CN203039669U - 内置振荡电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供一种内置振荡电路，本实用新型所述内置振荡电路采用负反馈闭环路形式，利用频率-电压转化方式，使内置振荡电路能够在芯片中全部集成，省略了需要外部额外设置的晶振，节约了工艺成本，并且通过将环形振荡器产生的振荡频率转化为反馈电压，并与参考电压进行比较，然后将比较结果反馈到环形振荡器的控制端，改变环形振荡器的频率，从而通过对输出频率的偏差进行补偿，从而使环路稳定输出低温漂的工作频率，产生高精度的输出频率。

Description

内置振荡电路

技术领域

本实用新型涉及振荡电路设备，尤其涉及一种内置振荡电路。

背景技术

科学技术的日新月异，使得各种设备的发展趋向低功耗，面积小以及低成本，精准的时钟发生电路也趋向于全片上集成，高精度，高频率的方向发展。振荡器电路通常用于给各种集成电路芯片提供时钟信号。一般给各种电路芯片提供时钟信号的振荡器电路有以下几种：

一种是基于环形振荡器的产生电路。环形振荡器产生电路使用较为广泛，但是在CMOS工艺中，由于存在温度、工艺和电源电压的不稳定性，使得所述片内集成时钟电路的输出频率稳定性较差。

再一种是RC松弛(Relaxation)振荡器，由于其频率精度较高，目前的发展较为迅速，但由于RC松弛振荡器的工作频率较低，因此不适合较高频率的时钟信号应用。

另一种，也是较为常见的是时钟信号是采用石英晶体(Crystal)振荡器电作为时钟基准。

目前对于消费类电子产品，比如27/49M，315/433M频段的射频发射系统，作为产生时钟基准的振荡器电路一般采用的都是第三种结构，图1为现有技术中时钟信号产生电路的结构示意图，如图1所示，晶振通过振荡器产生信号，并通过PLL/DLL锁定来获得时钟信号。在芯片内部(即片上)需要用锁相环(PLL)或延时锁相环(DLL)来获得合适的时钟信号。这种振荡器电路能实现很高的精度(1～100ppm)，但是这种方案需要额外增加的外部晶振，不仅极大地提高了产品的成本，且需要占用较大的芯片面积和功耗，并降低了整个芯片的竞争能力，因此影响在一些对成本比较敏感的消费类产品中的应用，例如玩具遥控产品、无线控制产品及红外遥控产品等。

实用新型内容

本实用新型的目的是解决现有技术的不足，提供一种新型的内置振荡电路，解决由于工艺、电源电压和温度的变化产生的频率偏移，并且成本低廉，频率范围更大的的内置振荡电路。

为解决上述问题，本实用新型提供一种内置振荡电路，包括基本电流产生电路、环形振荡器、频率-电压转化电路以及差分放大电路；

所述基本电流产生电路包括第一运算放大器、第一放大管、可修调电阻和镜像电路，所述第一运算放大器接收一参考电压，经所述可修调电阻修调后由第一放大管输出一中间电流，所述中间电流经所述镜像电路输出参考电流；

所述环形振荡器产生频率信号；

所述频率-电压转化电路包括开关管模块、充放电容和输出电容，所述开关管模块接收所述参考电流和频率信号，并在所述频率信号的控制下，进行使所述参考电流对所述充放电容进行充电、以及在充放电容和输出电容之间进行电荷重新分配和对所述充放电容进行放电的过程，以使所述输出电容输出反馈电压；

所述差分放大电路比较所述反馈电压和参考电压并产生控制电压，所述控制电压对所述环形振荡器的频率信号进行反馈校正，直至频率信号稳定输出。

进一步的，所述环形振荡器的频率信号稳定输出时，所述频率信号的值与修调电阻的电阻值和充放电容的电容值有关。

进一步的，所述内置振荡器的输出频率为：

$\mathrm{fout}=\frac{K}{\mathrm{Cc}*(\mathrm{Rp}+\mathrm{Rn})},$

其中，fout为所述环形振荡器的输出频率，Cc为所述充放电容的电容值，(Rp+Rn)为所述可修调电阻的电阻值，K为比例系数。

进一步的，在所述基本电流产生电路中，所述第一运算放大器的两输入端分别接所述参考电压和第一放大管的第一连接端、输出端接所述第一放大管的控制端；所述可修调电阻一端接地、另一端接所述第一放大管的第一连接端，所述镜像电路的输入端接所述第一放大管的第二连接端、输出端输出所述参考电流。

进一步的，所述镜像电路包括第一镜像输出管，所述第一镜像输出管的控制端接所述第一放大管的控制端、所述第一镜像输出管的第一连接端输出所述参考电流、所述第一镜像输出管的第二连接端接所述电源电压。

进一步的，所述镜像电路包括第一镜像输入管、第二镜像输入管、第一镜像输出管和第二镜像输出管，所述第一镜像输入管的控制端接所述第一放大管的第二连接端、所述第一镜像输入管的第一连接端接所述第二镜像输入管的第二连接端、所述第一镜像输入管的第二连接端接一电源电压，所述第二镜像输入管的第二连接端接所述第一放大管的第二连接端，所述第一镜像输出管的控制端接所述第一镜像输入端的控制端、所述第一镜像输出管的第一连接端接所述第二镜像输出管的第二连接端，所述第一镜像输出管的第二连接端接所述电源电压，所述第二镜像输出管的控制端接所述第二镜像输入管的控制端，所述第二镜像输出管的第一连接端输出所述参考电流、所述第二镜像输出管的第二连接端与一第一镜像输出管的第一连接端连接。

进一步的，所述镜像电路为多路可修调镜像电路，所述可修调电阻对所述参考电流实现低位频率偏差调节，所述多路可修调镜像电路实现高位低位频率选择以及所述参考电流实现高位频率偏差调节。

进一步的，所述镜像电路为多路可修调镜像电路，所述可修调镜像电路为共源共栅电流镜结构。

进一步的，所述多路可修调镜像电路包括第一镜像输入管、第二镜像输入管、多个第一镜像输出管和多个第二镜像输出管，所述第一镜像输入管的控制端接所述第一放大管的第二连接端、所述第一镜像输入管的第一连接端接所述第二镜像输入管的第二连接端、所述第一镜像输入管的第二连接端接一电源电压，所述第二镜像输入管的第二连接端接所述第一放大管的第二连接端，每一所述第一镜像输出管的控制端均接所述第一镜像输入管的控制端、每一所述第一镜像输出管的第二连接端接所述电源电压，每一所述第二镜像输出管的控制端均接所述第二镜像输入管的控制端，所述第二镜像输出管的相连后输出所述参考电流，每一所述第二镜像输出管的第二连接端与一第一镜像输出管的第一连接端连接。

进一步的，所述内置振荡电路包括M个第一镜像输出管，所述基本电流产生电路接收一多位控制信号，所述多位控制信号包括频率选择位、镜像电路调节位和电阻调节位，所述频率选择位控制N个所述第一镜像输出管与所述第一镜像输入管的比例值，所述镜像电路调节位控制L个所述第一镜像输出管与所述第一镜像输入管的比例值，所述电阻调节位控制所述可修调电阻的电阻值，其中，N、L及M均为正整数，所述N个第一镜像输出管和L个第一镜像输出管均为不同的第一镜像输出管，且N+L=M。

进一步的，所述频率-电压转化电路还包括脉冲信号产生电路和寄生电容消除电路，所述脉冲信号产生电路根据所述频率信号产生多个控制开关模块的脉冲信号，所述寄生消除电路包括第一寄生消除电路和第二寄生消除电路，所述充放电容包括第一充放电容和第二充放电容，所述开关管模块包括第一开关管、第一充电管、第一放电管、第二开关管、第二充电管、第二放电管、第一防串扰管和第二防串扰管；

所述第一开关管的控制端接所述频率信号、第一连接端接所述参考电流、第二连接端接第一节点，所述第二开关管的控制端接所述频率信号的反相信号、第一连接端接所述参考电流、第二连接端接第二节点，

