CN202998064U - 内置振荡电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供一种内置振荡电路，所述内置振荡电路采用负反馈闭环路形式，利用频率-电流转化方式，使内置振荡电路能够在芯片中全部集成，省略了需要外部额外设置的晶振，节约了工艺成本，并且通过将环形振荡器产生的振荡频率转化为直流电流，并与所述基本电流产生电路产生的电流进行比较，然后将比较结果反馈到环形振荡器的控制端，改变环形振荡器的频率，从而通过对频率信号的偏差进行补偿，从而使环路稳定输出低温漂的工作频率，产生高精度的频率信号。

Description

内置振荡电路

技术领域

本实用新型涉及振荡电路设备，尤其涉及一种内置振荡电路。

背景技术

科学技术的日新月异，使得各种设备的发展趋向低功耗，面积小以及低成本，精准的时钟发生电路也趋向于全片上集成，高精度，高频率的方向发展。振荡器电路通常用于给各种集成电路芯片提供时钟信号。一般给各种电路芯片提供时钟信号的振荡器电路有以下几种：

一种是基于环形振荡器的产生电路。环形振荡器产生电路使用较为广泛，但是在CMOS工艺中，由于存在温度、工艺和电源电压的不稳定性，使得所述片内集成时钟电路的输出频率稳定性较差。

再一种是RC松弛(Relaxation)振荡器，由于其频率精度较高，目前的发展较为迅速，但由于RC松弛振荡器的工作频率较低，因此不适合较高频率的时钟信号应用。

另一种，也是较为常见的是时钟信号是采用石英晶体(Crystal)振荡器电作为时钟基准。

目前对于消费类电子产品，比如27/49M，315/433M频段的射频发射系统，作为产生时钟基准的振荡器电路一般采用的都是第三种结构，图1为现有技术中时钟信号产生电路的结构示意图，如图1所示，晶振通过振荡器产生信号，并通过PLL/DLL锁定来获得时钟信号。在芯片内部(即片上)需要用锁相环(PLL)或延时锁相环(DLL)来获得合适的时钟信号。这种振荡器电路能实现很高的精度(1～100ppm)，但是这种方案需要额外增加的外部晶振，不仅极大地提高了产品的成本，且需要占用较大的芯片面积和功耗，并降低了整个芯片的竞争能力，因此影响在一些对成本比较敏感的消费类产品中的应用，例如玩具遥控产品、无线控制产品及红外遥控产品等。

实用新型内容

本实用新型的目的是解决现有技术的不足，提供一种新型的内置振荡电路，解决由于工艺、电源电压和温度的变化产生的频率偏移，并且成本低廉，频率范围更大的的内置振荡电路。

为解决上述问题，本实用新型提供一种内置振荡电路，包括基本电流产生电路、环形振荡器、频率-电流转化电路和电流比较器；

所述基本电流产生电路包括第一运算放大器、第一放大管、可修调电阻和镜像电路，所述第一运算放大器接收一输入电压，经所述可修调电阻修调后由第一放大管输出一中间电流，所述中间电流经所述镜像电路输出一输出电流；

所述环形振荡器产生频率信号；

所述频率-电流转化电路包括第二运算放大器、第二放大管、若干开关、充放电容以及电流输出模块，所述第二运算放大器接收所述输入电压并输出至所述第二放大管的第一端，在所述第二放大管的第二端与地之间所述两个开关分别控制所述充放电容进行充放电形成等效电阻模块，所述第二放大管的第三端经由所述电流输出模块后输出所述反馈电流；

所述电流比较器比较所述反馈电流和所述输出电流后输出控制电压，所述控制电压对所述环形振荡器产生的频率信号进行反馈矫正，直至所述频率信号稳定输出。

进一步的，所述环形振荡器的频率信号稳定输出时，所述频率信号的值与修调电阻的电阻值和充放电容的电容值有关。

进一步的，所述内置振荡器的输出频率为：

$\mathrm{fout}=\frac{K}{\mathrm{Cc}*(\mathrm{Rp}+\mathrm{Rn})},$

其中，fout为所述环形振荡器的输出频率，Cc为所述充放电容的电容值，(Rp+Rn)为所述可修调电阻的电阻值，K为比例系数。

进一步的，在所述基本电流产生电路中，所述第一运算放大器的两输入端分别接所述参考电压和第一放大管的第一连接端、输出端接所述第一放大管的控制端；所述可修调电阻一端接地、另一端接所述第一放大管的第一连接端，所述镜像电路的输入端接所述第一放大管的第二连接端、输出端输出所述参考电流。

进一步的，所述镜像电路包括第一镜像输出管，所述第一镜像输出管的控制端接所述第一放大管的控制端、所述第一镜像输出管的第一连接端输出所述参考电流、所述第一镜像输出管的第二连接端接所述电源电压。

进一步的，所述镜像电路包括第一镜像输入管、第二镜像输入管、第一镜像输出管和第二镜像输出管，所述第一镜像输入管的控制端接所述第一放大管的第二连接端、所述第一镜像输入管的第一连接端接所述第二镜像输入管的第二连接端、所述第一镜像输入管的第二连接端接一电源电压，所述第二镜像输入管的第二连接端接所述第一放大管的第二连接端，所述第一镜像输出管的控制端接所述第一镜像输入端的控制端、所述第一镜像输出管的第一连接端接所述第二镜像输出管的第二连接端，所述第一镜像输出管的第二连接端接所述电源电压，所述第二镜像输出管的控制端接所述第二镜像输入管的控制端，所述第二镜像输出管的第一连接端输出所述参考电流、所述第二镜像输出管的第二连接端与一第一镜像输出管的第一连接端连接。

进一步的，所述镜像电路为多路可修调镜像电路，所述可修调电阻对所述参考电流实现低位频率偏差调节，所述多路可修调镜像电路实现高位低位频率选择以及所述参考电流实现高位频率偏差调节。

