CN210629370U - 开关电源和开关电源的控制电路 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种开关电源和开关电源的控制电路。控制电路包括：准谐振控制单元，根据开关电源包含的功率开关管的第一端与第二端之间的端电压产生检测信号；调制单元，根据检测信号提供开关信号至功率开关管的控制端，并对检测信号的状态进行检测以判断开关电源的工作模式，当开关电源处于非连续导通模式时，调制单元调节开关信号的有效脉宽以增大或减小功率开关管在各个开关周期内的导通时间和关断时间，使得开关周期的时长逐周期地改变，当检测信号表征端电压谐振至波谷时，调制单元输出有效的开关信号以导通功率开关管，从而实现准谐振控制。本申请提供的开关电源和开关电源的控制电路能够同时实现准谐振控制技术和频率抖动控制技术。

Description

开关电源和开关电源的控制电路

技术领域

本实用新型涉及集成电路领域，具体地，涉及一种开关电源和开关电源的控制电路。

背景技术

开关电源是一种集成电路领域的常用电路，其中反激式(Flyback)开关电源凭借着它结构简单、体积小以及可多路输出等优势，占据了小功率开关电源中非常重要的地位。

传统的反激式开关电源的工作原理是：利用开关信号控制功率开关管的导通和关断，变压器中的初级电感在功率开关管导通时储蓄能量，变压器中的次级电感与初级电感耦合且在功率开关管关断时向输出电容放电以维持由输出电容两端提供的输出电压。

反激式开关电源通常具有连续导通模式(Continuous Conduction Mode,CCM)和非连续导通模式(Discontinuous Conduction Mode,DCM)这两种工作模式，二者的区别在于：在连续导通模式下，变压器中的次级电感放电未完全结束时开关信号就会控制功率开关管再次导通；而在非连续导通模式下，次级电感放电结束之后开关信号才会控制功率开关管导通。

其中，在非连续导通模式下，当次级电感已放电结束而功率开关管未导通时，由于初级电感、功率开关管的漏源寄生电容以及电流采样电阻等电路成分的共同作用，功率开关管的漏源电压会出现正弦波振荡现象。因此，工作在非连续导通模式下的反激式开关电源广泛地采用了准谐振(Quasi-Resonant,QR)技术，该技术能够在功率开关管的漏源电压降至波谷时再次开通功率开关管以开启下一个开关周期，从而降低功率开关管的开关损耗，进而提高反激式开关电源的效率。

而频率抖动控制技术是另一种应用在开关电源中的技术，该技术主要通过不断改变开关电源的工作周期使得开关电源的工作频率的主频带周围产生一系列的边频带，从而电磁干扰(Electromagnetic Interference,EMI)的噪声能量能够在一个较宽的频带内被分散，进而降低了电磁干扰对开关电源的影响。

然而，在现有的开关电源的控制电路中，如果采用了准谐振控制技术，则无法再通过频率抖动控制技术降低开关电源的噪声干扰。具体原因是：现有的反激式开关电源是通过改变开关信号的频率来改变开关电源的开关周期，从而实现频率抖动控制技术，但是开关信号在每个开关周期内的有效脉宽恒定，因此次级电感在每个开关周期内的放电时长恒定、功率开关管的漏源电压的正弦波谐振参数相同；若在此基础上同时采用准谐振控制技术，功率开关管会在漏源电压谐振至波谷时再次导通以开启下一个开关周期，而由于漏源电压的正弦波谐振参数没有改变，所以漏源电压的波谷在每个开关周期中出现的时间相同，即开关周期的长度并不会发生变化。因此在现有技术的反激式开关电源中，准谐振控制技术无法与现有的频率抖动控制技术兼容。

实用新型内容

鉴于上述问题，本实用新型的目的是提供一种开关电源和开关电源的控制电路，通过调节开关信号的有效时间，使得变压器中的初级电感的充电时间和次级电感的放电时间同时增加或减少，进而使得开关周期的长度逐周期地变化，并且能够在非连续导通模式下应用准谐振控制技术，使得每次功率开关管能够在端电压的波谷处导通。

根据本实用新型的一方面，提供了一种开关电源的控制电路，包括：准谐振控制单元，用于根据所述开关电源包含的功率开关管的第一端与第二端之间的端电压产生检测信号；以及调制单元，根据所述检测信号提供所述开关信号至所述功率开关管的控制端，并对所述检测信号的状态进行检测以判断所述开关电源的工作模式，当所述开关电源处于非连续导通模式时，所述调制单元调节所述开关信号的有效脉宽以增大或减小所述功率开关管在各个开关周期内的导通时间和关断时间，使得所述开关周期的时长逐周期地改变，从而实现对所述开关信号的频率抖动控制，当所述检测信号表征所述端电压谐振至波谷时，所述调制单元输出有效的所述开关信号以导通所述功率开关管，从而实现准谐振控制，当所述开关电源处于连续导通模式时，调节所述开关信号的所述开关周期，从而实现对所述开关信号的频率抖动控制。

可选的，所述开关电源还包括：变压器，包括相互耦合的初级电感和次级电感，所述功率开关管与所述初级电感串联以控制流经所述初级电感的第一电流，所述功率开关管的控制端接收所述开关信号；以及输出单元，与所述次级电感连接以根据流经所述次级电感的第二电流提供所述输出电压。

可选的，所述调制单元包括：振荡电路，根据所述检测信号产生时钟信号，并设置窗口时间，在所述窗口时间内且当所述检测信号表征所述端电压谐振至波谷时，所述时钟信号提供有效脉冲；预关断电路，用于根据所述第一电流和所述输出电压产生预关断信号；逻辑电路，对所述时钟信号的有效脉冲进行计数以得到计数值，并根据所述计数值产生数字信号形式的延时控制信号，所述延时控制信号表征延时时长；延时电路，用于产生关断信号，当所述开关电源处于非连续导通模式时，所述延时电路根据所述延时控制信号对所述预关断信号进行延时以得到所述关断信号；锁存电路，用于产生所述开关信号，所述锁存电路的置位端接收所述时钟信号，所述锁存电路的复位端接收所述关断信号；以及模式判断电路，根据所述检测信号判断所述开关电源的工作模式，当所述检测信号表征所述开关电源处于连续导通模式时，所述模式判断电路控制所述延时电路直接将所述预关断信号输出为所述关断信号，且所述模式判断电路控制所述逻辑电路对所述振荡电路输出逻辑控制信号，所述振荡电路根据所述逻辑控制信号调节所述时钟信号的频率以使所述开关周期不断变化。

可选的，所述延时控制信号表征的数值与所述延时时长成正比关系。

可选的，所述延时控制信号具有延时周期，每个所述延时周期对应多个所述开关周期，在每个所述开关周期内，所述延时电路根据所述延时控制信号提供进行延时，在每个所述延时周期内，所述延时控制信号表征的所述延时时长先增大后减小。