所述第一充放电容一端接所述第一节点、另一端接地，所述第二充放电容一端接所述第二节点、另一端接地，

所述第一充电管的控制端接脉冲信号，两连接端分别接第一节点和输出电容之间，所述第二充电管的控制端接脉冲信号，两连接端分别接第二节点和输出电容之间，所述第一放电管的控制端接脉冲信号，两连接端分别接地和第一节点，所述第二放电管的控制端接脉冲信号，两连接端分别接地和第二节点，

所述第一寄生电容消除电路输入端接所述脉冲信号、输出端接所述第一节点，所述第二寄生消除电路输入端接所述脉冲信号、输出端接所述第二节点；

所述第一防串扰管的控制端接脉冲信号、两连接端连接于所述第一充电管和输出电容之间，所述第二防串扰管的控制端接脉冲信号、两连接端连接于第二充电管和输出电容之间。

进一步的，所述开关模块还包括第三放电管和第四放电管，所述第三放电管的控制端接脉冲信号、两连接端接所述第一充放电容和地之间，所述第四放电管的控制端接脉冲信号、两连接端接所述第二充放电容之间。

进一步的，所述第一开关管、第一充电管、第一放电管、第二开关管、第二充电管、第二放电管、第一防串扰管、第二防串扰管、第三放电管和第四放电管接收不同的脉冲信号，所述第一开关管、第一充电管、第一放电管、第二开关管、第二充电管、第二放电管、第一防串扰管、第二防串扰管、第三放电管和第四放电管均为MOS管。

进一步的，所述第一寄生消除电路和所述第二寄生消除电路的结构相同。

进一步的，所述第一寄生消除电路具有第三节点，所述第三节点的寄生电容与所述第一节点的寄生电容相等。所述第一寄生消除电路包括第十一MOS管至第十七MOS管，所述第十一MOS管的源极和栅极相接、漏极接所述第三节点，所述第十三MOS管的栅极接脉冲信号、漏极接所述第三节点、源极接所述第十二MOS管的源极，所述第十二MOS管的栅极接脉冲信号、源极和漏极相接并接所述参考电压，所述第十四MOS管和第十五MOS管的漏极均接所述第三节点、栅极和源极均接地，所述第十六MOS管的漏极接所述第三节点、栅极接脉冲信号、源极接所述第十七MOS管的源极，所述第十七MOS管的栅极接所述脉冲信号、源极和漏极相接并接所述第二节点。

进一步的，在所述频率-电压转化电路中，所述第二寄生消除电路具有第四节点，所述第四节点的寄生电容与所述第二节点的寄生电容相等。所述第二寄生消除电路包括第十八MOS管至第二十四MOS管，所述第十八MOS管的源极和栅极相接、漏极接所述第四节点，所述第二十MOS管的栅极接脉冲信号、漏极接所述第四节点、源极接所述第十九MOS管的源极，所述第十九MOS管的栅极接脉冲信号、源极和漏极相接并接所述参考电压，所述第二十一MOS管和第二十二MOS管的漏极均接所述第四节点、栅极和源极均接地，所述第二十三MOS管的漏极接所述第四节点、栅极接脉冲信号、源极接所述第二十四MOS管的源极，所述第二十四MOS管的栅极接所述脉冲信号、源极和漏极相接并接所述第二节点。

进一步的，所述频率-电压转化电路还包括脉冲信号产生电路，所述脉冲信号产生电路根据所述频率信号产生多个控制开关模块的脉冲信号，所述开关管模块包括第一开关管、第一充电管、第一放电管和第一防串扰管；

所述第一开关管的控制端接所述频率信号、第一连接端接所述参考电流、第二连接端接第一节点，所述充放电容一端接所述第一节点、另一端接地，所述第一充电管的控制端接脉冲信号，两连接端分别接第一节点和输出电容之间，所述第一放电管的控制端接脉冲信号，两连接端分别接地和第一节点，所述第一防串扰管的控制端接脉冲信号、两连接端连接于所述第一充电管和输出电容之间。

进一步的，所述开关模块还包括第三放电管，所述第三放电管的控制端接脉冲信号、两连接端接所述充放电容之间以对所述充电电容进行进一步放电。

进一步的，所述第一开关管、第一充电管、第一放电管、第一防串扰管和第三放电管接收不同的脉冲信号，所述第一开关管、第一充电管、第一放电管、第一防串扰管和第三放电管均为MOS管。

进一步的，所述内置振荡电路还包括多倍分频器，所述多倍分频器设置于所述环形振荡器和频率-电压转化电路之间，所述多倍分频器对所述频率信号进行分频后，输出至所述频率-电压转化电路，以使所述频率-电压转化电路稳定工作。

进一步的，当所述频率信号稳定输出时，所述频率信号为：

其中，M为所述多倍分频器的分频倍数，fout为所述内置振荡器的输出频率，Cc为第一充放电容的电容值，(Rp+Rn)为基本电流产生电路的可修调电阻的电阻值，K为比例系数。

进一步的，所述多倍分频器包括多个级联的两倍分频器。

进一步的，所述差分放大电路包括第二运算放大器、电阻和电容，所述第二运算放大器的一输入端分别接所述参考电压、另一输入端通过所述电阻接所述反馈电压之间、输出端接所述环形振荡器，所述电容一端连接于所述第一运算放大器和所述电阻之间，另一端连接于所述第一运算放大器和所述环形振荡器之间。

进一步的，所述内置振荡电路设置于频率范围在27MHZ～49MHZ的玩具遥控设备。

进一步的，频率范围315MHz或433MHZ的无线控制设备。

进一步的，频率范围在38KHz的红外遥控设备中。

综上所述，本实用新型所述内置振荡电路采用负反馈闭环路形式，利用频率-电压转化方式，使内置振荡电路能够在芯片中全部集成，省略了需要外部额外设置的晶振，节约了工艺成本，并且通过将环形振荡器产生的振荡频率转化为反馈电压，并与参考电压进行比较，然后将比较结果反馈到环形振荡器的控制端，改变环形振荡器的频率，从而通过对输出频率的偏差进行补偿，减少了参考电流接输入点的寄生电容对于频率-电压转化电路的影响，从而使环路稳定输出低温漂的工作频率，并提高了振荡器的频率精度。

进一步的，通过在所述频率-电压转化电路通过引入寄生消除电路，避免了因为所述频率-电压转化电路在第一节点和第二节点处引入的引入MOS管寄生电容，故在充放电的过程中，降低了对温度的敏感性，避免了寄生电容对内置振荡电路的影响，提高了频率-电压转化电路的温度特性，进而改善了整个系统的温度特性。

进一步的，所述内置振荡电路中，所述基本电流产生电路通过可修调电阻的低位细调和多路可修调镜像电路的高位控制以及高位低位频率选择，从而能够通过修调位修正方法对输出频率的工艺偏差，达到0.1％的频率修调精度，并且能够覆盖整个修调范围，没有断节。

所述内置振荡电路不仅在工艺，温度偏差和电源电压偏差的情况下有较高的稳定性，输出一个稳定的时钟信号，而且其输出频率范围广。

附图说明

图1为现有技术中时钟信号产生电路的结构示意图。

图2为本实用新型一实施例中内置振荡电路的示意图。

图3为本实用新型另一实施例中内置振荡电路的示意图。

图4.1～图4.3为本实用新型一实施例中内置振荡电路中基本电流产生电路的示意图。

图5.1～图5.3为本实用新型几个实施例中内置振荡电路中频率-电压转化电路的示意图。

图6为本实用新型几个实施例中频率-电压转化电路中脉冲信号产生电路的信号图。

图7为本实用新型一实施例中频率-电压转化电路中第一寄生电容消除电路的示意图。

图8为本实用新型一实施例中频率-电压转化电路中第二寄生电容消除电路的示意图。

图9为本实用新型一实施例中内置振荡电路中环形振荡器的示意图。

图10为本实用新型一实施例中内置振荡电路中多倍分频器的示意图。

具体实施方式

为使本实用新型的内容更加清楚易懂，以下结合说明书附图，对本实用新型的内容作进一步说明。当然本实用新型并不局限于该具体实施例，本领域内的技术人员所熟知的一般替换也涵盖在本实用新型的保护范围内。

