CN201360222Y - 一种pwm控制电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种PWM控制电路，包括PWM芯片，还包括有用于产生混沌信号的混沌电路，该混沌电路与所述PWM芯片的晶振控制端电连接。所述混沌电路包括依次电连接的负阻抗电路、回转器，该负阻抗电路经回转器阻抗变换后输出到所述PWM芯片的晶振控制端。混沌信号产生后从PWM控制芯片的晶振控制端叠加到芯片内部恒流源上，从而产生混沌的PWM工作频率，使芯片工作在混沌的状态，降低系统的EMI。该混沌PWM控制器不同于常规的固定频率PWM控制器，本实用新型的PWM控制器可以从源头上根本抑制开关变换器的电磁干扰。

Description

一种PWM控制电路

技术领域

本实用新型涉及到开关变换器技术领域，尤其是一种基于混沌理论的PWM控制电路。

背景技术

现有的开关变换器电磁干扰抑制措施大多从消除干扰源和受扰设备之间的耦合和辐射，切断电磁干扰的传播途径出发。如利用金属或高分子材料屏蔽开关变换器电磁藕合辐射；利用电阻型、电介质型和磁介质型吸波材料将开关变换器所产生的电磁辐射能量转化为其它能量(主要是热能)而耗散掉；利用各种滤波器或用高功率因数整流器抑制开关变换器传导电磁干扰，以及利用接地、浮置、光电耦合、PCB板布线技术减少电磁污染传播和发射。但它们的明显缺点是没有直接控制干扰源而消除干扰，仅增加了硬件体积和成本，具有较大的盲目性。

软开关技术试图通过降低功率开关管的电流、电压应力，达到减少电流、电压高频谐波，以提高电磁兼容性，1996年，CPES研究中心的研究人员分别采用零电压转换与硬开关电路对两个单相400W PFC升压变换器实验模型的传导干扰进行对比实验，测试结果出人意料，采用ZVT技术的软开关变换器与硬开关变换器间的EMI差异很小，甚至于如果ZVT的谐振电路不当，会使EMI更高。在软开关电路拓扑中，主开关元件的电磁干扰降低，但辅助开关元件引入新的电磁干扰，成为重要的干扰源，难以实现主拓扑和辅助拓扑的同时优化。因为软开关技术也没有从机理上根本改善EMI，实际效果有限。

目前主要的PWM芯片制造商TI、IR、SG、onsemi、Intersil、Fairchild等开发的各种电压、电流型PWM，SPWM控制芯片大都是固定载波频率，人们已经逐渐意识到固定载波频率决定的周期工作状态是电力电子系统EMI的主要来源。因此近年来各大芯片制造商在PWM芯片中引入了抖频(frequency jitter)的概念，即指开关变换器的工作频率并非固定不变，而是周期性地线性变化。各大PWM芯片制造商纷纷开发了NCP101X系列、SM8012、TOP249等一系列具有抖频功能的PWM芯片；Maxim开发了具有抖频功能的振荡器DS1090配合Maxim的DC-DC变换器使用以降低EMI。

频率抖动的表达式如下

$f_i=f_s+f_m\frac{2\·t}{T}$ $t\∈\left[\begin{array}{cc}-\frac{T}{2}& \frac{T}{2}\end{array}\right]$

式中f_s-中心工作频率；f_m-调制频率

其频谱的复傅立叶系数为

$F_m=\underset{i=-\frac{N}{2}}{\overset{\frac{N}{2}-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\mathrm{\τ}}_i}{T_i}{e}^{\mathrm{j\ωk}{T}_i}\frac{\sin \left(\frac{\mathrm{n\ω}{\mathrm{\τ}}_i}{2}\right)}{\frac{\mathrm{n\ω}{\mathrm{\τ}}_i}{2}}$ n＝0，±1，±2，…

由于频谱叠加，在 $\mathrm{\ω}=\frac{2\mathrm{n\π}}{{\mathrm{\τ}}_i}$ 各处，存在单个包络幅度为0，但总的包络幅度不为0，在 $\mathrm{\ω}=\frac{2\mathrm{n\π}}{T}$ 和其他频率处，频谱幅度相互叠加，不会达到最大值，也可能不为0。抖频PWM虽然可以部分降低PWM脉冲功率谱的峰值，但得到的还是一个离散频谱，能量集中在以nf_s±kf_m为中心的特定频点，没有得到完全的扩展，频率抖动抑制EMI的效果还是有限的，往往不能达到人们的要求。