可选的，所述预关断电路包括：参考电压模块，用于根据所述输出电压产生参考电压；比较器，根据所述参考电压和第一采样电压的比较结果产生所述预关断信号，所述第一采样电压表征所述第一电流，当且仅当所述第一采样电压大于等于所述参考电压时，所述预关断信号有效。

可选的，所述延时电路包括：电流生成模块，用于提供充电电流；可变电容，所述可变电容的容值受控于所述延时控制信号，所述可变电容的第一端接地，第二端连接控制模块以提供充电电压；控制模块，与所述电流生成模块连接，当所述预关断信号有效时，所述控制模块将所述充电电流提供至所述可变电容的第二端；以及处理模块，与所述控制模块连接，用于根据所述充电电压产生所述关断信号。

可选的，所述电流生成模块根据所述输入电压提供可变的所述充电电流或提供恒定的所述充电电流。

可选的，所述电流生成模块包括基准电流源和/或压控电流源，所述电流生成模块的输出端提供所述充电电流，所述基准电流源在所述电流生成模块的输出端提供所述充电电流的基准电流成分，所述压控电流源根据所述输入电压在所述电流生成模块的输出端提供所述充电电流的压控电流成分。

可选的，所述变压器还包括与所述初级电感和所述次级电感耦合的辅助线圈，所述准谐振控制单元包括：采样电路，所述辅助线圈的第一端与所述采样电路的第一端相连，所述辅助线圈的第二端和所述采样电路的第二端接地，所述采样电路包括串联在所述采样电路的所述第一端和所述第二端之间的第一电阻和第二电阻，所述第一电阻和所述第二电阻的连接点提供第二采样电压，所述第二采样电压表征所述端电压；以及判断电路，根据所述第二采样电压判断所述端电压是否谐振至波谷，并根据判断结果提供所述检测信号。

可选的，所述逻辑电路利用相同的电路结构产生所述逻辑控制信号或所述延时控制信号。

根据本实用新型的另一方面，还提供了一种开关电源，其中，包括：功率开关管，控制端受控于开关信号；变压器，包括相互耦合的初级电感和次级电感，所述功率开关管与所述初级电感串联以控制流经所述初级电感的第一电流，所述功率开关管的控制端接收所述开关信号；输出单元，与所述次级电感连接以根据流经所述次级电感的第二电流提供所述输出电压；以及控制电路，其中，所述控制电路包括：准谐振控制单元，用于根据所述功率开关管的第一端与第二端之间的端电压产生检测信号；以及调制单元，根据所述检测信号提供所述开关信号，并对所述检测信号的状态进行检测，当所述开关电源处于非连续导通模式时，所述调制单元调节所述开关信号的有效脉宽以增大或减小所述功率开关管在各个开关周期内的导通时间和关断时间，使得所述开关周期的时长逐周期地改变，从而实现对所述开关信号的频率抖动控制，当所述检测信号表征所述端电压谐振至波谷时，所述调制单元输出有效的所述开关信号以导通所述功率开关管，从而实现准谐振控制，当所述开关电源处于连续导通模式时，调节所述开关信号的所述开关周期，从而实现对所述开关信号的频率抖动控制。

可选的，所述调制单元包括：振荡电路，根据所述检测信号产生时钟信号，并设置窗口时间，在所述窗口时间内且当所述检测信号表征所述端电压谐振至波谷时，所述时钟信号提供有效脉冲；预关断电路，用于根据所述第一电流和所述输出电压产生预关断信号；逻辑电路，对所述时钟信号的有效脉冲进行计数以得到计数值，并根据所述计数值产生数字信号形式的延时控制信号，所述延时控制信号表征延时时长；延时电路，用于产生关断信号，当所述开关电源处于非连续导通模式时，所述延时电路根据所述延时控制信号对所述预关断信号进行延时以得到所述关断信号；锁存电路，用于产生所述开关信号，所述锁存电路的置位端接收所述时钟信号，所述锁存电路的复位端接收所述关断信号；以及模式判断电路，根据所述检测信号判断所述开关电源的工作模式，当所述检测信号表征所述开关电源处于连续导通模式时，所述模式判断电路控制所述延时电路直接将所述预关断信号输出为所述关断信号，且所述模式判断电路控制所述逻辑电路对所述振荡电路输出逻辑控制信号，所述振荡电路根据所述逻辑控制信号调节所述时钟信号的频率以使所述开关周期不断变化。

可选的，所述延时控制信号具有延时周期，每个所述延时周期对应多个所述开关周期，在每个所述开关周期内，所述延时电路根据所述延时控制信号提供进行延时，在每个所述延时周期内，所述延时控制信号表征的所述延时时长先增大后减小。

可选的，所述延时电路包括：电流生成模块，用于提供充电电流；可变电容，所述可变电容的容值受控于所述延时控制信号，所述可变电容的第一端接地，第二端连接控制模块以提供充电电压；控制模块，与所述电流生成模块连接，当所述预关断信号有效时，所述控制模块将所述充电电流提供至所述可变电容的第二端；以及处理模块，与所述控制模块连接，用于根据所述充电电压产生所述关断信号。

可选的，所述电流生成模块根据所述输入电压提供可变的所述充电电流或提供恒定的所述充电电流。

本实用新型各实施例提供的开关电源和开关电源的控制电路能够在非连续导通模式下同时兼容频率抖动控制技术和准谐振控制技术，即在非连续导通模式下能够让功率开关管在端电压的波谷处导通，且能同时让开关周期逐周期地变化，从而在降低噪声干扰的同时有效降低开关损耗，提高控制器的效率。开关电源和开关电源的控制电路还能够根据检测信号判断当前的工作模式：当处于连续导通模式时，控制电路直接通过调节时钟信号的频率实现频率抖动控制技术；当处于非连续导通模式时，控制电路通过调节开关信号的有效脉宽以增大或减小功率开关管在各个开关周期内的导通时间和关断时间，从而在实现了频率抖动控制技术的同时实现准谐振控制技术。

在本实用新型的一些实施例中，开关电源和开关电源的控制电路还能够适用于提供不同输入电压的各种应用场景，灵活性更强，能够在不同的输入电压下自适应地进行调整，使得开关信号在不同的输入电压下拥有相同的抖频幅度。

附图说明

通过以下参照附图对本实用新型实施例的描述，本实用新型的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚。