进一步的，所述镜像电路为多路可修调镜像电路，所述可修调镜像电路为共源共栅电流镜结构。

进一步的，所述多路可修调镜像电路包括第一镜像输入管、第二镜像输入管、多个第一镜像输出管和多个第二镜像输出管，所述第一镜像输入管的控制端接所述第一放大管的第二连接端、所述第一镜像输入管的第一连接端接所述第二镜像输入管的第二连接端、所述第一镜像输入管的第二连接端接一电源电压，所述第二镜像输入管的第二连接端接所述第一放大管的第二连接端，每一所述第一镜像输出管的控制端均接所述第一镜像输入管的控制端、每一所述第一镜像输出管的第二连接端接所述电源电压，每一所述第二镜像输出管的控制端均接所述第二镜像输入管的控制端，所述第二镜像输出管的相连后输出所述参考电流，每一所述第二镜像输出管的第二连接端与一第一镜像输出管的第一连接端连接。

进一步的，所述基本电流产生电路接收一多位控制信号，所述多位控制信号包括频率选择位、镜像电路调节位和电阻调节位，所述频率选择位控制若干第一镜像输出管与所述第一镜像输入管的比例值以实现频率范围选择，所述镜像电路调节位控制其余第一镜像输出管与所述第一镜像输入管的比例值以实现频率范围内粗调，所述电阻调节位控制所述可修调电阻的电阻值以实现频率范围内精调。

进一步的，所述频率-电流转化电路还包括滤波电容，所述滤波电容滤除所述充放电容产生的高频噪声，所述开关包括第一个开关和第二个开关，电流输出模块包括第一输出管和第二输出管，所述第二运算放大器的两输入端分别接所述输入电压和所述第二放大管的第一连接端、及滤波电容和第一个开关的一端，所述第二运算放大器的输出端接第二放大管的控制端，所述第一个开关的另一端接所述充放电容和第二个开关的一端，所述第二个开关、滤波电容以及充放电容的另一端均接地，所述第二放大管的第二连接端接第二输出管的第一连接端和第一输出管的控制端，所述第二输出管的第二连接端与第一输出管的第一连接端相连，第一输出管的第二连接端接一电源电压，所述第一输出管的控制端输出所述反馈电流，所述第一个开关和第二个开关分别由两相非重叠时钟信号控制。

进一步的，所述电流比较器包括第一镜像管、第二镜像管、极点电容和一镜像模块，所述第一镜像管的控制端接所述反馈电流和所述第一输出管的控制端、所述第一镜像管的第一连接端接所述第二镜像管的第二连接端、所述第一镜像管的第二连接端接一电源电压，所述第二镜像管的控制端接所述第二输出管的控制端、所述第二镜像管的第一连接端接一输出节点，所述镜像模块的第一镜像输入端接所述输出节点、所述镜像模块的第二镜像输入端接所述输出电流，所述输出节点输出所述反馈电压。

进一步的，所述频率-电流转化电路还包括滤波电容，所述滤波电容滤除所述充放电容产生的高频噪声，所述开关包括第一个开关和第二个开关，电流输出模块包括第一输出管，所述第二运算放大器的两输入端分别接所述输入电压和所述第二放大管的第一连接端、及滤波电容和第一个开关的一端，所述第二运算放大器的输出端接第二放大管的控制端，所述第一个开关的另一端接所述充放电容和第二个开关的一端，所述第二个开关、滤波电容以及充放电容的另一端均接地，所述第二放大管的第二连接端接第一输出管的第一连接端和控制端，第一输出管的第二连接端接一电源电压，所述第一输出管的控制端输出所述反馈电流，所述第一个开关和第二个开关分别由两相非重叠时钟信号控制。

进一步的，所述电流比较器包括第一镜像管、极点电容和一镜像模块，所述第一镜像管的控制端接所述反馈电流和所述第一输出管的控制端、第一连接端接一输出节点、第二连接端接一电源电压，所述电容的一端接所述输出节点、另一端接电源电压，所述镜像模块的第一镜像输入端接输出节点、第二镜像输入端接所述输出电流，所述输出节点输出所述反馈电压。

进一步的，所述内置振荡电路还包括多倍分频器，所述多倍分频器设置于所述环形振荡器和所述频率-电流转化电路之间，所述多倍分频器对所述频率信号进行分频后，输出至所述频率-电流转化电路，以使所述频率-电压转化电路稳定工作接收所述频率信号。

如权利要求15所述的内置振荡电路，其特征在于，当所述频率信号稳定输出时，所述频率信号为：

$\mathrm{fout}=\frac{K*M}{\mathrm{Cc}*(\mathrm{Rp}+\mathrm{Rn})},$

其中，M为所述异步分频器的分频倍数，fout为所述内置振荡器的输出频率，Cc为第一充放电容的电容值，(Rp+Rn)为基本电流产生电路的可修调电阻的电阻值，K为比例系数。

进一步的，所述多倍分频器包括多个级联的两倍分频器。

进一步的，所述内置振荡电路还包括一稳定电容，所述稳定电容一端连接于所述电流比较放大器和环形振荡器之间，另一端接电源电压，以减少所述内置振荡电路的相位噪声。

进一步的，所述内置振荡电路设置于频率范围在27MHZ～49MHZ的玩具遥控设备。

进一步的，频率范围315MHz或433MHZ的无线控制设备。

进一步的，频率范围在38KHz的红外遥控设备中。

综上所述，本实用新型所述内置振荡电路采用负反馈闭环路形式，利用频率-电流转化方式，使内置振荡电路能够在芯片中全部集成，省略了需要外部额外设置的晶振，节约了工艺成本，并且通过将环形振荡器产生的振荡频率转化为直流电流，并与所述基本电流产生电路产生的电流进行比较，然后将比较结果反馈到环形振荡器的控制端，改变环形振荡器的频率，从而通过对频率信号的偏差进行补偿，从而使环路稳定输出低温漂的工作频率，产生高精度的频率信号。