其次，本实用新型利用示意图进行了详细的表述，在详述本实用新型实例时，为了便于说明，示意图不依照一般比例局部放大，不应以此作为对本实用新型的限定。

图2为本实用新型一实施例中内置振荡电路的示意图。如图2所示，本实用新型所述内置振荡电路利用闭环结构，通过反馈控制实现稳定的输出频率。所述内置振荡电路包括基本电流产生电路11和环形振荡器13、频率-电压转化电路15以及差分放大电路12。其中环形振荡器13、频率-电压转化电路15以及差分放大电路12构成一个负反馈校正环路。

在本实用新型所述内置振荡电路中，所述基本电流产生电路11将参考电压Vref转化为参考电流Iref，在所述负反馈校正环路中，所述环形振荡器13产生频率信号fout，所述频率-电压转化电路15接收所述参考电压Vref和频率信号fout，并输出反馈电压Vout；所述差分放大电路12接收并比较所述参考电流Iref和反馈电压Vout，并产生一个正比于所述参考电流Iref和反馈电压Vout差值的控制电压Vctr，以控制环形振荡器13的频率进行反馈校正。在内置振荡电路的工作过程中，环形振荡器13的输出频率的受到温度、工艺偏差和电源电压等环境的影响，例如当温度变化时，假设温度上升时，控制电压Vctr瞬间未改变，则环形振荡器13的振荡输出频率下降，故频率-电压转化电路15的反馈电压Vout开始减小，而参考电压Vref保持不变，则差分放大电路12的控制电压Vctr减少，随后环形振荡器13的输出频率fout随控制电压Vctr的减少而增加，频率-电压转化电路15的反馈电压Vout随之增加，则负反馈调节一直进行，直到反馈电压Vout和参考电压Vref相等，即内置振荡电路的环路再次稳定为止；同样，当温度下降时，也发生相同的负反馈调节过程，直至内置振荡电路的环路再次稳定为止。

图3为本实用新型另一实施例中内置振荡电路的示意图，如图3所示，所述内置振荡电路还可以包括稳压产生器16和多倍分频器14，所述稳压产生器16接收一外部电源VDD，并将VDD转化为稳定输出的电源电压VDDA和参考电压Vref，所述电源电压VDDA为所述内置振荡电路中基本电流产生电路11和负反馈校正环路提供稳定的电源电压，从而保证内置振荡电路的稳定工作。所述多倍分频器14用于对所述环形振荡器13产生频率信号fout进行分频，产生分频后的频率信号fb至所述频率-电压转化电路15，增加设置所述多倍分频器14能够使所述频率-电压转化电路15能够稳定工作。

图4.1为本实用新型一实施例中内置振荡电路中基本电流产生电路的示意图。在较佳的实施例中，多路可修调镜像电路可以采用共源共栅电流镜结构，从而进一步减少了镜像电流的温度系数，使得参考电流Iref的输出正比于电流I1，且与温度无关。

如图4.1所示，所述镜像电路为多路可修调镜像电路，所述基本电流产生电路11包括第一运算放大器A1、第一放大管M1(第一放大管为NMOS管)、可修调电阻(Rp+Rn)和镜像电路，所述第一运算放大器A1的输入端分别接参考电压Vref和第一放大管M1的第一连接端、所述第一运算放大器A1的输出端接所述第一放大管M1的控制端，所述可修调电阻(Rp+Rn)两端分别接地和所述第一放大管M1的第一连接端，所述第一放大管M1的第二连接端接所述电源电压VDDA，所述镜像电路包括第一镜像输出管Mp1，所述第一镜像输出管Mp1的控制端接所述第一放大管M1的控制端、所述第一镜像输出管Mp1的第一连接端输出所述参考电流Iref、所述第一镜像输出管Mp1第二连接端接所述电源电压VDDA。其中所述第一运算放大器A1接收一参考电压Vref，经所述可修调电阻(Rp+Rn)修调后由第一放大管A1输出一中间电流I1，所述中间电流I1经所述镜像电路输出参考电流Iref。

图4.2为本实用新型另一实施例中内置振荡电路中基本电流产生电路的示意图。如图4.2所示，所述基本电流产生电路11包括第一运算放大器A1、第一放大管M1、可修调电阻(Rp+Rn)和镜像电路，在实施例中镜像电路包括第一镜像输入管M3，第二镜像输入管M2、第一镜像输出管Mn1和第二镜像输出管Mp1，所述第一镜像输入管M3的控制端接所述第一放大管M1的第二连接端、所述第一镜像输入管M3的第一连接端接所述第二镜像输入管M2的第二连接端、所述第一镜像输入管M3的第二连接端接一电源电压VDDA，所述第二镜像输入管M2的第二连接端接所述第一放大管M1的第二连接端，所述第一镜像输出管Mn1的控制端接所述第一镜像输入端M3的控制端、所述第一镜像输出管Mn1的第一连接端接所述第二镜像输出管Mp1的第二连接端，所述第一镜像输出管Mn1的第二连接端接所述电源电压VDDA，所述第二镜像输出管Mp1的控制端接所述第二镜像输入管M2的控制端，所述第二镜像输出管Mp1的第一连接端输出所述参考电流Ib，所述第二镜像输出管Mp1的第二连接端与一第一镜像输出管Mn1的第一连接端连接。

图4.3为本实用新型另一实施例中内置振荡电路中基本电流产生电路的示意图。如图4.3所示，在较佳的实施例中，所述镜像电路为多路可修调镜像电路，所述基本电流产生电路11包括第一运算放大器A1、第一放大管M1(第一放大管为NMOS管)、可修调电阻(Rp+Rn)和镜像电路，在实施例中镜像电路采用多路可修调镜像电路，包括第一镜像输入管M3，第二镜像输入管M2、多个第一镜像输出管Mn1～Mnn和多个第二镜像输出管Mp1～Mpn，所述第一镜像输入管M3的控制端接所述第一放大管M1的第二连接端、所述第一镜像输入管M3的第一连接端接所述第二镜像输入管M2的第二连接端、所述第一镜像输入管M3的第二连接端接一电源电压VDDA，所述第二镜像输入管M2的第二连接端接所述第一放大管M1的第二连接端，每一所述第一镜像输出管Mn1～Mnn的控制端均接所述第一镜像输入管M3的控制端、每一所述第一镜像输出管Mn1～Mnn的第二连接端接所述电源电压VDDA，每一所述第二镜像输出管Mp1～Mpn的控制端均接所述第二镜像输入管M2的控制端，所述第二镜像输出管的相连后输出所述参考电流Ib，每一所述第二镜像输出管Mp1～Mpn的第二连接端与一第一镜像输出管Mn1～Mnn的第一连接端连接。所述基本电流发生电路11选择6位可修调电阻、6路可修调镜像电流模块和两路高频低频选择镜像电流模块进行修调，能够修调工艺偏差带来的频率偏移，达到输出频率要求的精度。

具体地，在实际工艺生产过程中，所述内置振荡器电路的输出频率fout的温度偏差取主要决于环路锁定以后电阻和电容的温度特性。在实际工艺中电容的温度系数在每摄氏度10^-6次量级，而单个电阻的温度系数在10^-3次量级，所以温度系数主要由电阻温度特性决定。为了达到-20℃～85℃范围1％以内偏差，需要对电阻温度系数进行补偿，因此可修调电阻选用正温度系数的电阻Rp和负温度系数的电阻Rn串联互补，使得可修调电阻不受温度的影响。