图1示出了传统的开关电源的控制电路的电路示意图。

图2示出现有技术中非连续导通模式下采用了准谐振控制技术的控制电路提供的开关信号Vdr以及功率开关管M0的端电压VDS的波形示意图。

图3示出了现有技术中连续导通模式下采用了频率抖动控制技术的控制电路提供的开关信号Vdr以及功率开关管M0的端电压VDS的波形示意图。

图4示出了现有技术中非连续导通模式下采用了频率抖动控制技术的控制电路提供的开关信号Vdr以及功率开关管M0的端电压VDS的波形示意图。

图5示出了现有技术中非连续导通模式下同时采用了频率抖动控制技术和准谐振控制技术的控制电路提供的开关信号Vdr以及功率开关管M0的端电压VDS的波形示意图。

图6示出本实用新型第一实施例的开关电源的结构示意图。

图7示出图6所示的控制电路中预关断电路的示意性框图。

图8示出图6所示的控制电路中延时电路的一种具体实施例的示意性电路图。

图9示出在非连续导通模式下本实用新型第一实施例的控制电路提供的开关信号sw以及功率开关管M1的端电压VDS的波形示意图。

图10出本实用新型第二实施例的开关电源的示意图。

图11a和图11b分别示出图10中延时电路的两种具体实施例的示意性电路图。

图12示出本实用新型第三实施例的开关电源的结构示意图。

图13示出本实用新型第四实施例的开关电源的控制方法的流程示意图。

图14示出图13所示的本实用新型第三实施例的控制方法中步骤S330的具体步骤示意图。

具体实施方式

以下将参照附图更详细地描述本实用新型的各种实施例。在各个附图中，相同的元件采用相同或类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。

图1示出一种传统的开关电源的的控制电路的电路示意图。

如图1所示，传统的开关电源包括电流采样电阻Rcs、变压器U1、功率开关管M0、二极管D0、输入电容Cin以及输出电容Cout。其中，变压器包括相互耦合的初级电感Lp和次级电感Ls，初级电感Lp的同名端与次级电感Ls的同名端反相。具体地，如图1所示，电流采样电阻Rcs、初级电感Lp以及功率开关管M0的串联电路与输入电容Cin并联，输入电压Vin提供至输入电容Cin的两端，功率开关管M0的控制端接收开关信号Vdr；次级电感Ls串联在二极管D0的阳极和地之间，次级电感Ls的同名端接地，输出电容Cout的两端分别与二极管D0的阴极和地相连并提供输出电压Vout。

如图1所示，传统的控制电路包括振荡电路1310、反馈电路1320、逻辑电路1330、峰值电流检测电路1340、锁存电路1350、脉宽比较器Uc以及驱动电路1360。其中，振荡电路1310产生时钟信号clk0，时钟信号clk0的时钟频率决定了控制电路的工作频率；逻辑电路1330接收时钟信号clk0，并根据时钟信号clk0产生逻辑控制信号ctl0，振荡电路1310根据逻辑控制信号ctl0调节时钟信号clk0的频率；反馈电路1320根据开关电源的输出电压Vout得到峰值电流对应的限制电压Vpmax；峰值电流检测电路1340对流经功率开关管M0的电流I0进行采样以获得表征采样电流峰值的采样电压Vprl；脉宽比较器Uc对表征峰值电流的采样电压Vprl和峰值限制电压Vpmax进行比较以产生关断信号Soff0；锁存电路1350和驱动电路1360根据关断信号Soff0和时钟信号clk0产生开关信号Vdr。

在如图1所示的传统的开关电源中：当功率开关管M0在开关信号Vdr的控制下导通时，初级电感Lp中形成充电电流以储蓄能量；当功率开关管M0在开关信号Vdr的控制下关断后，次级电感Ls开始放电以继续提供电能，使得输出电压Vout基本维持不变。在连续导通模式下，次级电感Ls放电未完全结束时开关信号Vdr就会控制功率开关管M0再次导通；在非连续导通模式下，次级电感Ls放电结束之后开关信号Vdr才会控制功率开关管M0导通。其中，在非连续导通模式下，当次级电感Ls已放电结束而功率开关管M0还未导通时，由于初级电感Ls、功率开关管M0的寄生电容Cp(形成于功率开关管M0的第一端和第二端之间)以及电流采样电阻Rcs的共同作用，功率开关管M0的端电压VDS(即功率开关管M0的第一端和第二端之间的电压，例如为功率开关管M0的漏源电压)会出现正弦波振荡现象，端电压VDS的振荡频率与初级电感Lp和寄生电容Cp相关，衰减因子与电流采样电阻Rcs相关。

由于该正弦波振荡现象的出现，工作在非连续导通模式下的反激式开关电源广泛地采用了准谐振(Quasi-Resonant,QR)技术。准谐振控制技术主要是在非连续导通模式下控制功率开关管在其端电压VDS谐振至最小值(波谷)时再次导通以开始下一个开关周期，从而有效降低功率开关管M0的开关损耗，进而提高了反激式开关电源的效率。

图2示出现有技术中非连续导通模式下采用了准谐振控制技术的控制电路提供的开关信号Vdr以及功率开关管M0的端电压VDS的波形示意图。其中，每个开关周期T包括阶段ton和阶段toff，功率开关管M0在阶段ton内导通以使次级电感Ls储蓄电能，功率开关管M0在阶段toff内关断以使次级电感Ls向输出电容Cout放电。在阶段toff开始时，功率开关管M0的端电压VDS基本恒定，直至次级电感Ls放电结束时(图3所示的t1时刻)，功率开关管M0的端电压VDS开始出现正弦波振荡现象；通过在窗口时间t_win内检测功率开关管M0的端电压VDS，可以在端电压VDS谐振至波谷时(图2所示的t2时刻)再次开启功率开关管M0，从而进入下一个阶段ton。

而目前，为了降低噪声对开关电源的影响，一些开关电源的控制电路通常采用频率抖动控制技术，即将开关电源的工作频率(即开关信号Vdr的频率)设置为可变的，从而能够在开关电源的工作频率的主频带周围产生一系列的边频带，使得电磁干扰(Electromagnetic Interference,EMI)的噪声能量能够分摊在较宽的频带上，降低了电磁干扰对开关电源的影响。

图3示出了现有技术中连续导通模式下采用了频率抖动控制技术的控制电路提供的开关信号Vdr以及功率开关管M0的端电压VDS的波形示意图；图4示出了现有技术中非连续导通模式下采用了频率抖动控制技术的控制电路提供的开关信号Vdr以及功率开关管M0的端电压VDS的波形示意图。

如图3和图4所示，开关信号Vdr的开关周期T被逐周期地调整。例如，假设第一个开关周期T＝T1，之后每个开关周期T在频率抖动控制技术的作用下逐周期地增加Δt，直到第n个开关周期T达到最大值T1+n·Δt(n为非0自然数)，之后每个开关周期T逐周期地减少Δt，直到开关周期T达到最小值T1，之后各个开关周期再逐周期地增加Δt，如此循环往复，使得开关周期T不断变化以实现频率抖动控制技术。

然而，现有的开关电源的控制电路如果采用了准谐振控制技术，则无法再通过频率抖动控制技术降低开关电源的噪声干扰。下面基于如图1所示的传统的开关电源及其控制电路阐述具体原因。

基于图1所示的传统的开关电源及其控制电路，图5示出了现有技术中非连续导通模式下同时采用了频率抖动控制技术和准谐振控制技术的控制电路提供的开关信号Vdr以及功率开关管M0的端电压VDS的波形示意图。