进一步的，所述内置振荡电路中，所述基本电流产生电路通过六位可修调电阻的低位细调和多路可修调电流镜的高位控制以及高位低位频率选择，从而能够通过修调位修正方法对频率信号的工艺偏差，达到0.1％的频率修调精度，并且能够覆盖整个修调范围，没有断节。

所述内置振荡电路不仅在工艺，温度偏差和电源电压偏差的情况下有较高的稳定性，输出一个稳定的时钟信号，而且其频率信号范围广。

附图说明

图1为现有技术中时钟信号产生电路的结构示意图。

图2.1～2.2为本实用新型几个实施例中内置振荡电路的示意图。

图3.1～3.3为本实用新型几个实施例中内置振荡电路中基本电流产生电路的示意图。

图4.1～4.2为本实用新型一实施例中内置振荡电路中频率-电流转化电路和电流比较放大器的示意图。

图5为本实用新型一实施例中内置振荡电路中环形振荡器的示意图。

图6为本实用新型一实施例中内置振荡电路中多倍分频器的示意图。

具体实施方式

为使本实用新型的内容更加清楚易懂，以下结合说明书附图，对本实用新型的内容作进一步说明。当然本实用新型并不局限于该具体实施例，本领域内的技术人员所熟知的一般替换也涵盖在本实用新型的保护范围内。

其次，本实用新型利用示意图进行了详细的表述，在详述本实用新型实例时，为了便于说明，示意图不依照一般比例局部放大，不应以此作为对本实用新型的限定。

图2.1为本实用新型一实施例中内置振荡电路的示意图。如图2.1所示，本实用新型所述内置振荡电路利用闭环结构，通过反馈控制实现稳定的输出频率。所述内置振荡电路包括基本电流产生电路11和环形振荡器13、频率-电流转化电路15以及差分放大电路12。其中环形振荡器13、频率-电压转化电路15以及电流比较器12构成一个负反馈校正环路。

为了稳定振荡器的频率信号，降低成本，本实用新型采用闭环电路结构，全片上集成，对频率信号的这些偏差进行补偿，产生高精度的频率信号。在内置振荡电路的工作过程中，环形振荡器13的频率信号的受到温度、工艺偏差和电源电压等环境的影响，例如当温度变化时，假设温度上升时，控制电压Vctr瞬间未改变，则环形振荡器13的频率信号下降，故频率-电流转化电路15的输出电流Iout开始减少，而输出电流Ib保持不变，所以电流比较放大器12的控制电压Vctr减少，则环形振荡器13的频率信号fout随控制电压Vctr的减少而增加，频率-电流转化电路15的输出电流Iout随增加，则负反馈调节一直进行，直到输出电流Iout和基本电流Ib相等，即内置振荡电路的环路再次稳定为止；同样，当温度下降时，也发生相同的负反馈调节过程，直至内置振荡电路的环路再次稳定为止。

图2.2为本实用新型另一实施例中内置振荡电路的示意图，如图2.2所示，所述内置振荡电路还可以包括稳压产生器16和多倍分频器14，所述稳压产生器16接收一外部电源VDD，并将VDD转化为稳定输出的VDDA和输入电压Vb，所述电源电压VDDA为所述内置振荡电路中基本电流产生电路11和负反馈校正环路提供稳定的电源电压，从而保证内置振荡电路的稳定工作。所述多倍分频器14设置于所述环形振荡器13和频率-电流转化电路15之间，所述多倍分频器13对所述频率信号fout进行分频形成分频信号fb后，输出至所述频率-电流转化电路15，以使所述频率-电压转化电路稳定工作接收所述频率信号，增加设置所述多倍分频器14能够使所述频率-电压转化电路15能够稳定工作。

此外，所述内置振荡电路还包括电容C0，电容C0的一端电源电压VDDA、另一端接所述电流比较器12和所述环形振荡器13之间，所述电容C0的主要作用是产生一个极点，以稳定整个内置振荡电路的环路，其中，所述电容C0的一端接所述电源电压VDDA能够进一步减小内置振荡电路的相位噪声。

图3.1为本实用新型一实施例中内置振荡电路中基本电流产生电路的示意图。在较佳的实施例中，多路可修调镜像电路可以采用共源共栅电流镜结构，从而进一步减少了镜像电流的温度系数，使得参考电流Iref的输出正比于电流I1，且与温度无关。

如图3.1所示，所述镜像电路为多路可修调镜像电路，所述基本电流产生电路11包括第一运算放大器A1、第一放大管M1(第一放大管为NMOS管)、可修调电阻(Rp+Rn)和镜像电路，所述第一运算放大器A1的输入端分别接输入电压Vref和第一放大管M1的第一连接端、所述第一运算放大器A1的输出端接所述第一放大管M1的控制端，所述可修调电阻(Rp+Rn)两端分别接地和所述第一放大管M1的第一连接端，所述第一放大管M1的第二连接端接所述稳定电压VDDA，所述镜像电路包括第一镜像输出管，所述第一镜像输出管的控制端接所述第一放大管M1的控制端。其中所述第一运算放大器A1接收一输入电压Vb，经所述可修调电阻(Rp+Rn)修调后由第一放大管A1输出一中间电流I1，所述中间电流I1经所述镜像电路输出参考电流Iref。