以下结合图4.3所示的基本电流产生电路进行详细说明，由于电阻和电容存在一定的工艺偏差，故为了达到我们所需要的频率，需要修调工艺偏差。所述内置振荡电路输出频率的工艺偏差可以通过修调位进行修正，实现0.1％的修调精度。为达到0.1％的频率修调精度，又要覆盖工艺电压温度偏差带来的频偏，假设频偏为±50％，则至少需要log₂ ⁽¹⁰⁰⁰)＝10bit控制位，加上选择频率范围(例如：27M，40M还是49M或者是315M，433M)，为了两者能覆盖修调范围，需要再增加2bit来保证相邻细调范围互相重叠没有断节，因此需要至少要求12bit的控制位。如果单一控制可调电阻R或者单一控制电流镜比例，则版图面积都将相当大；如果单一采用控制可调电阻，那么需要2¹⁰=1024对的电阻，版图面积同样会相当大，对于电流也一样。因此，本实用新型所述内置振荡电路采用电流镜高位控制和可调电阻低位细调结合的方法节省版图面积，只需要可调电阻2⁶=64对，镜像电流2⁶=64对，总的面积远小于单一调节方式的1024对。

结合图3所示，所述内置振荡电路包括M个第一镜像输出管，所述基本电流产生电路接收一多位控制信号，所述多位控制信号包括频率选择位、镜像电路调节位和电阻调节位，所述频率选择位控制N个第一镜像输出管(Mn1和Mn2)与所述第一镜像输入管M3的比例值以实现频率范围选择，所述镜像电路调节位控制其余L个第一镜像输出管(Mn3～Mnn)与所述第一镜像输入管M3的比例值以实现频率范围内粗调，所述电阻调节位控制所述可修调电阻(Rp+Rn)的电阻值以实现频率范围内精调。其中，N、L及M均为正整数，所述N个第一镜像输出管和L个第一镜像输出管均为不同的第一镜像输出管，且N+L=M。在本实施例中，以M=8，N=2为例进行说明。一编码器18向所述基本电流产生电路产生一十四位的控制信号D<13:0>，其中D<13:12>为频率选择位(00、01、10、11)；D<11:6>为镜像电路调节位；D<5:0>为电阻调节位；在确定要输出的频率之后，选择D<13:12>的值，为了要覆盖工艺电压温度偏差带来的频偏(假设±50％)，又要达到0.1％的频率修调精度。所述电路电阻实现0.1％的修调精度，在镜像电流处实现频率粗调达到约为0.64％的精度。假设要实现频率输出fout，那么多路可修调电阻(Rp+Rn)的电阻值为R，则(Rp+Rn)的调节范围为

$R+(D0*2^0+D1*2^1+...+2^5*D5)*\frac{R}{1000},$

电阻调节位D<5:0>=000000---111111，频率可以减小的范围为0.1％-6.4％，实现精调。要覆盖工艺电压温度偏差带来的频偏(假设±50％)，镜像电流的精度为要小于6.4％，那么100％/6.4％=15.6<24，可以知道至少需要4个可修调位，这里采用6位可修调电路使频率覆盖范围足够大。假设基本镜像电流Iref＝K*I1，加上粗调电流的大小，则镜像电流Iref为：

$\mathrm{Ib}=K*I1+[(D6*2^0+D7*2^1+...+2^5*D11)*\frac{1}{64}*K*I1],$

镜像电路调节位D<11:6>=100000时频率为要求的中心频率，则D<11:6>=111111为大与中心频率50％的频率，D<11:6>=000000为小于中心频率50％的频率。这样就可以覆盖总的工艺偏差，可以经过修调实现频率输出。

频率选择位(D<13:12>)控制比例实现大的电流输出，实现范围变化较大的频率改变。要覆盖工艺电压温度偏差带来的频偏(假设±50％)，那么总的频偏100％/212=0.024％远小于0.1％的频率修调精度。这样就可以覆盖总的工艺偏差，可以经过修调实现频率输出。

其中，可修调电阻(Rp+Rn)表示正温度系数的电阻和负温度系数的电阻相加，在设计相当的情况下，温度系数相互抵消。第一运算放大器A1根据参考电压Vref产生相应的电流I1，第二镜像输入管M2的控制端的电压Vbp用以保证第二镜像输入管M2和第一镜像输入管M3工作在饱和区，第一运算放大器A1、第一放大管M1形成负反馈，用以保证图4.3中P点的电压为参考电压Vref，第第二镜像输入管M2和第一镜像输入管M3与多个第一镜像输出管Mn1～Mnn和多个第二镜像输出管Mp1～Mpn为镜像关系。

由上分析可得基本电流产生电路11产生的中间电流I1为：I1=Vref/(Rp+Rn)；

由镜像电路可得：Iref＝K*I1；

其中，Vref表示所述参考电压，(Rp+Rn)为可修调电阻的电阻值，其中Rp为可修调电阻的正温度系数的电阻，Rn表示可修调电阻的负温度系数的电阻，参考电流Iref的值与I1成正比，K为比例系数；则所述基本电流产生电路11产生的参考电流公式(1)：

Iref＝＝K*Vref/(Rp+Rn)------(1)

图5.1为本实用新型一实施例中内置振荡电路中频率-电压转化电路的示意图。如图5.1所示，所述频率-电压转化电路15包括开关管模块、充放电容和输出电容C1，所述开关管模块接收所述参考电流Iref和频率信号fout或分频后的频率信号fb，并在所述频率信号fout或分频后的频率信号fb的控制下，进行使所述参考电流Iref对所述充放电容进行充电、以及在充放电容和输出电容C1之间进行电荷重新分配和对所述充放电容进行放电的过程，以使所述输出电容输出反馈电压。

图5.1～图5.3为一实施例中内置振荡电路中频率-电压转化电路的示意图。如图5.1所示，在本实施例中，所述频率-电压转化电路15接收如图3所示的多倍分频器14输出的频率信号fout的分频信号fb，能够使所述频率-电压转化电路15更稳定地工作，当然所述频率-电压转化电路15直接接收所述环形振荡器输出的频率信号fout同样能够实现工作过程。所述频率-电压转化电路包括开关管模块、充放电容和输出电容，所述开关管模块接收所述参考电流Iref和频率信号fout的分频信号fb，并在所述频率信号fout的分频信号fb的控制下，进行使所述参考电流Iref对所述充放电容进行充电、以及在充放电容和输出电容之间进行电荷重新分配和对所述充放电容进行放电的过程，以使所述输出电容输出反馈电压。所述频率-电压转化电路还包括脉冲信号产生电路和寄生电容消除电路。所述寄生消除电路包括第一寄生消除电路和第二寄生消除电路，所述充放电容包括第一充放电容Cc和第二充放电容Cc1，所述开关管模块包括第一开关管M11、第一充电管M19、第一放电管M13、第二开关管M12、第二充电管M14、第二放电管M16、第一防串扰管20、第二防串扰管18，其中第一开关管M11、第一充电管M19、第一放电管M13、第二开关管M12、第二充电管M14、第二放电管M16、第一防串扰管20、第二防串扰管18均为MOS管；所述脉冲信号产生电路根据所述频率信号产生多个控制开关模块的脉冲信号，所述脉冲信号产生电路根据所述频率信号的分频信号fb和分频信号的反相信号fb-产生多个脉冲信号，包括八个脉冲信号，用于产生控制第一充放电容Cc、第二充放电容Cc1的脉冲信号，图6为本实用新型一实施例中频率-电压转化电路中脉冲信号产生电路的信号图，如图6所示，第一至第四脉冲信号CLK1、CLK2、CLK3、CLK4以及依次与第一至第四脉冲信号的相位相应相差半个周期的第五至第八脉冲信号的CLK11、CLK21、CLK31、CLK41。其中，所述第一至第四脉冲信号的脉冲信号宽度总和小于输入频率的半个周期，所述第五至第八脉冲信号的脉冲信号宽度总和小于输入频率的半个周期。所述第一开关管M11的控制端接所述频率信号fb、第一连接端接所述参考电流Iref、第二连接端接第一节点P1，所述第二开关管M12的控制端接所述频率信号的反相信号fb-、第一连接端接所述参考电流Iref、第二连接端接第二节点P2，所述第一充放电容Cc一端接所述第一节点P1、另一端接地，所述第二充放电容Cc1一端接所述第二节点P2、另一端接地，所述第一充电管M19的控制端接脉冲信号CLK1，两连接端分别接第一节点P1和输出电容C1之间，所述第二充电管M17的控制端接脉冲信号CLK11-，两连接端分别接第二节点P2和输出电容C1之间，所述第一放电管M13的控制端接脉冲信号CLK2，两连接端分别接地和第一节点P1，所述第二放电管M14的控制端接脉冲信号CLK21，两连接端分别接地和第二节点P2，所述第一寄生电容消除电路输入端接多个所述脉冲信号、输出端接所述第一节点P1，所述第二寄生消除电路输入端接多个所述脉冲信号、输出端接所述第二节点P2，所述第一防串扰管M20的控制端接脉冲信号CLK1-、两连接端连接于所述第一充电管M19和输出电容C1之间，所述第二防串扰管M18的控制端接脉冲信号CLK11、两连接端连接于第二充电管Cc1和输出电容C1之间。此外，所述开关模块还包括第三放电管M15和第四放电管M16，所述第三放电管M15的控制端接脉冲信号CLK3、两连接端接所述第一充放电容Cc和地之间，所述第四放电管M16的控制端接脉冲信号CLK31、两连接端接所述第二充放电容Cc1之间，所述第三放电管M15用于进一步对所述第一充放电容进行放电，所述第四放电管M16用于进一步对所述第二充放电容进行放电，所述第三放电管M15和所述第四放电管M16均为MOS管。