从图5中可以看出，由于采用了准谐振控制技术，当功率开关管M0的端电压VDS在上述窗口时间t_win内谐振至波谷时会开启下一个阶段ton，而由于每个开关周期的阶段ton基本不变，功率开关管M0的导通时间也基本恒定，因此在每个开关周期中，功率开关管M0的端电压VDS由恒定值在窗口时间内谐振至波谷的时间也基本恒定，一旦功率开关管M0的端电压VDS在窗口时间内到达波谷，下一个开关周期就会开启，因此每个开关周期也保持恒定，即无法实现频率抖动控制。

为解决上述问题，本实用新型提供了新的开关电源的控制电路，其能够在实现准谐振控制技术的同时控制开关电源实现频率抖动。本实用新型可以以各种形式呈现，以下将描述其中一些示例。

图6示出本实用新型第一实施例的开关电源的结构示意图。

如图6所示，本实用新型第一实施例的开关电源包括开关电源及其控制电路，其中开关电源包括变压器U1、输入单元2100和输出单元2200，控制电路包括调制单元2300以及准谐振控制单元2400。

变压器U1包括位于原边的初级电感Lp和位于副边的次级电感Ls，初级电感Lp和次级电感Ls耦合以实现互感。初级电感Lp和次级电感Ls之间的匝数比例如为N:1，N为大于等于1的自然数。

输入单元2100与初级电感Lp形成回路以根据输入电压Vin和开关信号sw提供流经初级电感的第一电流I1。

作为一种具体的实施例，如图6所示，输入单元2100包括整流桥2110、功率开关管M1、电流采样电阻Rcs以及输入电容Cin，其中：整流桥2110用于将交流信号形式的输入电压转换成直流信号形式的输入电压Vin；功率开关管M1与变压器U1中的初级电感Lp串联以控制流经初级电感Lp的第一电流I1，功率开关管M1的控制端接收开关信号sw，从而功率开关管M1在开关信号sw有效时导通、在开关信号sw无效时关断，即功率开关管M1在每个开关周期内的导通时间ton和关断时间toff受控于开关信号sw；电流采样电阻Rcs串联在功率开关管M1的第一端与地之间，对第一电流I1进行采样从而得到表征第一电流I1的第一采样电压Vs1，功率开关管M1的第二端与初级电感Lp的异名端相连，初级电感Lp的同名端与地之间连接有输入电容Cin，直流形式的输入电压Vin施加在输入电容Cin的两端。需要说明的是，图6仅示出了开关电源的输入单元的一种实施例，本领域技术人员可以根据实际需要将图6所示的输入单元替换为其他结构的输入单元。

输出单元2200与次级电感Ls形成回路以根据流经次级电感Ls的第二电流I2提供输出电压Vout。

作为一种具体的实施例，如图6所示，输出单元2200包括二极管D1和输出电容Cout，其中二极管D1的阳极与次级电感Ls的异名端相连、阴极与输出电容Cout的第一端相连，输出电容Cout的第二端和次级电感Ls的同名端相连并接地，由于初级电感Lp和次级电感Ls之间存在互感作用，因此次级电感Ls能够根据初级电感Lp中的第一电流I1产生第二电流I2，从而在输出电容Cout两端形成输出电压Vout。

在本实用新型第一实施例的控制电路中：调制单元2300与功率开关管M1的控制端相连以提供开关信号sw，并调节开关信号sw的有效时间(例如在本实施例中为高电平的持续时间)，使得功率开关管M1在各个开关周期内的导通时间ton被增大或减小，且功率开关管M1在各个开关周期内的关断时间toff也随之增大或减小，因此开关电源的开关周期能够逐周期地改变，即实现频率抖动控制，从而使电磁干扰的噪声能量分散在较宽的频带上，降低了噪声干扰的影响；准谐振控制单元2400用于在窗口时间内判断功率开关管M1的端电压VDS(即功率开关管M1的第一端和第二端之间的电压，例如为功率开关管M1的漏源电压)是否谐振至波谷，并根据判断结果产生检测信号Sj，使得调制单元2300能够在端电压VDS谐振至波谷时(在窗口时间内)将开关信号sw变为有效状态以使功率开关管M1导通，从而在非连续导通模式下实现准谐振控制技术。

作为准谐振控制单元2400的一种具体的实施例，如图6所示，准谐振控制单元2400包括判断电路2410和采样电路2420，变压器U1还包括与初级电感Lp和次级电感Ls耦合的辅助线圈La。采样电路2420例如由与辅助线圈La串联的电阻R1和R2实现，具体地，辅助线圈La的同名端接地，辅助线圈La的异名端与电阻R1一端连接，电阻R1的另一端与电阻R2连接，电阻R1和R2之间的公共节点提供第二采样电压Vs2，第二采样电压能够表征功率开关管M1的端电压VDS；判断电路2410与采样电路2420相连以接收第二采样电压Vs2，判断电路2410用于根据第二采样电压Vs2判断端电压VDS是否谐振至波谷。当端电压VDS在窗口时间内谐振至波谷时，准谐振控制单元2400提供有效的检测信号Sj，否则准谐振控制单元2400提供无效的检测信号Sj。

作为调制单元2300的一种具体的实施例，如图6所示，调制单元2300包括振荡电路2310、预关断电路2320、逻辑电路2330、延时电路2340以及锁存电路2350。

如图6所示，振荡电路2310用于根据检测信号Sj产生时钟信号clk，并用于设置窗口时间t_win。在窗口时间内，当检测信号Sj表征端电压VDS谐振至波谷时，时钟信号clk提供有效脉冲使得锁存电路2350被置位。

预关断电路2320用于根据流经初级电感Lp的第一电流I1和输出电压Vout产生预关断信号Soff_pre。具体地，图7示出图6所示的控制电路中预关断电路2320的示意性框图。如图7所示，预关断电路2320包括参考电压模块2321以及比较器2322(例如为脉宽比较器)。其中，参考电压模块2321用于根据输出电压Vout产生参考电压Vref以限制第一电流I1的峰值电流；比较器2322的输入端之一与电流采样电阻Rcs的非接地端相连以获得第一采样电压Vs1，第一采样电压Vs1表征第一电流I1,比较器2322根据参考电压Vref和第一采样电压Vs1的比较结果产生预关断信号Soff_pre。当且仅当第一采样电压Vs1大于等于参考电压Vref时，预关断信号Soff_pre有效。

如图6所示，逻辑电路2330用于对时钟信号clk的有效脉冲进行计数以得到计数值，并根据计数值产生数字信号形式的延时控制信号ctl_dly。作为一种具体的实施例，在所述逻辑电路中，所述延时控制信号ctl_dly表征所述计数值，当所述计数值增加至预设值时，所述逻辑电路开始对所述时钟信号的有效脉冲进行减法计数，当所述计数值减小至初始值时，所述逻辑电路开始对所述时钟信号的有效脉冲进行加法计数。作为一种替代的实施例，所述逻辑电路对所述时钟信号的有效脉冲进行加法计数以得到所述计数值，并在所述计数值增加至预设值时将所述计数值复位至初始值，在所述计数值由所述初始值增加至所述预设值与所述初始值的中间值期间，所述延时控制信号ctl_dly表征的数值随所述计数值的增大而增大，在所述计数值由所述中间值增加至所述预设值期间，所述延时控制信号ctl_dly表征的数值随所述计数值的增大而减小。