图3.2为本实用新型另一实施例中内置振荡电路中基本电流产生电路的示意图。如图3.2所示，所述基本电流产生电路11包括第一运算放大器A1、第一放大管M1、可修调电阻(Rp+Rn)和镜像电路，在实施例中镜像电路包括第一镜像输入管M3，第二镜像输入管M2、第一镜像输出管Mn1和第二镜像输出管Mp1，所述第一镜像输入管M3的控制端接所述第一放大管M1的第二连接端、所述第一镜像输入管M3的第一连接端接所述第二镜像输入管M2的第二连接端、所述第一镜像输入管M3的第二连接端接一电源电压VDDA，所述第二镜像输入管M2的第二连接端接所述第一放大管M1的第二连接端，所述第一镜像输出管Mn1的控制端接所述第一镜像输入端M3的控制端、所述第一镜像输出管Mn1的第一连接端接所述第二镜像输出管Mp1的第二连接端，所述第一镜像输出管Mn1的第二连接端接所述电源电压VDDA，所述第二镜像输出管Mp1的控制端接所述第二镜像输入管M2的控制端，所述第二镜像输出管Mp1的第一连接端输出所述参考电流Ib，所述第二镜像输出管Mp1的第二连接端与一第一镜像输出管Mn1的第一连接端连接。

图3.3为本实用新型另一实施例中内置振荡电路中基本电流产生电路的示意图。如图3.3所示，在较佳的实施例中，所述镜像电路为多路可修调镜像电路，所述基本电流产生电路11包括第一运算放大器A1、第一放大管M1(第一放大管为NMOS管)、可修调电阻(Rp+Rn)和镜像电路，在实施例中镜像电路采用多路可修调镜像电路，包括第一镜像输入管M3，第二镜像输入管M2、多个第一镜像输出管Mn1～Mnn和多个第二镜像输出管Mp1～Mpn，所述第一镜像输入管M3的控制端接所述第一放大管M1的第二连接端、所述第一镜像输入管M3的第一连接端接所述第二镜像输入管M2的第二连接端、所述第一镜像输入管M3的第二连接端接一电源电压VDDA，所述第二镜像输入管M2的第二连接端接所述第一放大管M1的第二连接端，每一所述第一镜像输出管Mn1～Mnn的控制端均接所述第一镜像输入管M3的控制端、每一所述第一镜像输出管Mn1～Mnn的第二连接端接所述电源电压VDDA，每一所述第二镜像输出管Mp1～Mpn的控制端均接所述第二镜像输入管M2的控制端，所述第二镜像输出管的相连后输出所述参考电流Ib，每一所述第二镜像输出管Mp1～Mpn的第二连接端与一第一镜像输出管Mn1～Mnn的第一连接端连接。所述基本电流发生电路11选择6位可修调电阻、6路可修调镜像电流模块和两路高频低频选择镜像电流模块进行修调，能够修调工艺偏差带来的频率偏移，达到输出频率要求的精度。

具体地，在实际工艺生产过程中，所述内置振荡器电路的输出频率fout的温度偏差取主要决于环路锁定以后电阻和电容的温度特性。在实际工艺中电容的温度系数在每摄氏度10^-6次量级，而单个电阻的温度系数在10^-3次量级，所以温度系数主要由电阻温度特性决定。为了达到-20℃～85℃范围1％以内偏差，需要对电阻温度系数进行补偿，因此可修调电阻选用正温度系数的电阻Rp和负温度系数的电阻Rn串联互补，使得可修调电阻不受温度的影响。

以下结合图3.3所示的基本电流产生电路进行详细说明，由于电阻和电容存在一定的工艺偏差，故为了达到我们所需要的频率，需要修调工艺偏差。所述内置振荡电路输出频率的工艺偏差可以通过修调位进行修正，实现0.1％的修调精度。为达到0.1％的频率修调精度，又要覆盖工艺电压温度偏差带来的频偏，假设频偏为±50％，则至少需要log₂ ⁽¹⁰⁰⁰⁾＝10bit控制位，加上选择频率范围(例如：27M，40M还是49M或者是315M，433M)，为了两者能覆盖修调范围，需要再增加2bit来保证相邻细调范围互相重叠没有断节，因此需要至少要求12bit的控制位。如果单一控制可调电阻R或者单一控制电流镜比例，则版图面积都将相当大；如果单一采用控制可调电阻，那么需要2¹⁰=1024对的电阻，版图面积同样会相当大，对于电流也一样。因此，本实用新型所述内置振荡电路采用电流镜高位控制和可调电阻低位细调结合的方法节省版图面积，只需要可调电阻2⁶=64对，镜像电流2⁶=64对，总的面积远小于单一调节方式的1024对。

结合图2.2所示，所述基本电流产生电路接收一多位控制信号，所述多位控制信号包括频率选择位、镜像电路调节位和电阻调节位，所述频率选择位控制若干第一镜像输出管(Mn1和Mn2)与所述第一镜像输入管M3的比例值以实现频率范围选择，所述镜像电路调节位控制其余第一镜像输出管(Mn3Mnn)与所述第一镜像输入管M3的比例值以实现频率范围内粗调，所述电阻调节位控制所述可修调电阻(Rp+Rn)的电阻值以实现频率范围内精调。一编码器18向所述基本电流产生电路产生一十四位的控制信号D<13:0>，其中D<13:12>为频率选择位(00、01、10、11)；D<11:6>为镜像电路调节位；D<5:0>为电阻调节位；在确定要输出的频率之后，选择D<13:12>的值，为了要覆盖工艺电压温度偏差带来的频偏(假设±50％)，又要达到0.1％的频率修调精度。所述电路电阻实现0.1％的修调精度，在镜像电流处实现频率粗调达到约为0.64％的精度。假设要实现频率输出fout，那么多路可修调电阻(Rp+Rn)的电阻值为R，则(Rp+Rn)的调节范围为

$R+(D0*2^0+D1*2^1+\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;+2^5*D5)*\frac{R}{1000},$