图7为本实用新型一实施例中频率-电压转化电路中第一寄生电容消除电路的示意图。如图7所示，在优选的实施例中，所述第一寄生电容消除电路中第三节点P3的寄生电容与所述第一节点P1的寄生电容，其结构可以包括第十一MOS管M21至第十七MOS管M27，所述第十一MOS管M21的源极和栅极相接并接所述电源电压VDDA、漏极接所述第三节点P3，所述第十三MOS管M23的栅极接第一脉冲信号CLK2、漏极接所述第三节点P3、源极接所述第十二MOS管M22的源极，所述第十二MOS管M22的栅极接第一脉冲信号的反相信号CLK2-、源极和漏极相接并接所述参考电压Vref，所述第十四MOS管M24和第十五MOS管M25的漏极均接所述第三节点P3、栅极和源极均接地，所述第十六MOS管M26的漏极接所述第三节点P3、栅极接第四脉冲信号CLK4、源极接所述第十七MOS管M27的源极，所述第十七MOS管M27的栅极接所述第四脉冲信号的反相信号CLK4-、源极和漏极相接并接所述第二节点P2。其中，第十一MOS管M21的寄生电容与第一开关管M1的漏极的寄生电容相应相同，第十四MOS管M24和第十五MOS管M25与同第一节点P1点到地所接的第二放电管M3和第一放电管M5的寄生电容相应相同，第十二MOS管M22和第十三MOS管M23与同第一节点P1到反馈电压Vout之间的第一充电管M19的寄生电容相应相同，第十六MOS管M26和第十七MOS管M27为开关控制端。

在所述频率-电压转化电路中，所述第二寄生消除电路具有第四节点P4，所述第四节点P4的寄生电容与所述第二节点P2的寄生电容相等。图8为本实用新型一实施例中频率-电压转化电路中第二寄生电容消除电路的示意图。如图8所示，所述第二寄生消除电路包括第十八MOS管M28至第二十四MOS管M34，所述第十八MOS管M28的源极和栅极相接并接所述电源电压VDDA、漏极接所述第四节点P4，所述第二十MOS管M30的栅极接第一脉冲信号CLK21、漏极接所述第四节点P4、源极接所述第十九MOS管M29的源极，所述第十九MOS管M29的栅极接第五脉冲信号的反相信号CLK21-、源极和漏极相接并接所述参考电压Vref，所述第二十一MOS管M31和第二十二MOS管M32的漏极均接所述第四节点P4、栅极和源极均接地GND，所述第二十三MOS管M33的漏极接所述第四节点P4、栅极接第八脉冲信号CLK41、源极接所述第二十四MOS管M34的源极，所述第二十四MOS管M34的栅极接所述第四脉冲信号的反相信号CLK41-、源极和漏极相接并接所述第二节点P2。

所述频率-电压转化电路采用差分结构，减少了参考电流Iref接输入节点P点的寄生电容对于频率-电压转化电路的影响，提高了振荡器的频率精度；同时，因为所述第一节点P1和第二节点P2存在较多的MOS管，会引入MOS管的寄生电容，假设第一节点P1和第二节点的电容大小均为Cp1，寄生电容对温度的敏感性较大，故在第一充放电容Cc和第二充放电容Cc1充放电的过程中，MOS管的寄生电容会引起整个频率-电压转化电路的温度特性变差，因此现有技术，本实用新型所述频率-电压转化电路通过引入寄生消除电路，避免了寄生电容对内置振荡电路的影响，进而改善了整个系统的温度特性。

此外，本实用新型所述频率-电压转化电路还可以采用如图5.2及图5.3所示的结构。如图5.2所示，在所述频率-电压转化电路中，所述充放电容包括第一充放电容Cc，所述开关管模块包括第一开关管M11、第一充电管M19、第一放电管M13、第一防串扰管20和第一接地管M121，第一充放电容Cc，所述开关管模块包括第一开关管M11、第一充电管M19、第一放电管M13、第一防串扰管20和第一接地管M121均为MOS管；所述脉冲信号产生电路根据所述频率信号产生多个控制开关模块的脉冲信号，所述脉冲信号产生电路根据所述频率信号的分频信号fb和分频信号的反相信号fb-产生多个脉冲信号，用于产生控制第一充放电容Cc的脉冲信号，例如第一至第三脉冲信号CLK1、CLK2、CLK3。其中，所述脉冲信号的宽度总和要小于输入频率的半个周期。所述第一开关管M11的控制端接所述频率信号fb、第一连接端接所述参考电流Iref、第二连接端接第一节点P1，所述第一充放电容Cc一端接所述第一节点P1、另一端接地，所述第一充电管M19的控制端接脉冲信号CLK1，两连接端分别接第一节点P1和输出电容C1之间，所述第一放电管M13的控制端接脉冲信号CLK2，两连接端分别接地和第一节点P1，所述第一防串扰管M20的控制端接脉冲信号CLK1-、两连接端连接于所述第一充电管M19和输出电容C1之间，第一接地管M121控制端接收所述频率信号的分频信号fb、第一连接端接所述参考电流、第二连接端Iref接地。第一充电管、第一放电管、第一防串扰管和第一接地管均为MOS管。如图5.3所示，在图5.2所示的所述频率-电压转化电路的基础上，所述频率-电压转化电路还包括第三放电管M15，所述第三放电管M15的控制端接脉冲信号CLK2、两连接端接所述第一充放电容Cc和地之间，用于进一步对所述第一充放电容进行放电，所述第三放电管M15为MOS管。

以下以图5.1所示的较佳的所述频率-电压转化电路结构为例，说明所述频率-电压转化电路的工作过程，具体包括四个阶段：充电阶段、电荷重新分配、放电阶段和预充电过程。为描述方便，描述中将所述频率-电压转化电路分为如图5.1所示的第一转化电路151和第二转化电路152，当分频信号fb为低电平，分频信号的反相信号fb-为高电平时，第一转化电路151处于充电阶段，第二转化电路152处于电荷重新分配、放电阶段和预充电过程。

