、Lm、Cr形成谐振网络，iCr=iLr≈0，因Lm>>Lr，iCr近似不变。t3时刻，S2实现ZCS关断。
（4）[t3～t4]死区阶段：t3时刻，S2关断，因iCr近似不变，C2和C3充电同时C1和C4放电。当C1和C4放电至零时D1和D4导通，为S1和S4的ZVS导通创造条件，Lr、Lm、Cr通过D4形成谐振网络。t4时刻之后，电路进入下半工作周期。
t4～t8阶段的工作原理与上半工作周期类似。t8时刻之后，电路一个工作周期结束。
如图9所示的四个功率开关管:第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3和第四功率开关管S4，在一个开关周期Ts内的理想开关信号Ug1～Ug4及谐振电流iLr波形。
本实施例全桥LLC模式的工作原理如下所述:
t0时刻以前：电路处于S1和S4关断后的死区阶段，反并二极管D2和D3导通，谐振电容Cr上的初始电压为-∆UCr，iLr、iCr为0。
（1）[t0～t1]阶段：t0时刻，S2和S3实现ZVS开通，Lr与Cr谐振，D5和D8导通，能量由原边向副边传输。t1时刻，S2关断。
（2）[t1～t2]阶段：t1时刻，S2关断，D4导通。Lr仍与Cr谐振，D5和D8仍然导通。到t2时刻，iLr降为0，LC谐振结束，Cr两端电压上升至ΔUCr，iD5、iD8下降为0，从而D5、D8实现ZCS关断。
（3）[t2～t3]阶段：t2时刻，iLr降至0，D5和D8关断，S3仍然开通。到t3时刻，S3关断，寄生电容C3充电，C1放电。放电完成后，D1导通，这为S1实现ZVS开通提供了条件。
（4）[t3～t4]阶段：该阶段为设置的死区时间。t4时刻之后，电路进入下半工作周期。
t4～t8阶段的工作原理与上半工作周期类似。t8时刻之后，电路一个工作周期结束。
如图10所示的两个功率开关管:第二功率开关管S2和第四功率开关管S4在一个开关周期Ts内的理想开关信号Ug2、Ug4及谐振电流iLr波形。
本实施例半桥LLC模式的工作原理如下所述:
t0时刻以前：电路处于S4关断后的死区阶段，反并二极管D2导通，iLr、iCr为0。
（1）[t0～t1]阶段：t0时刻，S2实现ZVS开通，Lr、Cr、Lm谐振，D5和D8导通，能量由原边向副边传输。t1时刻，S2关断。
（2）[t1～t2]阶段：t1时刻，S2关断，D4导通。Lr、Cr、Lm仍谐振，D5和D8仍然导通。到t2时刻，iLr降为0，谐振结束，iD5、iD8下降为0，从而D5、D8实现ZCS关断.
（3）[t2～t3]阶段：该阶段为设置的死区时间。t3时刻之后，电路进入下半工作周期。
t3～t6阶段的工作原理与上半工作周期类似。t6时刻之后，电路一个工作周期结束。
所述变换器谐振参数的设计方法可参考传统全桥LLC谐振变换器。本实施例中，输入电源Ui为200V；变压器T原副边匝比为l；谐振电感Lr=21.5uH；谐振电容Cr=145.5nF；变压器T的励磁电感Lm为350uH；输出电容Co=470uF；串联谐振频率fr=90kHz。
图11所示为实施例在boost+全桥LLC模式，开关频率fs=90kHz，Db=0.31，负载Ro=60欧姆时的测试实验波形：从上到下依次为第五功率开关管S5的驱动电压Ug5、第二功率开关管S2的驱动电压Ug2、输出电压Uo、谐振电感电流iLr。此时输出电压Uo为300V。
如图12所示为实施例在全桥LLC模式，开关频率fs=90kHz，负载Ro=30欧姆时的测试实验波形：从上到下依次为第三功率开关管S3的驱动电压Ug3、第二功率开关管S2的驱动电压Ug2、输出电压Uo、谐振电感电流iLr。此时输出电压Uo为150V。
如图13所示为实施例在半桥LLC模式，开关频率fs=120kHz，负载Ro=25欧姆时的测试实验波形：从上到下依次为第二功率开关管S2的驱动电压Ug2、第四功率开关管S4的驱动电压Ug4、输出电压Uo、谐振电感电流iLr。此时输出电压Uo为75V。
对比图11、图12、图13的实验可见，所述变换器的三种工作模式电压增益不同，输出高压时开关频率较高，输出低压时开关频率较低，在较窄的开关频率范围内实现了很宽的电压输出，让本发明适用于宽输出电压范围场合。