电阻调节位D<5:0>=000000---111111，频率可以减小的范围为0.1％-6.4％，实现精调。要覆盖工艺电压温度偏差带来的频偏(假设±50％)，镜像电流的精度为要小于6.4％，那么100％/6.4％=15.6<24，可以知道至少需要4个可修调位，这里采用6位可修调电路使频率覆盖范围足够大。假设基本镜像电流Iref=K*I1，加上粗调电流的大小，则镜像电流Iref为：

$\mathrm{Ib}=K*I1+[(D6*2^0+D7*2^1+\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;+2^5*D11)*\frac{1}{64}*K*I1],$

镜像电路调节位D<11:6>=100000时频率为要求的中心频率，则D<11:6>=111111为大与中心频率50％的频率，D<11:6>=000000为小于中心频率50％的频率。这样就可以覆盖总的工艺偏差，可以经过修调实现频率输出。

频率选择位(D<13:12>)控制比例实现大的电流输出，实现范围变化较大的频率改变。要覆盖工艺电压温度偏差带来的频偏(假设±50％)，那么总的频偏100％/212=0.024％远小于0.1％的频率修调精度。这样就可以覆盖总的工艺偏差，可以经过修调实现频率输出。

其中，可修调电阻(Rp+Rn)表示正温度系数的电阻和负温度系数的电阻相加，在设计相当的情况下，温度系数相互抵消。第一运算放大器A1根据输入电压Vb产生相应的电流I1，第二镜像输入管M2的控制端的电压Vbp用以保证第二镜像输入管M2和第一镜像输入管M3工作在饱和区，第一运算放大器A1、第一放大管M1形成负反馈，用以保证图3.3中P点的电压为输入电压Vb，第第二镜像输入管M2和第一镜像输入管M3与多个第一镜像输出管Mn1～Mnn和多个第二镜像输出管Mp1～Mpn为镜像关系。

由上分析可得基本电流产生电路11产生的中间电流I1为：I1＝Vb/(Rp+Rn)；

由镜像电路可得：Iref=K*I1；

其中，Vb表示所述输入电压，(Rp+Rn)为可修调电阻的电阻值，其中Rp为可修调电阻的正温度系数的电阻，Rn表示可修调电阻的负温度系数的电阻，参考电流Iref的值与I1成正比，K为比例系数；则所述基本电流产生电路11产生的参考电流公式(1)：

Iref＝K*Vb/(Rp+Rn)------(1)

图4.1～4.2为本实用新型一实施例中内置振荡电路中频率-电流转化电路和电流比较放大器的示意图。

所述频率-电流转化电路15包括一个第二运算放大器A2，第二放大管M4，若干开关，一个充放电容Cc、滤波电容Cb以及电流输出模块，本实施例中，所述开关包括第一个开关K1、第二个开关K2。所述第二运算放大器A2接收所述输入电压Vb并输出至所述第二放大管M4的第一端，在所述第二放大管M4的第二端与地之间所述两个开关K1、K2分别控制所述充放电容Cc进行充放电形成等效电阻模块，所述第二放大管M4的第三端经由所述电流输出模块后输出所述反馈电流Iout，所述滤波电容Cb用于滤除所述充放电容Cc产生的高频噪声。

具体地，如图4.1所示，在一实施例中，电流输出模块包括第一输出管M6和第二输出管M5，所述第二运算放大器A2的正极输入端接输入电压Vb，负极输入端接第二放大管M4的源极P1以及滤波电容Cb和第一个开关K1，第二运算放大器A2的输出端接第二放大管M4的栅极。第一个开关K1的另一端接电容Cc以及第二个开关K2，第一个开关K1、第二个开关K2和充放电容Cc的另一端接地，滤波电容Cb的另一端也接地。第二放大管M4的漏极接第二输出管M5的源极和第一输出管M6的漏极，第二输出管M5的漏极与第一输出管M6的源极相连，第一输出管M6的漏极接电源。第二输出管M5的栅极接电压Vp1，保证第二输出管M5和第一输出管M6工作在饱和区。第二运算放大器A2和第二放大管M4形成负反馈，保证图中P1点的工作电压为Vb，第一个开关K1由两相非重叠时钟信号中一信号CLK1控制，开关K2由两相非重叠时钟信号中另一信号CLK2控制，第一个开关K1导通时，第二个开关K2关闭，其中，所述第一个开关K1和第二个开关K2分别由两相非重叠时钟信号控制，两相非重叠时钟信号CLK1，CLK2为两个反相的不重叠信号，两相非重叠时钟信号CLK1，CLK2的频率与分频后的频率信号fb相同，从而防止频率-电流转化电路15中两个开关的同时导通。

相应的，所述电流比较器包括第一镜像管M7、第二镜像管M8、极点电容C10和一镜像模块，所述第一镜像管M7的控制端接所述反馈电流Iout和所述第一输出管的控制端、所述第一镜像管M7的第一连接端接所述第二镜像管M8的第二连接端、所述第一镜像管M7的第二连接端接一电源电压VDDA，所述第二镜像管M8的控制端接所述第二输出管M5的控制端、所述第二镜像管M8的第一连接端接一输出节点，所述镜像模块的第一镜像输入端接所述输出节点、第二镜像输入端接所述输出电流Ib，所述电容C10两端分别接所述电源电压和输出节点，所述输出节点输出所述反馈电压Vctr。

如图4.2，在另一实施例中，电流输出模块包括第一输出管M6，所述第二运算放大器A2的两输入端分别接所述输入电压Vb和所述第二放大管M4的第一连接端、及滤波电容Cb和第一个开关K1的一端，所述第二运算放大器A2的输出端接第二放大管M4的控制端，所述第一个开关K1的另一端接所述充放电容Cc和第二个开关K2的一端，所述第二个开关K2、滤波电容Cb以及充放电容Cc的另一端均接地，所述第二放大管M4的第二连接端接第一输出管M6的第一连接端和控制端，第一输出管M6的第二连接端接一电源电压VDDA，所述第一输出管M6的控制端输出所述反馈电流Iout。