以频率-电压转化电路的第一转化电路151的工作过程为例。在充电阶段中：在分频信号fb为低电平的时候，第一开关管M11导通，参考电流Iref对第一充放电容Cc进行充电，第一节点P1点存在的寄生电容总和为Cp1(包括第一放电管M13、第三放电管M15、第一充电管M19以及第一开关管M1在第一节点P1产生的寄生电容)，那么第一节点P1点存在的电容和为(Cc+Cp1)，因此在对第一充放电容Cc进行充电的同时，也会对第一节点P1的寄生电容Cp1进行充电。

当分频信号fb转为高电平，充电完成，第一开关管M1截止，所以第一节点P1处的电平在充电周期结束后的电压Vp1为公式(2)；

$\mathrm{Vp}1=\frac{\mathrm{Iref}*\mathrm{Tb}/2}{(\mathrm{Cc}+\mathrm{Cp}1)}=\frac{\mathrm{Iref}}{2*\mathrm{fb}*(\mathrm{Cc}+\mathrm{Cp}1)}---\left(2\right)$

式中，Iref为参考电流，Tb为频率信号的分频信号fb的周期，Cc为第一充放电电容，Cp1为第一节点的寄生电容。

在电荷重新分配阶段中：在下一个充电阶段到来之前，脉冲信号CLK1进入高电平，使得第一充电管M19导通，第一充放电容Cc所充的电荷在第一充放电容Cc和输出电容C1之间重新分配，其中，第一防串扰管M20的主要作用是为了降低第一充电管M19的电荷注入效应，抑制时钟馈通效应。

在放电阶段中：第一脉冲信号CLK1触发产生第二脉冲信号CLK2进入高电平，使得第一放电管M13导通，P1点电荷通过第一放电管M13放电，为了将第一充放电容Cc彻底放电，脉冲信号CLK2触发脉冲信号CLK3，从而将P1点的残留电荷通过第三放电管M15再次放掉，之后P1点的电荷降为零。

在预充电阶段中：第三脉冲信号CLK3触发产生脉冲信号CLK4，第一寄生电容消除电路中P3在脉冲信号CLK2为高电平时将P点预先充电到参考电压Vref，P3点的寄生电容等于P1点的寄生电容，即为Cp1，则P3点的电荷为Vref*Cp1。脉冲信号CLK4使得第十六充放MOS管M16导通，P3点的电荷通过第十六充放MOS管M26在Cc和寄生电容之间重新分配，得到寄生电容产生的低电压Vcp1：

$\mathrm{Vcp}1=\frac{\mathrm{Vref}*\mathrm{Cp}1}{\mathrm{Cp}1+\mathrm{Cc}}---\left(3\right)$

那么，在下一个脉冲信号低电平到来时，P1点的电压已经充电到Vcp1，这样，在相同的频率下，P1点在每次完成充电后的电压为：

$\mathrm{Vp}1=\frac{\mathrm{Iref}}{2*\mathrm{fb}*(\mathrm{Cc}+\mathrm{Cp}1)}+\frac{\mathrm{Vref}*\mathrm{Cp}1}{(\mathrm{Cc}+\mathrm{Cp}1)}---\left(4\right)$

同样，第二转化电路151具有相同的工作过程，也可以得到，则P2点在每次充电完成后的电压为Vp2：

$\mathrm{Vp}2=\frac{\mathrm{Iref}}{2\mathrm{fb}*(\mathrm{Cc}1+\mathrm{Cp}2)}+\frac{\mathrm{Vref}*\mathrm{Cp}2}{(\mathrm{Cc}1+\mathrm{Cp}2)}---\left(5\right)$

由于第一充放电容Cc和第二充放电容Cc1的电容相同，故P1点和P2点的寄生电容相同，而Vp1和Vp2为两个相位相反的信号。

上述充电-电荷转移-放电过程-预充电经过M个周期后，M为正整数，频率-电压转化电路输出的反馈电压Vout：

$\mathrm{Vout}=\frac{1}{2}\mathrm{Vp}1+\frac{1}{2^2}\mathrm{Vp}1+\frac{1}{2^3}\mathrm{Vp}1+...+\frac{1}{2^M}\mathrm{Vp}1---\left(6\right)$

$=\mathrm{Vp}1(1-\frac{1}{2^M})$

此外，在第一节点P1和第二节点P2充电后，输出电平与其电压的最大误差为：

$\mathrm{\&Delta;Ve}=\frac{1}{2^M}\mathrm{Vp}1$

因此，当M足够大时，即可以认为最终实现Vout=Vp1，那么则反馈电压Vout如公式(7)所示：

$\mathrm{Vout}=\mathrm{Vp}1=\frac{\mathrm{Iref}}{2\mathrm{fb}*(\mathrm{Cc}+\mathrm{Cp}1)}+\frac{\mathrm{Vref}*\mathrm{Cp}1}{(\mathrm{Cc}+\mathrm{Cp}1)}---\left(7\right)$

当差分放大电路12的增益足够大，环路稳定时，则Vout=Vref。

由公式(1)可得，当现有技术没有消除寄生电容时，

$\mathrm{Vref}=\mathrm{Vout}$

$=\frac{\mathrm{Iref}}{2*\mathrm{fb}*(\mathrm{Cc}+\mathrm{Cp}1)}$

由式(1)、(2)可得，

即内置振荡电路的频率输出跟电阻(Rp+Pn)、第一充放电容Cc以及寄生电容Cp1相关，输出频率的温度特性相关，不仅跟电阻(Rp+Pn)和电容Cc相关，而且受寄生电容Cp1的温度特性的影响，因此稳定性较差。

相比于现有技术，本实用新型所述内置振荡电路增加了第一寄生电容消除电路和第二寄生电容消除电路之后，

$\mathrm{Vref}=\mathrm{Vout}$

$=\frac{\mathrm{Iref}}{2\mathrm{fb}*(\mathrm{Cc}+\mathrm{Cp}1)}+\frac{\mathrm{Vref}*\mathrm{Cp}1}{(\mathrm{Cc}+\mathrm{Cp}1)}---\left(9\right)$

由上式可得公式(4)

$\mathrm{Vref}=\frac{\mathrm{Iref}}{2\mathrm{fb}*\mathrm{Cc}}---\left(10\right)$

由公式(1)(10)，可得

$\mathrm{fb}=\frac{K}{2*(\mathrm{Rp}+\mathrm{Rn})*\mathrm{Cc}},$

又fout＝M*fb，则输出频率

当所述频率-电压转化电路15接收的为多倍分频器14的分频信号时，则M为所述多倍分频器的分频倍数，当所述频率-电压转化电路15直接接收所述环形振荡器13的频率信号时，则公式中M=1，即 $\mathrm{fout}=\frac{K}{\mathrm{Cc}*(\mathrm{Rp}+\mathrm{Rn})}.$

由此分析可见，本实用新型所述内置振荡电路的输出频率fout与电源电压变化无关，输出频率fout的温度电压工艺(PVT)特性由电阻(Rp+Pn)和电容Cc的PVT特性决定。因此，如果电阻(Rp+Rn)和Cc都有较小的温度系数，则环形振荡器VCO的输出信号频率也将具有较小的温度系数。

图9为本实用新型一实施例中内置振荡电路中环形振荡器的示意图。如图9所示，所述环形振荡器包括多级压控振荡器(VCO)，形成级联的差分电路，在本实施例中，包括4级压控振荡器形成4级级联差分电路，所述控制电压Vctr控制4个压控振荡器控制整个环形振荡器的输出频率fout。本实用新型所述环形振荡器13是便于集成的环形振荡器，其输出频率fout受控制电压Vctr控制，随着控制电压Vctr的减少频率增加。从而通过选择环形振荡器结构和通过适当的参数设计，环形振荡器13在不同温度下具有可能工作在相同的频率。其中，环形振荡器13的延时单元采用正反馈技术来调节延迟单元的延迟时间，从而改变电路的输出频率。