如图6所示，延时电路2340用于根据延时控制信号ctl_dly对预关断信号Soff_pre进行延时以得到关断信号Soff，其中，延时控制信号ctl_dly用于表征延时时长。优选地，延时控制信号ctl_dly表征的数值与所述延时时长呈正比关系。图8示出图6所示的控制电路中延时电路的一种具体实施例的示意性电路图。作为一种具体的实施例，如图8所示，延时电路2340利用电流对电容的充放电过程实现延时控制。延时电路2340包括电流生成模块A1、可变电容Cx、控制模块2341以及处理模块2342。其中，电流生成模块A1用于提供充电电流Ic(通过控制充电电流Ic的大小可以控制可变电容Cx的充电速度)，可变电容Cx的容值受控于延时控制信号ctl_dly，可变电容Cx的第一端接地，第二端连接控制模块2341；控制模块2341连接在可变电容的第二端和电流生成模块A1之间，用于控制可变电容Cx的充电和清零，例如当且仅当预关断信号Soff_pre有效时，控制模块2341将充电电流Ic提供至可变电容Cx的第二端；处理模块2342与控制模块2341相连，用于根据充电电压完成比较和逻辑控制，从而产生关断信号Soff。具体地，当可变电容Cx的容值处于最大值Cx_max时，延时电路2340对导通时间ton提供的延时时长具有最大值

其中Vth为电容比较电压阈值，由此可以推导出，整个开关周期的最大延时时长

其中tdm是指从功率开关管M1开始关断起至次级电感Ls放电结束为止的时间，即本开关周期内功率开关管M1的端电压VDS维持恒定的高电平的时间。

作为一种具体的实施例，电流生成模块A1由基准电流源实现，基准电流源提供恒定的充电电流Ic。

如图6所示，锁存电路2350用于产生开关信号sw。锁存电路的置位端接收时钟信号clk，锁存电路的复位端接收关断信号Soff。

在图6所示的第一实施例的开关电源的控制电路的工作过程中：在功率开关管M1关断后，准谐振控制单元2400利用辅助线圈La来检测功率开关管M1的端电压VDS的谐振情况，从而在窗口时间内检测端电压VDS是否谐振至谷底，当端电压VDS谐振至波谷时，准谐振控制单元2400提供有效的检测信号Sj；调制单元2300根据检测信号Sj提供开关信号sw至功率开关管M1的控制端，在窗口时间内，当检测信号Sj由无效变为有效时，调制单元2300提供的开关信号sw使得功率开关管M1由关断状态进入导通状态以结束本开关周期、开启下一个开关周期，从而对开关电源进行准谐振控制。具体地，在调制单元2300的工作过程中：振荡电路2310设置检测信号的窗口时间，使得准谐振控制单元2400能够在该窗口时间内检测端电压VDS是否谐振至波谷，同时，振荡电路2310提供时钟信号clk至逻辑电路2330，逻辑电路2300对时钟信号clk的有效脉冲进行计数以得到计数值，并根据计数值产生数字信号形式的延时控制信号ctl_dly(例如00…01,00…10,00…11等)；预关断电路2320与电流采样电阻Rcs(用于对流经初级电感Lp的第一电流I1进行采样以产生第一采样电压Vs1)的非接地端相连以获得第一采样电压Vs1，预关断电路2320中的参考电压模块2321用于根据输出电压Vout产生参考电压Vref，预关断电路2320中的比较器2322用于根据参考电压Vref和第一采样电压Vs1之间的比较结果产生预关断信号Soff_pre，当且仅当第一采样电压Vs1大于等于参考电压Vref时，预关断信号Soff_pre有效以限制第一电流I1的峰值电流；延时电路2340用于根据延时控制信号ctl_dly对预关断信号Soff_pre进行延时以得到关断信号Soff，即在原来的功率开关管的导通时间ton被延迟了一定的延时时长(延时时长由延时控制信号ctl_dly控制，例如当延时控制信号ctl_dly为00…00时，延时时长例如为0，当延时控制信号ctl_dly为00…01时，延时时长例如为Δt，当延时控制信号ctl_dly为00…10时，延时时长例如为2Δt，以此类推，直到延时控制信号ctl_dly为11…11时，延时时长达到最大值nΔt)；锁存电路2350的置位端接收时钟信号clk、复位端接收关断信号Soff，从而产生提供至功率开关管M1的控制端的开关信号sw，使得控制电路在实现了准谐振控制技术的基础上进一步实现频率抖动控制技术。

图9示出在非连续导通模式下本实用新型第一实施例的控制电路提供的开关信号sw以及功率开关管M1的端电压VDS的波形示意图。图9中仅截取了开关电源在工作过程中经历的一部分开关周期T[1]至T[2n+1]作为示意(n为非0自然数)，并以开关周期T[1]至T[2n+1]作为开关周期变化的一个循环周期为优选实施例进行说明。然而本实用新型实施例不限于此，开关周期可以按照其他规律发生变化，也可以不具有特定的循环周期，本领域技术人员可以根据实际需要对开关周期的变化进行设置以实现频率抖动控制技术。

如图9所示，用于控制功率开关管M1的开关信号sw在每个开关周期开始时导通功率开关管M1，经过导通时间ton，开关信号sw由有效变为无效以使功率开关管M1被关断；功率开关管M1被关断后，由于准谐振控制单元2400实现的准谐振控制技术，当功率开关管M1的端电压VDS在窗口时间t_win内谐振至波谷时，开关信号sw由无效变为有效以再次导通功率开关管M1，从而降低开关损耗，使得下一个开关周期开启。

具体地，在开关周期T[1]中，开关信号sw的有效时间对应功率开关管M1在本开关周期内的导通时间ton[1]＝ton0，开关信号sw的无效时间对应功率开关管M1在本开关周期内的关断时间toff[1]。在功率开关管M1的导通时间ton[1]内，功率开关管M1的端电压VDS近似于0。在功率开关管M1的关断时间toff[1]内：功率开关管M1的端电压VDS在开始的一段时间tdm[1]内基本保持恒定，直至次级电感Ls放电结束时功率开关管M1的端电压VDS开始出现正弦波振荡现象；在窗口时间t_win内，当端电压VDS谐振至波谷时，功率开关管M1被再次导通，端电压VDS下降至0，开关周期T[1]结束，下一个开关周期T[2]开启，由此可知功率开关管M1在本周期内的关断时间toff[1]＝tdm[1]+从次级电感Ls在本开关周期内放电结束时起至端电压VDS在窗口时间内谐振至波谷的时间，其中设时间tdm[1]＝tdm0。