相应的，所述电流比较器包括第一镜像管M7、极点电容C10和一镜像模块，所述第一镜像管M7的控制端接所述反馈电流Iout和所述第一输出管M6的控制端、所述第一镜像管M7的第一连接端接一电源电压VDDA、所述第一镜像管M7的第二连接端接所述电源电压，所述镜像模块的第一镜像输入端接所述输出节点、第二镜像输入端接所述输出电流Ib，所述电容C10两端分别接所述电源电压和输出节点，所述输出节点输出所述反馈电压Vctr。

所述频率-电流转化电路15的原理同基本流产生电路的原理相似，其电阻以开关电容电阻的方式实现。开关电容电阻由一个充放电容Cc，两个开关K1，K2组成。两个开关K1，K2受两相非重叠时钟信号CLK1，CLK2控制，当CLK1为正向信号时，CLK2为反向信号，则K1导通，K2关闭，电流对电容Cc充电；CLK1为反向信号时，CLK2为正向信号K2导通，K1关闭，P2点的电量通过电容Cc对地放电。重复充电放电，充放电容Cc产生相当于1/(fb*Cc)的电阻。滤波电容Cb的作用是用来滤掉由充放电容Cc产生的高频噪声。由充放电容Cc的工作特性可以知道，充放电容Cc相当于电阻1/fb*Cc，则所述频率-电流转化电路将频率转化为电流如公式(2)所示：

Iout=Vb*fb*Cc------(2)

由镜像电流关系可知，Iout=I2，且I3=Ib。其中fb为两相非重叠时钟信号CLK1和CLK2的工作频率，Vb为所述输入电压，Cc为充放电容的电容值。当环路稳定时，Iout=Ib，输出Vctr稳定，频率信号稳定。

参考图4.1，所述电流比较放大器12，用于比较电流I2和I3的大小，由镜像电流关系可知，也就是比较反馈电流Iout和输出电流Ib大小，并产生的控制电压Vctr，以调节环形振荡器的频率。所述电流比较放大器中，镜像模块包括第九MOS管M9至第十二MOS管M12，所述第一镜像管M7和第二镜像管M8与第二输出管M5和第一输出管M5形成镜像电流结构，所述第一镜像管M7的栅极与第一输出管M5的栅极连接、漏极接电源电压、源极接所述第二镜像管M8的漏极，所述第二镜像管M8的栅极接第二输出管M5的栅极、源极接所述极点电容C10和第九MOS管M9的漏极并接所述输入电压，所述第九MOS管M9的源极接所述第十MOS管M19的漏极、栅极接所述第十二MOS管M12的栅极和所述输出电流，所述第十MOS管M10的源极接地、栅极接所述第十一MOS管M11的栅极和第十二MOS管M12的源极，所述第十一MOS管M11的漏极接地，所述第十二MOS管M12的漏极接所述输出电流。其中极点电容C10在控制电压Vctr输出端产生一个极点，从而稳定整个内置振荡电路。当开环增益足够大，环路稳定时，Ib=Iout，由公式(1)(2)可得，

$\frac{K*\mathrm{Vb}}{(\mathrm{Rp}+\mathrm{Rn})}=\mathrm{fb}*\mathrm{Vb}*\mathrm{Cc}$

又fout＝M*fb，则频率信号为：

$\mathrm{fout}=\frac{K*M}{\mathrm{Cc}*(\mathrm{Rp}+\mathrm{Rn})}$

由此可见，频率信号fout与电源电压VDD的变化无关，频率信号fout的温度电压工艺(PVT)特性由可修调电阻(Rp+Pn)和电容Cc的温度电压工艺特性决定。因此，如果可修调可调(Rp+Rn)和电容(Cc)都有较小的温度系数，则压控振荡器的输出信号频率也将具有较小的温度系数。

在实际工艺中电容的温度系数在每摄氏度10^-6次量级，而单个电阻的温度系数在10^-3次量级，所以温度系数主要由电阻温度特性决定。为了达到-20℃～85℃范围1％以内偏差，对多位可修调可调电阻的温度系数进行补偿，选用正温度系数的电阻Rp和负温度系数的电阻Rn串联互补，从而进一步减小可修调电阻不受温度的影响。

图5为本实用新型一实施例中内置振荡电路中环形振荡器的示意图。如图5所示，所述环形振荡器包括多级压控振荡器(VCO)，形成级联的差分电路，在本实施例中，包括4级压控振荡器形成4级级联差分电路，所述控制电压Vctr控制4个压控振荡器控制整个环形振荡器的频率信号fout。本实用新型所述环形振荡器13是便于集成的环形振荡器，其频率信号fout受控制电压Vctr控制，随着控制电压Vctr的减少频率增加。从而通过选择环形振荡器结构和通过适当的参数设计，环形振荡器13在不同温度下具有可能工作在相同的频率。其中，环形振荡器13的延时单元采用正反馈技术来调节延迟单元的延迟时间，从而改变电路的频率信号。

图6为本实用新型一实施例中内置振荡电路中多倍分频器的示意图。如图6所示，所述多倍分频器14将环形振荡器13的频率信号fout进行分频，并产生占空比为50％的输出分频后的频率信号fb。在特定的工艺下，要得到较高的频率信号，频率-电流转化电路15中的充放电容充放电的电路性能会受到影响，所以通过在负反馈校正环路中增加多倍分频器14，使得频率-电流转化电路15中的充放电容的开关工作频率工作在分频后的频率信号fb之后，从而保证频率-电流转化电路15的性能。在本实施例中，多倍分频器14包括多个级联的两倍分频器，例如包括n个2分频器，则M=2ⁿ，其中M为多倍分频器14的分频倍数。其中，所述两倍分频器可以由一个D触发器和一个反相器。