Claims (4)

1.一种多模式三桥臂直流-直流变换器，包括直流电源Ui、变压器T、与变压器原边绕组相连的原边电路、与变压器副边绕组相连的副边电路，其特征在于，所述变换器通过不同的调制方法，拥有三种工作模式：boost+全桥LLC、全桥LLC、半桥LLC；
所述与变压器原边绕组相连的原边电路包括输入电容Cin，六个功率开关管，四个反并联二极管，四个电容，谐振电容Cr和谐振电感Lr；所述六个功率开关管包括第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6；所述四个二极管包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4；所述四个电容包括第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3和第四电容C4；
所述直流电源Ui的正极连接输入电容Cin的上端、第一功率开关管Sl和第二功率开关管S2的漏极、第五功率开关管S5的集电极；第一功率开关管S1的源极与第三功率开关管S3的漏极串联,并与谐振电感Lr的左端0接点相连；第五功率开关管S5的发射极与第六功率开关管S6的集电极串联,并与谐振电感Lr的右端A接点相连；第二功率开关管S2的漏极与第四功率开关管S4的源极串联,并与谐振电容Cr的左端A接点相连；谐振电容Cr的右端与变压器T原边绕组的同名端相连，变压器T原边绕组的异名端与A接点连接；直流电源的负极连接输入电容Cin的下端、第三功率开关管S3和第四功率开关管S4的源极、第六功率开关管S6的发射极；
所述与变压器副边绕组相连的副边电路包括整流电路和输出电路；所述输出电路包括输出电容Co和负载电阻Ro，输出电容Co和负载电阻Ro并联连接至整流电路的输出端；
所述整流电路由第五二极管、第六二极管、第七二极管和第八二极管构成全桥整流电路；第五二极管D5的阳极和第七二极管D7的阴极连接变压器T副边绕组的同名端；第六二极管D6的阳极和第八二极管D8的阴极连接变压器T副边绕组的异名端；第五二极管D5和第六二极管D6的阴极接输出电容Co的上端,即输出电压Uo的正极；第七二极管D7和第八二极管D8的阴极接输出电容Co的下端,即输出电压Uo的负极；
所述变换器的第一功率开关管～第四功率开关管的栅源极，第五功率开关管～第六功率开关管的栅极发射极分别接收外部电路提供的开关信号Ug1～Ug6；所述的开关信号Ug为高电平时，对应的功率开关管导通；开关信号Ug为低电平时，对应的功率开关管关断；
boost+全桥LLC工作模式下，所述变换器的第一功率开关管S1～第六功率开关管S6采用固定开关频率fs控制，开关频率fs=串联谐振频率fr，在一个开关周期Ts内分为to～t8八个阶段，动作顺序如下：
[t0～t1]阶段：Ug3、Ug5输出高电平，Ug1、Ug2、Ug4、Ug6输出低电平，此阶段持续时间为tb；
[t1～t2]阶段：Ug2、Ug3输出高电平，Ug1、Ug4、Ug5、Ug6输出低电平，此阶段持续时间为tR1；
[t2～t3]阶段：Ug2、Ug3输出高电平，Ug1、Ug4、Ug5、Ug6输出低电平，此阶段持续时间为tR2；
[t3～t4]阶段：Ug1、Ug2、Ug3、Ug4、Ug5、Ug6输出低电平，此阶段持续时间为td；
[t4～t5]阶段：Ug1、Ug6输出高电平，Ug2、Ug3、Ug4、Ug5输出低电平，此阶段持续时间为tb；
[t5～t6]阶段：Ug1、Ug4输出高电平，Ug2、Ug3、Ug5、Ug6输出低电平，此阶段持续时间为tR1；
[t6～t7]阶段：Ug1、Ug4输出高电平，Ug2、Ug3、Ug5、Ug6输出低电平，此阶段持续时间为tR2；
[t7～t8]阶段：Ug1、Ug2、Ug3、Ug4、Ug5、Ug6输出低电平，此阶段持续时间为td；
开关时序中，t0～t4和t4～t8各为开关周期Ts的一半；
全桥LLC工作模式下，所述变换器的第五功率开关管S5和第六功率开关管S6一直关断，第一功率开关管S1～第四功率开关管S4采用固定开关频率fs控制，开关频率fs=串联谐振频率fr，在一个开关周期Ts内分为to～t8八个阶段，动作顺序如下：