在开关周期T[2]中，开关信号sw的有效时间对应功率开关管M1在本开关周期内的导通时间ton[2]＝ton0+Δt，开关信号sw的无效时间对应功率开关管M1在本开关周期内的关断时间toff[2]＝tdm[2]+从次级电感Ls在本开关周期内放电结束时起至端电压VDS在窗口时间内谐振至波谷的时间。其中，由于功率开关管M1的导通时间的延长，次级电感Ls放电完全所需的时间tdm[2]也被延长，时间

使得端电压VDS谐振至波谷的时间被推后，即开关信号sw在本开关周期内的无效时间被延长、功率开关管M1的关断时间被延长、开关周期T[2]的总时长被延长。

依次类推，从开关周期T[2]至开关周期T[n+1]，每个开关周期中功率开关管M1的导通时间都比相邻的前一个开关周期中功率开关管M1的导通时间增加Δt(例如开关周期T[n+1]中功率开关管M1的导通时间ton[n+1]＝ton0+n·Δt)，使得每个开关周期中从功率开关管M1开始关断起至次级线圈Ls放电结束的时间都比相邻的前一个开关周期中相应的时间增加

例如开关周期T[n+1]中功率开关管M1的关断时间

开关周期T[n+1]中功率开关管M1的导通时间ton[n+1]＝ton[1]+n·Δt。因此，开关周期T[1]至开关周期T[n+1]的长度得以逐开关周期地增加。

作为一种优选的实施例，在一个循环周期中，从开关周期T[n+2]至T[2n+1]，每个开关周期中功率开关管M1的导通时间都比相邻的前一个开关周期中功率开关管M1的导通时间减少Δt(例如开关周期T[2n+1]中功率开关管M1的导通时间ton[2n+1]＝ton0)，使得每个开关周期中从功率开关管M1开始关断起至次级线圈Ls放电结束的时间都比相邻的前一个开关周期中相应的时间减少

因此，开关周期T[n+2]至开关周期T[2n+1]的长度得以逐开关周期地减小。本实用新型的实施例不限于此，本领域技术人员可以根据实际需要对开关周期的变化规律进行设置，例如在一个循环周期内的多个开关周期可以逐周期地持续增大或持续减小，并在每个循环周期开始时复位到初始的开关周期长度，开关周期也可以具有其它的变化规律而不按照特定的循环周期发生变化等。

如上所述，本实用新型第一实施例提供的开关电源的控制电路在应用了准谐振控制技术的基础上能够使开关周期的时长不断变化，实现了频率抖动控制技术，从而能够在降低了开关损耗的同时也减弱噪声的影响。

图10示出本实用新型第二实施例的开关电源的示意图。图11a和图11b分别示出图10中延时电路的两种具体实施例的示意性电路图。

本实用新型第二实施例的控制电路与上述第一实施例的控制电路基本相同，相同之处不再赘述，不同之处在于：控制电路还包括线电压检测单元，所述线电压检测单元根据输入电压Vin产生线电压Va＝k·Vin(其中k为非零常数)，延时电路根据线电压Va调节延时控制信号ctl_dly。线电压检测单元例如根据从输入电压Vin采样得来的第二采样电压Vs2产生线电压Va，因此，线电压Va可以表征输入电压Vin。

作为一种具体的实施例，如图11a所示，电流生成模块A1由压控电流源实现，压控电流源受控于线电压Va，使得充电电流Ic随线电压Va的变化而变化，从而充电电流Ic能够随输入电压Vin的变化而变化。

作为一种替代的具体实施例，如图11b所示，电流生成模块A1由基准电流源和压控电流源实现。基准电流源A11和压控电流源A12的输出端共同作为电流生成模块A1的输出端以提供充电电流Ic，充电电流Ic包括由基准电流源A11提供的基准电流成分I_bias以及由压控电流源A12提供的压控电流成分I_vccs，其中压控电流源A12受控于线电压Va，使得充电电流Ic＝I_vccs+I_bias随线电压Va的变化而变化，从而充电电流Ic能够随输入电压Vin的变化而变化。具体地，压控电流源A12提供的压控电流成分

其中

表示压控电流源A12的压控电流源系数。根据上述分析可知，当可变电容Cx的容值处于最大值Cx_max时，延时电路2340对导通时间ton提供的延时时长具有最大值

由此可以推导出，整个开关周期的最大延时时长

此时有

其中Ns表示副边匝数，Np表示原边匝数，Vout表示输出电压，整理得到

可以看出，当

时可以做到功率开关管M1的端电压VDS变化时，开关周期的最大延时时长保持不变，从而保证开关信号的频率抖动幅度在端电压VDS/输入电压Vin变化时仍能保持一致。

本实用新型第二实施例的控制电路能够适用于提供不同的输入电压的各种应用场景，灵活性更强，能够在不同的输入电压下自适应地进行调整，使得开关信号在不同的输入电压下拥有相同的抖频幅度。

图12示出本实用新型第三实施例的开关电源的结构示意图。

如图12所示，本实用新型第三实施例的控制电路与上述本实用新型第一实施例的控制电路基本相同，相同之处不再赘述，区别之处在于：调制单元2300不仅包括振荡电路2310、预关断电路2320、逻辑电路2330、延时电路2340和锁存电路2350，还包括模式判断电路2360。模式判断电路2360对延时电路2340提供使能信号en，振荡电路2310向模式判断电路2360提供用于检测的窗口时间。

本实用新型第三实施例的控制电路可以在连续导通模式或非连续导通模式下工作，模式判断电路2360接收由准谐振控制单元2400中的判断电路2410提供的检测信号Sj，并根据检测信号Sj判断开关电源所处的工作模式。

当检测信号Sj表征开关电源处于连续导通模式时：模式判断电路2360对延时电路2340提供无效的使能信号en，使得延时电路2340直接将预关断电路2320提供的预关断信号Soff_pre作为关断信号Soff输出，而不进行延时；同时，模式判断电路2360对逻辑电路2330提供第一状态的模式控制信号mod，使得逻辑电路2330对振荡电路2310提供逻辑控制信号ctl_log；振荡电路2310在逻辑控制信号ctl_log的控制下调节时钟信号clk的时钟频率，使得时钟信号clk的时钟频率不断变化，以实现频率抖动控制技术。

当检测信号Sj表征开关电源的控制电路处于非连续导通模式时：模式判断电路2360对延时电路2340提供有效的使能信号en，并对逻辑电路2330提供第二状态的模式控制信号mod，使得延时电路2340根据逻辑电路2330提供的延时控制信号ctl_dly对预关断信号Soff_pre进行延时以得到关断信号Soff，具体工作过程与第一实施例相同，均是通过调节开关信号sw的有效脉宽以增大或减小功率开关管M1在各个开关周期内的导通时间，从而同时实现准谐振控制技术和频率抖动控制技术，在此不再赘述。