表一为时钟信号产生电路和新型的内置振荡器电路结果比较示意表格，如表一所示，现有技术中的时钟信号产生电路需要在片外设置晶振，并利用晶振产生振荡，因此成本较高，并且现有技术的晶振产生电路的频率精度虽然可以达到1ppm～100ppm，但其频率范围只能在1KHz～100MHz。相比于现有技术，本实用新型所述的内置振荡器可以全部设置在片上，采用环形振荡器控制产生频率，因此其大大节约了成本，并且通过设置多倍分频器可以大大提高频率范围，达到10KHz-450MHz广泛适用于各种产品例如，频率范围在27MHZ～49MHZ的玩具遥控设备，频率范围315MHz或433MHZ的无线控制设备以及频率范围在38KHz的红外遥控设备等设备中。

表一

	晶振产生电路	内置振荡器
			实现方法	片外	片上
振荡器	晶振	环形振荡器
			频率范围	1KHz-100MHz	10KHz-450MHz
频率精度	1ppm-100ppm	30ppm-100ppm
			电流大小	10uA-100mA	10uA-100mA
成本	高	低

综上所述，本实用新型所述内置振荡电路采用负反馈闭环路形式，利用频率-电流转化方式，使内置振荡电路能够在芯片中全部集成，省略了需要外部额外设置的晶振，节约了工艺成本，并且通过将环形振荡器产生的振荡频率转化为直流电流，并与所述基本电流产生电路产生的电流进行比较，然后将比较结果反馈到环形振荡器的控制端，改变环形振荡器的频率，从而通过对频率信号的偏差进行补偿，从而使环路稳定输出低温漂的工作频率，产生高精度的频率信号。

进一步的，所述内置振荡电路中，所述基本电流产生电路通过六位可修调电阻的低位细调和多路可修调电流镜的高位控制以及高位低位频率选择，从而能够通过修调位修正方法对频率信号的工艺偏差，达到0.1％的频率修调精度，并且能够覆盖整个修调范围，没有断节。

所述内置振荡电路不仅在工艺，温度偏差和电源电压偏差的情况下有较高的稳定性，输出一个稳定的时钟信号，而且其频率信号范围广。

虽然本实用新型已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本实用新型，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本实用新型的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，因此本实用新型的保护范围当视权利要求书所界定者为准。

Claims (21)

1.一种内置振荡电路，其特征在于，包括基本电流产生电路、环形振荡器、频率-电流转化电路和电流比较器；

所述基本电流产生电路包括第一运算放大器、第一放大管、可修调电阻和镜像电路，所述第一运算放大器接收一输入电压，经所述可修调电阻修调后由第一放大管输出一中间电流，所述中间电流经所述镜像电路输出一输出电流；

所述环形振荡器产生频率信号；

所述频率-电流转化电路包括第二运算放大器、第二放大管、若干开关、充放电容以及电流输出模块，所述第二运算放大器接收所述输入电压并输出至所述第二放大管的第一端，在所述第二放大管的第二端与地之间所述两个开关分别控制所述充放电容进行充放电形成等效电阻模块，所述第二放大管的第三端经由所述电流输出模块后输出所述反馈电流；

所述电流比较器比较所述反馈电流和所述输出电流后输出控制电压，所述控制电压对所述环形振荡器产生的频率信号进行反馈矫正，直至所述频率信号稳定输出。

2.如权利要求1所述的内置振荡电路，其特征在于，所述环形振荡器的频率信号稳定输出时，所述频率信号的值与修调电阻的电阻值和充放电容的电容值有关。

3.如权利要求2所述的内置振荡电路，其特征在于，所述内置振荡器的输出频率为：

$\mathrm{fout}=\frac{K}{\mathrm{Cc}*(\mathrm{Rp}+\mathrm{Rn})},$

其中，fout为所述环形振荡器的输出频率，Cc为所述充放电容的电容值，(Rp+Rn)为所述可修调电阻的电阻值，K为比例系数。

4.如权利要求1所述的内置振荡电路，其特征在于，在所述基本电流产生电路中，所述第一运算放大器的两输入端分别接所述参考电压和第一放大管的第一连接端、输出端接所述第一放大管的控制端；所述可修调电阻一端接地、另一端接所述第一放大管的第一连接端，所述镜像电路的输入端接所述第一放大管的第二连接端、输出端输出所述参考电流。

5.如权利要求4所述的内置振荡电路，其特征在于，所述镜像电路包括第一镜像输出管，所述第一镜像输出管的控制端接所述第一放大管的控制端、所述第一镜像输出管的第一连接端输出所述参考电流、所述第一镜像输出管的第二连接端接所述电源电压。

6.如权利要求4所述的内置振荡电路，其特征在于，所述镜像电路包括第一镜像输入管、第二镜像输入管、第一镜像输出管和第二镜像输出管，所述第一镜像输入管的控制端接所述第一放大管的第二连接端、所述第一镜像输入管的第一连接端接所述第二镜像输入管的第二连接端、所述第一镜像输入管的第二连接端接一电源电压，所述第二镜像输入管的第二连接端接所述第一放大管的第二连接端，所述第一镜像输出管的控制端接所述第一镜像输入端的控制端、所述第一镜像输出管的第一连接端接所述第二镜像输出管的第二连接端，所述第一镜像输出管的第二连接端接所述电源电压，所述第二镜像输出管的控制端接所述第二镜像输入管的控制端，所述第二镜像输出管的第一连接端输出所述参考电流、所述第二镜像输出管的第二连接端与一第一镜像输出管的第一连接端连接。

7.如权利要求4所述的内置振荡电路，其特征在于，所述镜像电路为多路可修调镜像电路，所述可修调电阻对所述参考电流实现低位频率偏差调节，所述多路可修调镜像电路实现高位低位频率选择以及所述参考电流实现高位频率偏差调节。