图10为本实用新型一实施例中内置振荡电路中多倍分频器的示意图。如图10所示，所述多倍分频器12将环形振荡器13的输出频率fout进行分频，并产生占空比为50％的输出分频后的频率信号fb。在特定的工艺下，要得到较高的输出频率，频率-电压转化电路15中的充放电容充放电的电路性能会受到影响，所以通过在负反馈校正环路中增加多倍分频器12，使得频率-电压转化电路15中的充放电容的开关工作频率工作在分频后的频率信号fb之后，从而保证频率-电压转化电路15的性能。在本实施例中，多倍分频器12包括多个级联的两倍分频器，例如包括n个2分频器，则M=2ⁿ，其中M为多倍分频器12的分频倍数。其中，所述两倍分频器可以由一个D触发器和一个反相器。

此外，结合图3所示，所述差分放大电路12包括第一运算放大器A1、电阻R1和电容C0，所述电阻R1和电容C0主要用于去除耦合噪声，并提高环路的稳定性。第一运算放大器A1的正向输入端接参考电压Vref，电阻R1的一端接反馈电压Vout，另一端接第一运算放大器A1的负相输入端和电容C0的一端，电容C0的另一端接第一运算放大器A1的输出端。第一运算放大器A1的输出端输出控制电压Vctr至环形振荡器13的输入端。

此外，现有技术中的晶振产生电路需要在片外设置晶振，并利用晶振产生振荡，因此成本较高，并且现有技术的晶振产生电路的频率精度虽然可以达到1ppm～100ppm，但其频率范围只能在1KHz～100MHz。相比于现有技术，本实用新型所述的内置振荡器可以全部设置在片上，采用环形振荡器控制产生频率，因此其大大节约了成本，并且通过设置多倍分频器可以大大提高频率范围，达到10KHz-450MHz广泛适用于各种产品例如，频率范围在27MHZ～40MHZ的玩具遥控设备，频率范围315MHz或433MHZ的无线控制设备以及频率范围在38KHz的红外遥控设备等设备中。

综上所述，本实用新型所述内置振荡电路采用负反馈闭环路形式，利用频率-电压转化方式，使内置振荡电路能够在芯片中全部集成，省略了需要外部额外设置的晶振，节约了工艺成本，并且通过将环形振荡器产生的振荡频率转化为反馈电压，并与所述参考电压进行比较，然后将比较结果反馈到环形振荡器的控制端，改变环形振荡器的频率，从而通过对输出频率的偏差进行补偿，减少了参考电流接输入点的寄生电容对于频率-电压转化电路的影响，从而使环路稳定输出低温漂的工作频率，并提高了振荡器的频率精度。

进一步的，通过在所述频率-电压转化电路通过引入寄生消除电路，避免了因为所述频率-电压转化电路在第一节点和第二节点处引入的引入MOS管寄生电容，故在充放电的过程中，降低了对温度的敏感性，避免了寄生电容对内置振荡电路的影响，提高了频率-电压转化电路的温度特性，进而改善了整个系统的温度特性。

进一步的，所述内置振荡电路中，所述基本电流产生电路通过可修调电阻的低位细调和多路可修调镜像电路的高位控制以及高位低位频率选择，从而能够通过修调位修正方法对输出频率的工艺偏差，达到0.1％的频率修调精度，并且能够覆盖整个修调范围，没有断节。

所述内置振荡电路不仅在工艺，温度偏差和电源电压偏差的情况下有较高的稳定性，输出一个稳定的时钟信号，而且其输出频率范围广。

虽然本实用新型已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本实用新型，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本实用新型的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，因此本实用新型的保护范围当视权利要求书所界定者为准。

Claims (26)

1.一种内置振荡电路，其特征在于，包括基本电流产生电路、环形振荡器、频率-电压转化电路以及差分放大电路；

所述基本电流产生电路包括第一运算放大器、第一放大管、可修调电阻和镜像电路，所述第一运算放大器接收一参考电压，经所述可修调电阻修调后由第一放大管输出一中间电流，所述中间电流经所述镜像电路输出参考电流；

所述环形振荡器产生频率信号；

所述频率-电压转化电路包括开关管模块、充放电容和输出电容，所述开关管模块接收所述参考电流和频率信号，并在所述频率信号的控制下，进行使所述参考电流对所述充放电容进行充电、以及在充放电容和输出电容之间进行电荷重新分配和对所述充放电容进行放电的过程，以使所述输出电容输出反馈电压；

所述差分放大电路比较所述反馈电压和参考电压并产生控制电压，所述控制电压对所述环形振荡器的频率信号进行反馈校正，直至频率信号稳定输出。

2.如权利要求1所述的内置振荡电路，其特征在于，所述环形振荡器的频率信号稳定输出时，所述频率信号的值与修调电阻的电阻值和充放电容的电容值有关。

3.如权利要求2所述的内置振荡电路，其特征在于，所述内置振荡器的输出频率为：

$\mathrm{fout}=\frac{K}{\mathrm{Cc}*(\mathrm{Rp}+\mathrm{Rn})},$

其中，fout为所述环形振荡器的输出频率，Cc为所述充放电容的电容值，(Rp+Rn)为所述可修调电阻的电阻值，K为比例系数。

4.如权利要求1所述的内置振荡电路，其特征在于，在所述基本电流产生电路中，所述第一运算放大器的两输入端分别接所述参考电压和第一放大管的第一连接端、输出端接所述第一放大管的控制端；所述可修调电阻一端接地、另一端接所述第一放大管的第一连接端，所述镜像电路的输入端接所述第一放大管的第二连接端、输出端输出所述参考电流。

5.如权利要求4所述的内置振荡电路，其特征在于，所述镜像电路包括第一镜像输出管，所述第一镜像输出管的控制端接所述第一放大管的控制端、所述第一镜像输出管的第一连接端输出所述参考电流、所述第一镜像输出管的第二连接端接所述电源电压。

6.如权利要求4所述的内置振荡电路，其特征在于，所述镜像电路包括第一镜像输入管、第二镜像输入管、第一镜像输出管和第二镜像输出管，所述第一镜像输入管的控制端接所述第一放大管的第二连接端、所述第一镜像输入管的第一连接端接所述第二镜像输入管的第二连接端、所述第一镜像输入管的第二连接端接一电源电压，所述第二镜像输入管的第二连接端接所述第一放大管的第二连接端，所述第一镜像输出管的控制端接所述第一镜像输入端的控制端、所述第一镜像输出管的第一连接端接所述第二镜像输出管的第二连接端，所述第一镜像输出管的第二连接端接所述电源电压，所述第二镜像输出管的控制端接所述第二镜像输入管的控制端，所述第二镜像输出管的第一连接端输出所述参考电流、所述第二镜像输出管的第二连接端与一第一镜像输出管的第一连接端连接。

7.如权利要求4所述的内置振荡电路，其特征在于，所述镜像电路为多路可修调镜像电路，所述可修调电阻对所述参考电流实现低位频率偏差调节，所述多路可修调镜像电路实现高位低位频率选择以及所述参考电流实现高位频率偏差调节。

8.如权利要求1所述的内置振荡电路，其特征在于，所述镜像电路为多路可修调镜像电路，所述可修调镜像电路为共源共栅电流镜结构。

9.如权利要求8所述的内置振荡电路，其特征在于，所述多路可修调镜像电路包括第一镜像输入管、第二镜像输入管、多个第一镜像输出管和多个第二镜像输出管，所述第一镜像输入管的控制端接所述第一放大管的第二连接端、所述第一镜像输入管的第一连接端接所述第二镜像输入管的第二连接端、所述第一镜像输入管的第二连接端接一电源电压，所述第二镜像输入管的第二连接端接所述第一放大管的第二连接端，每一所述第一镜像输出管的控制端均接所述第一镜像输入管的控制端、每一所述第一镜像输出管的第二连接端接所述电源电压，每一所述第二镜像输出管的控制端均接所述第二镜像输入管的控制端，所述第二镜像输出管的相连后输出所述参考电流，每一所述第二镜像输出管的第二连接端与一第一镜像输出管的第一连接端连接。