（1）[t0～t1]阶段：Ug2、Ug3输出高电平，Ug1、Ug4输出低电平，此阶段持续时间为tR1；
（2）[t1～t2]阶段：Ug3输出高电平，Ug1、Ug2、Ug4输出低电平，此阶段持续时间为tR2；
（3）[t2～t3]阶段：Ug3输出高电平，Ug1、Ug2、Ug4输出低电平，此阶段持续时间为tR3；
（4）[t3～t4]阶段：Ug1、Ug2、Ug3、Ug4输出低电平，此阶段持续时间为td；
（5）[t4～t5]阶段：Ug1、Ug4输出高电平，Ug2、Ug3输出低电平，此阶段持续时间为tR1；
（6）[t5～t6]阶段：Ug4输出高电平，Ug1、Ug2、Ug3输出低电平，此阶段持续时间为tR2；
（7）[t6～t7]阶段：Ug4输出高电平，Ug1、Ug2、Ug3输出低电平，此阶段持续时间为tR3；
（8）[t7～t8]阶段：Ug1、Ug2、Ug3、Ug4输出低电平，此阶段持续时间为td；
开关时序中，t0～t4和t4～t8各为开关周期Ts的一半；
半桥LLC工作模式下，所述变换器的第一功率开关管S1、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6一直关断；第三功率开关管S3一直开通；第二功率开关管S2和第四功率开关管S4采用调频控制，在一个开关周期Ts内分为to～t6六个阶段，动作顺序如下：
（1）[t0～t1]阶段：Ug2输出高电平，Ug4输出低电平，此阶段持续时间为tR；
（2）[t1～t2]阶段：Ug2、Ug4输出低电平，此阶段持续时间为td1；
（3）[t2～t3]阶段：Ug2、Ug4输出低电平，此阶段持续时间为td2；
（4）[t3～t4]阶段：Ug4输出高电平，Ug2输出低电平，此阶段持续时间为tR；
（5）[t4～t5]阶段：Ug2、Ug4输出低电平，此阶段持续时间为td1；
（6）[t5～t6]阶段：Ug2、Ug4输出低电平，此阶段持续时间为td2；
开关时序中，t0～t3和t3～t6各为开关周期Ts的一半。
2.根据权利要求1所述的一种多模式三桥臂直流-直流变换器，其特征在于，所述三种工作模式调制方法如下：
当输出高压时，所述变换器工作在boost+全桥LLC模式，此时，fs=fr，通过调节boost储能阶段占空比Db(Db=[2(t1-t0)/Ts])来调节输出电压，输出相同电压时，所述变换器的开关频率显然高于传统全桥LLC谐振变换器；
当输出低压时，所述变换器工作在全桥或半桥LLC模式，fs≧fr，输出相同电压时，假定传统全桥LLC谐振变换器此时的开关频率为fr+Δf，所述变换器工作在全桥LLC模式时开关频率为fr，所述变换器工作在半桥LLC模式时开关频率为fr+1/(2Δf)，显然低于传统全桥LLC谐振变换器；
式中，fs为开关频率；fr为串联谐振频率；Ts为一个开关周期；Db储能阶段占空比。
3.根据权利要求1所述的一种多模式三桥臂直流-直流变换器，其特征在于，所述整流桥可用以下全波整流电路结构替代应用：
所述全波整流电路由第九二极管、第十二极管构成；与之相连的变压器副边绕组含中间抽头；变压器副边绕组上端接第九二极管的阳极；变压器的副边绕组下端接第十二极管的阳极；变压器的中间抽头接输出电容的下端；第九二极管的阴极与第十二极管的阴极相连，并接到输出电容的上端。
4.根据权利要求1所述的一种多模式三桥臂直流-直流变换器，其特征在于，所述第一功率开关管S1的源极与漏极之间并联第一二极管D1和第一电容C1，第一二极管D1的阳极接第一功率开关管S1的源极；所述第二功率开关管S2的源极与漏极之间并联第二二极管D2和第二电容C2，第二二极管D2的阳极接第二功率开关管S2的源极；所述第三功率开关管S3的源极与漏极之间并联第三二极管D3和第三电容C3，第三二极管D3的阳极接第三功率开关管S3的源极；所述第四功率开关管S4的源极与漏极之间并联第四二极管D4和第四电容C4，第四二极管D4的阳极接第四功率开关管S4的源极。
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