8.如权利要求4所述的内置振荡电路，其特征在于，所述镜像电路为多路可修调镜像电路，所述可修调镜像电路为共源共栅电流镜结构。

9.如权利要求8所述的内置振荡电路，其特征在于，所述多路可修调镜像电路包括第一镜像输入管、第二镜像输入管、多个第一镜像输出管和多个第二镜像输出管，所述第一镜像输入管的控制端接所述第一放大管的第二连接端、所述第一镜像输入管的第一连接端接所述第二镜像输入管的第二连接端、所述第一镜像输入管的第二连接端接一电源电压，所述第二镜像输入管的第二连接端接所述第一放大管的第二连接端，每一所述第一镜像输出管的控制端均接所述第一镜像输入管的控制端、每一所述第一镜像输出管的第二连接端接所述电源电压，每一所述第二镜像输出管的控制端均接所述第二镜像输入管的控制端，所述第二镜像输出管的相连后输出所述参考电流，每一所述第二镜像输出管的第二连接端与一第一镜像输出管的第一连接端连接。

10.如权利要求1所述的内置振荡电路，其特征在于，所述基本电流产生电路接收一多位控制信号，所述多位控制信号包括频率选择位、镜像电路调节位和电阻调节位，所述频率选择位控制若干第一镜像输出管与所述第一镜像输入管的比例值以实现频率范围选择，所述镜像电路调节位控制其余第一镜像输出管与所述第一镜像输入管的比例值以实现频率范围内粗调，所述电阻调节位控制所述可修调电阻的电阻值以实现频率范围内精调。

11.如权利要求1所述的内置振荡电路，其特征在于，所述频率-电流转化电路还包括滤波电容，所述滤波电容滤除所述充放电容产生的高频噪声，所述开关包括第一个开关和第二个开关，电流输出模块包括第一输出管和第二输出管，所述第二运算放大器的两输入端分别接所述输入电压和所述第二放大管的第一连接端、及滤波电容和第一个开关的一端，所述第二运算放大器的输出端接第二放大管的控制端，所述第一个开关的另一端接所述充放电容和第二个开关的一端，所述第二个开关、滤波电容以及充放电容的另一端均接地，所述第二放大管的第二连接端接第二输出管的第一连接端和第一输出管的控制端，所述第二输出管的第二连接端与第一输出管的第一连接端相连，第一输出管的第二连接端接一电源电压，所述第一输出管的控制端输出所述反馈电流，所述第一个开关和第二个开关分别由两相非重叠时钟信号控制。

12.如权利要求11所述的内置振荡电路，其特征在于，所述电流比较器包括第一镜像管、第二镜像管、极点电容和一镜像模块，所述第一镜像管的控制端接所述反馈电流和所述第一输出管的控制端、所述第一镜像管的第一连接端接所述第二镜像管的第二连接端、所述第一镜像管的第二连接端接一电源电压，所述第二镜像管的控制端接所述第二输出管的控制端、所述第二镜像管的第一连接端接一输出节点，所述镜像模块的第一镜像输入端接所述输出节点、所述镜像模块的第二镜像输入端接所述输出电流，所述输出节点输出所述反馈电压。

13.如权利要求1所述的内置振荡电路，其特征在于，所述频率-电流转化电路还包括滤波电容，所述滤波电容滤除所述充放电容产生的高频噪声，所述开关包括第一个开关和第二个开关，电流输出模块包括第一输出管，所述第二运算放大器的两输入端分别接所述输入电压和所述第二放大管的第一连接端、及滤波电容和第一个开关的一端，所述第二运算放大器的输出端接第二放大管的控制端，所述第一个开关的另一端接所述充放电容和第二个开关的一端，所述第二个开关、滤波电容以及充放电容的另一端均接地，所述第二放大管的第二连接端接第一输出管的第一连接端和控制端，第一输出管的第二连接端接一电源电压，所述第一输出管的控制端输出所述反馈电流，所述第一个开关和第二个开关分别由两相非重叠时钟信号控制。

14.如权利要求13所述的内置振荡电路，其特征在于，所述电流比较器包括第一镜像管、极点电容和一镜像模块，所述第一镜像管的控制端接所述反馈电流和所述第一输出管的控制端、第一连接端接一输出节点、第二连接端接一电源电压，所述电容的一端接所述输出节点、另一端接电源电压，所述镜像模块的第一镜像输入端接输出节点、第二镜像输入端接所述输出电流，所述输出节点输出所述反馈电压。

15.如权利要求1所述的内置振荡电路，其特征在于，所述内置振荡电路还包括多倍分频器，所述多倍分频器设置于所述环形振荡器和所述频率-电流转化电路之间，所述多倍分频器对所述频率信号进行分频后，输出至所述频率-电流转化电路，以使所述频率-电压转化电路稳定工作接收所述频率信号。

16.如权利要求15所述的内置振荡电路，其特征在于，当所述频率信号稳定输出时，所述频率信号为：

其中，M为所述异步分频器的分频倍数，fout为所述内置振荡器的输出频率，Cc为第一充放电容的电容值，(Rp+Rn)为基本电流产生电路的可修调电阻的电阻值，K为比例系数。

17.如权利要求15所述的内置振荡电路，其特征在于，所述多倍分频器包括多个级联的两倍分频器。

18.如权利要求1所述的内置振荡电路，其特征在于，所述内置振荡电路还包括一稳定电容，所述稳定电容一端连接于所述电流比较放大器和环形振荡器之间，另一端接电源电压。

19.如权利要求1至18中任意一项所述的内置振荡电路，其特征在于，所述内置振荡电路设置于频率范围在27MHZ～49MHZ的玩具遥控设备。

20.如权利要求1至18中任意一项所述的内置振荡电路，其特征在于，频率范围315MHz或433MHZ的无线控制设备。

21.如权利要求1至18中任意一项所述的内置振荡电路，其特征在于，频率范围在38KHz的红外遥控设备中。

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