10.如权利要求9所述的内置振荡电路，其特征在于，所述内置振荡电路包括M个第一镜像输出管，所述基本电流产生电路接收一多位控制信号，所述多位控制信号包括频率选择位、镜像电路调节位和电阻调节位，所述频率选择位控制N个所述第一镜像输出管与所述第一镜像输入管的比例值，所述镜像电路调节位控制L个所述第一镜像输出管与所述第一镜像输入管的比例值，所述电阻调节位控制所述可修调电阻的电阻值，其中，N、L及M均为正整数，所述N个第一镜像输出管和L个第一镜像输出管均为不同的第一镜像输出管，且N+L=M。

11.如权利要求4所述的内置振荡电路，其特征在于，所述频率-电压转化电路还包括脉冲信号产生电路和寄生电容消除电路，所述脉冲信号产生电路根据所述频率信号产生多个控制开关模块的脉冲信号，所述寄生消除电路包括第一寄生消除电路和第二寄生消除电路，所述充放电容包括第一充放电容和第二充放电容，所述开关管模块包括第一开关管、第一充电管、第一放电管、第二开关管、第二充电管、第二放电管、第一防串扰管和第二防串扰管；

所述第一开关管的控制端接所述频率信号、第一连接端接所述参考电流、第二连接端接第一节点，所述第二开关管的控制端接所述频率信号的反相信号、第一连接端接所述参考电流、第二连接端接第二节点，

所述第一充放电容一端接所述第一节点、另一端接地，所述第二充放电容一端接所述第二节点、另一端接地，

所述第一充电管的控制端接脉冲信号，两连接端分别接第一节点和输出电容之间，所述第二充电管的控制端接脉冲信号，两连接端分别接第二节点和输出电容之间，所述第一放电管的控制端接脉冲信号，两连接端分别接地和第一节点，所述第二放电管的控制端接脉冲信号，两连接端分别接地和第二节点，

所述第一寄生电容消除电路输入端接所述脉冲信号、输出端接所述第一节点，所述第二寄生消除电路输入端接所述脉冲信号、输出端接所述第二节点；

所述第一防串扰管的控制端接脉冲信号、两连接端连接于所述第一充电管和输出电容之间，所述第二防串扰管的控制端接脉冲信号、两连接端连接于第二充电管和输出电容之间。

12.如权利要求11所述的内置振荡电路，其特征在于，所述开关模块还包括第三放电管和第四放电管，所述第三放电管的控制端接脉冲信号、两连接端接所述第一充放电容和地之间，所述第四放电管的控制端接脉冲信号、两连接端接所述第二充放电容之间。

13.如权利要求12所述的内置振荡电路，其特征在于，所述第一开关管、第一充电管、第一放电管、第二开关管、第二充电管、第二放电管、第一防串扰管、第二防串扰管、第三放电管和第四放电管接收不同的脉冲信号，所述第一开关管、第一充电管、第一放电管、第二开关管、第二充电管、第二放电管、第一防串扰管、第二防串扰管、第三放电管和第四放电管均为MOS管。

14.如权利要求11所述的内置振荡电路，其特征在于，所述第一寄生消除电路和所述第二寄生消除电路的结构相同。

15.如权利要求14所述的内置振荡电路，其特征在于，所述第一寄生消除电路具有第三节点，所述第三节点的寄生电容与所述第一节点的寄生电容相等。所述第一寄生消除电路包括第十一MOS管至第十七MOS管，所述第十一MOS管的源极和栅极相接、漏极接所述第三节点，所述第十三MOS管的栅极接脉冲信号、漏极接所述第三节点、源极接所述第十二MOS管的源极，所述第十二MOS管的栅极接脉冲信号、源极和漏极相接并接所述参考电压，所述第十四MOS管和第十五MOS管的漏极均接所述第三节点、栅极和源极均接地，所述第十六MOS管的漏极接所述第三节点、栅极接脉冲信号、源极接所述第十七MOS管的源极，所述第十七MOS管的栅极接所述脉冲信号、源极和漏极相接并接所述第二节点。

16.如权利要求14所述的内置振荡电路，其特征在于，在所述频率-电压转化电路中，所述第二寄生消除电路具有第四节点，所述第四节点的寄生电容与所述第二节点的寄生电容相等。所述第二寄生消除电路包括第十八MOS管至第二十四MOS管，所述第十八MOS管的源极和栅极相接、漏极接所述第四节点，所述第二十MOS管的栅极接脉冲信号、漏极接所述第四节点、源极接所述第十九MOS管的源极，所述第十九MOS管的栅极接脉冲信号、源极和漏极相接并接所述参考电压，所述第二十一MOS管和第二十二MOS管的漏极均接所述第四节点、栅极和源极均接地，所述第二十三MOS管的漏极接所述第四节点、栅极接脉冲信号、源极接所述第二十四MOS管的源极，所述第二十四MOS管的栅极接所述脉冲信号、源极和漏极相接并接所述第二节点。

17.如权利要求1所述的内置振荡电路，其特征在于，所述频率-电压转化电路还包括脉冲信号产生电路，所述脉冲信号产生电路根据所述频率信号产生多个控制开关模块的脉冲信号，所述开关管模块包括第一开关管、第一充电管、第一放电管和第一防串扰管；

所述第一开关管的控制端接所述频率信号、第一连接端接所述参考电流、第二连接端接第一节点，所述充放电容一端接所述第一节点、另一端接地，所述第一充电管的控制端接脉冲信号，两连接端分别接第一节点和输出电容之间，所述第一放电管的控制端接脉冲信号，两连接端分别接地和第一节点，所述第一防串扰管的控制端接脉冲信号、两连接端连接于所述第一充电管和输出电容之间。

18.如权利要求17所述的内置振荡电路，其特征在于，所述开关模块还包括第三放电管，所述第三放电管的控制端接脉冲信号、两连接端接所述充放电容之间以对所述充电电容进行进一步放电。

19.如权利要求18所述的内置振荡电路，其特征在于，所述第一开关管、第一充电管、第一放电管、第一防串扰管和第三放电管接收不同的脉冲信号，所述第一开关管、第一充电管、第一放电管、第一防串扰管和第三放电管均为MOS管。

20.如权利要求1所述的内置振荡电路，其特征在于，所述内置振荡电路还包括多倍分频器，所述多倍分频器设置于所述环形振荡器和频率-电压转化电路之间，所述多倍分频器对所述频率信号进行分频后，输出至所述频率-电压转化电路，以使所述频率-电压转化电路稳定工作。

21.如权利要求20所述的内置振荡电路，其特征在于，当所述频率信号稳定输出时，所述频率信号为：

其中，M为所述多倍分频器的分频倍数，fout为所述内置振荡器的输出频率，Cc为第一充放电容的电容值，(Rp+Rn)为基本电流产生电路的可修调电阻的电阻值，K为比例系数。

22.如权利要求20所述的内置振荡电路，其特征在于，所述多倍分频器包括多个级联的两倍分频器。

23.如权利要求1所述的内置振荡电路，其特征在于，所述差分放大电路包括第二运算放大器、电阻和电容，所述第二运算放大器的一输入端分别接所述参考电压、另一输入端通过所述电阻接所述反馈电压之间、输出端接所述环形振荡器，所述电容一端连接于所述第一运算放大器和所述电阻之间，另一端连接于所述第一运算放大器和所述环形振荡器之间。

24.如权利要求1至23中任意一项所述的内置振荡电路，其特征在于，所述内置振荡电路设置于频率范围在27MHZ～49MHZ的玩具遥控设备。

25.如权利要求1至23中任意一项所述的内置振荡电路，其特征在于，频率范围315MHz或433MHZ的无线控制设备。

26.如权利要求1至23中任意一项所述的内置振荡电路，其特征在于，频率范围在38KHz的红外遥控设备中。

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