本实用新型第三实施例的控制电路能够根据检测信号判断当前的工作模式，当处于连续导通模式时，控制电路直接通过调节时钟信号的频率实现频率抖动控制技术，当处于非连续导通模式时，控制电路通过调节开关信号的有效脉宽以增大或减小功率开关管在各个开关周期内的导通时间，从而同时实现准谐振控制技术和频率抖动控制技术。

图13示出本实用新型第四实施例的开关电源的控制方法的流程示意图。包括步骤S310至S340。

在步骤S310中，根据功率开关管的第一端和第二端之间的端电压产生检测信号。优选地，根据功率开关管的第一端和第二端之间的端电压产生检测信号的步骤包括：提供与初级电感和次级电感耦合的辅助线圈；根据流经辅助线圈的电流获得第二采样电压；根据第二采样电压判断端电压是否谐振至波谷；以及根据判断结果提供检测信号。

在步骤S320中，根据检测信号提供开关信号。

在步骤S330中，当开关电源处于非连续导通模式时，调节开关信号的有效脉宽以增大或减小功率开关管在各个开关周期内的导通时间，使得开关周期不断变化。

在一种优选的实施例中，步骤S320进一步包括：根据所述检测信号判断所述开关电源的工作模式，当所述检测信号表征所述开关电源处于连续导通模式时，停止对所述预关断信号进行延时以直接将所述预关断信号输出为所述关断信号，并根据所述逻辑控制信号调节所述时钟信号的频率，使得所述开关信号的所述开关周期不断变化。

在步骤S340中，在窗口时间内，当检测信号表征端电压谐振至波谷时，令开关信号有效以导通功率开关管。

作为一种具体的实施例，图14示出图13所示的本实用新型第四实施例的控制方法中步骤S330的具体步骤示意图。包括步骤S331至S335。

在步骤S331中，根据检测信号产生时钟信号，在窗口时间内，当检测信号表征端电压谐振至波谷时，时钟信号提供有效脉冲。

在步骤S332中，根据第一电流和输出电压产生预关断信号。优选地，步骤S332具体包括：根据输出电压产生参考电压；根据第一电流产生第一采样电压；以及根据参考电压和第一采样电压的比较结果产生预关断信号，当且仅当第一采样电压大于等于参考电压时，预关断信号有效。

在步骤S333中，对时钟信号的有效脉冲进行计数以得到计数值，并根据计数值产生数字信号形式的延时控制信号，延时控制信号表征延时时长。优选地，延时控制信号表征的数值与延时时长成正比关系。进一步优选地，延时控制信号具有延时周期，每个延时周期对应多个开关周期，在每个延时周期内，延时控制信号表征的延时时长先增大后减小。

在步骤S334中，产生关断信号，当开关电源处于非连续导通模式时，根据延时控制信号对预关断信号进行延时以得到关断信号。优选地，根据延时控制信号对预关断信号进行延时以得到关断信号的步骤具体包括：提供充电电流和容值受控于延时控制信号的可变电容，当且仅当预关断信号有效时，将充电电流提供至可变电容；以及根据充电电压产生关断信号。进一步优选地，提供充电电流的步骤包括：根据输入电压提供可变的充电电流或提供恒定的充电电流。

在步骤S335中，根据时钟信号的有效脉冲对开关信号进行置位以使开关信号有效，并在关断信号有效时对开关信号进行复位以使开关信号无效。

本实用新型各实施例提供的开关电源和开关电源的控制电路能够在非连续导通模式下同时兼容频率抖动控制技术和准谐振控制技术，即在非连续导通模式下能够让开关管在端电压的波谷处导通，且能同时让开关周期不断变化，从而在降低噪声干扰的同时有效降低开关损耗，提高控制器的效率。在一些优选的实施例中，开关电源和开关电源的控制电路还能够根据检测信号判断当前的工作模式，当处于连续导通模式时，控制电路直接通过调节时钟信号的频率实现频率抖动控制技术，当处于非连续导通模式时，控制电路通过调节开关信号的有效脉宽以增大或减小功率开关管在各个开关周期内的导通时间，从而同时实现准谐振控制技术和频率抖动控制技术。

在本实用新型的一些实施例中，开关电源和开关电源的控制电路还能够适用于不同输入电压的各种应用场景，灵活性更强，能够在不同的输入电压下自适应地进行调整，使得开关信号在不同的输入电压下拥有相同的抖频幅度。

依照本实用新型的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该实用新型仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本实用新型的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本实用新型以及在本实用新型基础上的修改使用。本实用新型的保护范围应当以本实用新型权利要求所界定的范围为准。

Claims (16)

1.一种开关电源的控制电路，其中，所述控制电路包括：

准谐振控制单元，用于根据所述开关电源包含的功率开关管的第一端与第二端之间的端电压产生检测信号；以及

调制单元，根据所述检测信号提供开关信号至所述功率开关管的控制端，并对所述检测信号的状态进行检测以判断所述开关电源的工作模式，

当所述开关电源处于非连续导通模式时，所述调制单元提供第二状态的模式控制信号，并根据所述模式控制信号调节所述开关信号的有效脉宽以增大或减小所述功率开关管在各个开关周期内的导通时间和关断时间，使得所述开关周期逐周期地改变，从而实现对所述开关信号的频率抖动控制，当所述检测信号表征所述端电压谐振至波谷时，所述调制单元输出有效的所述开关信号以导通所述功率开关管，从而实现准谐振控制，

当所述开关电源处于连续导通模式时，所述调制单元提供第一状态的所述模式控制信号，并根据所述模式控制信号调节所述开关信号的所述开关周期，从而实现对所述开关信号的频率抖动控制。

2.根据权利要求1所述的控制电路，其中，所述开关电源还包括：

变压器，包括相互耦合的初级电感和次级电感，所述功率开关管与所述初级电感串联以控制流经所述初级电感的第一电流，所述功率开关管的控制端接收所述开关信号；以及

输出单元，与所述次级电感连接以根据流经所述次级电感的第二电流提供输出电压。

3.根据权利要求2所述的控制电路，其中，所述调制单元包括：

振荡电路，根据所述检测信号产生时钟信号，并设置窗口时间，在所述窗口时间内且当所述检测信号表征所述端电压谐振至波谷时，所述时钟信号提供有效脉冲；

预关断电路，用于根据所述第一电流和所述输出电压产生预关断信号；

逻辑电路，对所述时钟信号的有效脉冲进行计数以得到计数值，并根据所述计数值产生数字信号形式的延时控制信号，所述延时控制信号表征延时时长；

延时电路，用于产生关断信号，当所述开关电源处于非连续导通模式时，所述延时电路根据所述延时控制信号对所述预关断信号进行延时以得到所述关断信号；

锁存电路，用于产生所述开关信号，所述锁存电路的置位端接收所述时钟信号，所述锁存电路的复位端接收所述关断信号；以及

模式判断电路，根据所述检测信号判断所述开关电源的工作模式，

当所述检测信号表征所述开关电源处于非连续导通模式时，所述模式判断电路对所述逻辑电路提供所述第二状态的模式控制信号以使所述逻辑电路对所述延时电路提供所述延时控制信号，

当所述检测信号表征所述开关电源处于连续导通模式时，所述模式判断电路控制所述延时电路直接将所述预关断信号输出为所述关断信号，且所述模式判断电路对所述逻辑电路提供所述第一状态的模式控制信号，使得所述逻辑电路对所述振荡电路输出逻辑控制信号，所述振荡电路根据所述逻辑控制信号调节所述时钟信号的频率以使所述开关周期不断变化。

4.根据权利要求3所述的控制电路，其中，所述延时控制信号表征的数值与所述延时时长成正比关系。

5.根据权利要求3所述的控制电路，其中，所述延时控制信号具有延时周期，每个所述延时周期对应多个所述开关周期，

在每个所述开关周期内，所述延时电路根据所述延时控制信号提供进行延时，

在每个所述延时周期内，所述延时控制信号表征的所述延时时长先增大后减小。

6.根据权利要求3所述的控制电路，其中，所述预关断电路包括：

参考电压模块，用于根据所述输出电压产生参考电压；

比较器，根据所述参考电压和第一采样电压的比较结果产生所述预关断信号，所述第一采样电压表征所述第一电流，当且仅当所述第一采样电压大于等于所述参考电压时，所述预关断信号有效。

7.根据权利要求3所述的控制电路，其中，所述延时电路包括：

电流生成模块，用于提供充电电流；

可变电容，所述可变电容的容值受控于所述延时控制信号，所述可变电容的第一端接地，第二端连接控制模块以提供充电电压；

控制模块，与所述电流生成模块连接，当所述预关断信号有效时，所述控制模块将所述充电电流提供至所述可变电容的第二端；以及

处理模块，与所述控制模块连接，用于根据所述充电电压产生所述关断信号。

8.根据权利要求7所述的控制电路，其中，所述电流生成模块根据输入电压提供可变的所述充电电流或提供恒定的所述充电电流。

9.根据权利要求8所述的控制电路，其中，所述电流生成模块包括基准电流源和/或压控电流源，所述电流生成模块的输出端提供所述充电电流，

所述基准电流源在所述电流生成模块的输出端提供所述充电电流的基准电流成分，

所述压控电流源根据所述输入电压在所述电流生成模块的输出端提供所述充电电流的压控电流成分。

10.根据权利要求2所述的控制电路，其中，所述变压器还包括与所述初级电感和所述次级电感耦合的辅助线圈，

所述准谐振控制单元包括：

采样电路，所述辅助线圈的第一端与所述采样电路的第一端相连，所述辅助线圈的第二端和所述采样电路的第二端接地，所述采样电路包括串联在所述采样电路的所述第一端和所述第二端之间的第一电阻和第二电阻，所述第一电阻和所述第二电阻的连接点提供第二采样电压，所述第二采样电压表征所述端电压；以及

判断电路，根据所述第二采样电压判断所述端电压是否谐振至波谷，并根据判断结果提供所述检测信号。

11.根据权利要求3所述的控制电路，其中，所述逻辑电路利用相同的电路结构产生所述逻辑控制信号或所述延时控制信号。

12.一种开关电源，其中，包括：

功率开关管，控制端受控于开关信号；

变压器，包括相互耦合的初级电感和次级电感，所述功率开关管与所述初级电感串联以控制流经所述初级电感的第一电流，所述功率开关管的控制端接收所述开关信号；

输出单元，与所述次级电感连接以根据流经所述次级电感的第二电流提供输出电压；以及

控制电路，用于产生所述开关信号，

其中，所述控制电路包括：

准谐振控制单元，用于根据所述功率开关管的第一端与第二端之间的端电压产生检测信号；以及

调制单元，根据所述检测信号提供所述开关信号，并对所述检测信号的状态进行检测，

当所述开关电源处于非连续导通模式时，所述调制单元提供第二状态的模式控制信号，并根据所述模式控制信号调节所述开关信号的有效脉宽以增大或减小所述功率开关管在各个开关周期内的导通时间和关断时间，使得所述开关周期逐周期地改变，从而实现对所述开关信号的频率抖动控制，当所述检测信号表征所述端电压谐振至波谷时，所述调制单元输出有效的所述开关信号以导通所述功率开关管，从而实现准谐振控制，

当所述开关电源处于连续导通模式时，所述调制单元提供第一状态的所述模式控制信号，并根据所述模式控制信号调节所述开关信号的所述开关周期，从而实现对所述开关信号的频率抖动控制。

13.根据权利要求12所述的开关电源，其中，所述调制单元包括：

振荡电路，根据所述检测信号产生时钟信号，并设置窗口时间，在所述窗口时间内且当所述检测信号表征所述端电压谐振至波谷时，所述时钟信号提供有效脉冲；

预关断电路，用于根据所述第一电流和所述输出电压产生预关断信号；

逻辑电路，对所述时钟信号的有效脉冲进行计数以得到计数值，并根据所述计数值产生数字信号形式的延时控制信号，所述延时控制信号表征延时时长；

延时电路，用于产生关断信号，当所述开关电源处于非连续导通模式时，所述延时电路根据所述延时控制信号对所述预关断信号进行延时以得到所述关断信号；

锁存电路，用于产生所述开关信号，所述锁存电路的置位端接收所述时钟信号，所述锁存电路的复位端接收所述关断信号；以及

模式判断电路，根据所述检测信号判断所述开关电源的工作模式，

当所述检测信号表征所述开关电源处于非连续导通模式时，所述模式判断电路对所述逻辑电路提供所述第二状态的模式控制信号以使所述逻辑电路对所述延时电路提供所述延时控制信号，

当所述检测信号表征所述开关电源处于连续导通模式时，所述模式判断电路控制所述延时电路直接将所述预关断信号输出为所述关断信号，且所述模式判断电路对所述逻辑电路提供所述第一状态的模式控制信号，使得所述逻辑电路对所述振荡电路输出逻辑控制信号，所述振荡电路根据所述逻辑控制信号调节所述时钟信号的频率以使所述开关周期不断变化。

14.根据权利要求13所述的开关电源，其中，所述延时控制信号具有延时周期，每个所述延时周期对应多个所述开关周期，

在每个所述开关周期内，所述延时电路根据所述延时控制信号提供进行延时，

在每个所述延时周期内，所述延时控制信号表征的所述延时时长先增大后减小。

15.根据权利要求13所述的开关电源，其中，所述延时电路包括：

电流生成模块，用于提供充电电流；

可变电容，所述可变电容的容值受控于所述延时控制信号，所述可变电容的第一端接地，第二端连接控制模块以提供充电电压；

控制模块，与所述电流生成模块连接，当所述预关断信号有效时，所述控制模块将所述充电电流提供至所述可变电容的第二端；以及

处理模块，与所述控制模块连接，用于根据所述充电电压产生所述关断信号。

16.根据权利要求15所述的开关电源，其中，所述电流生成模块根据输入电压提供可变的所述充电电流或提供恒定的所述充电电流。

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