开关变换器中PWM控制方式决定的周期工作状态，使频谱能量集中在开关频率及其倍频处，导致开关变换器电磁干扰的峰值也主要集中在开关频率的倍频处，从机理上说明周期态的PWM驱动脉冲是开关变换器EMI的源头。

非线性动力学的研究成果显示混沌信号具有连续频谱，混沌态时系统能量分配在较宽的频带内。近年来的研究表明，开关变换器是一个典型的混沌系统，当系统参数在一定范围变化时，它将产生倍周期分岔、边界碰撞分岔、霍夫分岔和混沌运动。并且可以通过控制参数变化，使开关变换器在混沌态和正常运行状态切换。开关变换器中分岔混沌复杂行为的研究近年来不断深入，研究结果显示混沌态时系统能量不再集中在开关频率及其倍频处，因此为有效抑制开关变换器的电磁干扰提供了一个理论基础。

发明内容

本实用新型的目的在于克服现有技术没有直接控制干扰源而消除干扰、仅增加了硬件体积和成本、易引入新的电磁干扰，难以实现主拓扑和辅助拓扑的同时优化、EMI控制效果有限的技术问题，提供一种可以通过混沌扩频特性提高开关变换器的电磁兼容性，从机理上达到控制开关变换器电磁污染和极大地改善其EMT的目的。

为实现以上目的，本实用新型采取了以下的技术方案：一种PWM控制电路，包括PWM芯片，还包括有用于产生混沌信号的混沌电路，该混沌电路与所述PWM芯片的晶振控制端电连接。

混沌信号产生后从PWM控制芯片的晶振控制端叠加到芯片内部恒流源上，从而产生混沌的PWM工作频率，使芯片工作在混沌的状态，降低系统的EMI。

所述混沌电路包括依次电连接的负阻抗电路、回转器，该负阻抗电路经回转器阻抗变换后输出到所述PWM芯片的晶振控制端。

所述负阻抗电路包括第三放大器、第四放大器，所述回转器包括第一放大器、第二放大器，所述第三放大器的正相输入端和输出端之间电连接有第五电阻，反相输入端和输出端之间电连接有第四电阻，反向输入端与所述第二放大器的反相输入端之间电连接有第九电阻和第六电阻，正相输入端分别与所述第四放大器、第二放大器、第一放大器的正相输入端电连接；

所述第四放大器的正相输入端和输出端之间电连接有第八电阻，反相输入端和输出端之间电连接有第七电阻，该反相输入端通过第十电阻电连接到所述第九电阻和第六电阻之间；

所述第一放大器的正相输入端和输出端之间电连接有第二电阻，反相输入端和输出端之间电连接有第三电阻，正相输入端输出电连接到所述PWM芯片的晶振控制端，其反相输入端通过第一电阻与所述第二放大器的输出端电连接，在所述第二放大器的反相输入端和输出端之间电连接有滤波电容。

还包括有一端电连接于所述第四放大器、第一放大器的正相输入端之间，另一端电连接于所述第四放大器、第二放大器的反相输入端之间滤波电路。

与抖频相比，混沌PWM频谱为：

$S_{F_m}\left(s\right)=\frac{1}{T}\left\{E\right[{\left|F\left(s\right)\right|}^2]-{\left|E\left(F\left(s\right)\right)\right|}^2+\frac{1}{T^2}{\left|E\left(F\left(s\right)\right)\right|}^2\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\δ}(f-\frac{k}{T})\}.$

混沌PWM频谱具有连续性，能量不再集中分布在特定的频点，而是包含了各个频点的能量，在整个频率范围上能量扩展，所以混沌PWM比抖频PWM的EMI抑制效果要好得多，也成为解决开关变换器EMI问题的有效途径。

本实用新型与现有技术相比，具有如下优点：该混沌PWM控制器不同于常规的固定频率PWM控制器，本实用新型的PWM控制器可以从源头上根本抑制开关变换器的电磁干扰。

附图说明

图1为本实用新型PWM控制电路。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本实用新型的内容做进一步详细说明。

实施例：

请参阅图1所示，一种PWM控制电路，包括PWM芯片U1，还包括有用于产生混沌信号的混沌电路，该混沌电路与所述PWM芯片U1的晶振控制端RI电连接。混沌信号产生后从PWM控制芯片的晶振控制端叠加到芯片内部恒流源上，从而产生混沌的PWM工作频率，使芯片工作在混沌的状态，降低系统的EMI。

混沌电路包括依次电连接的负阻抗电路102、滤波电路101、回转器103，该负阻抗电路102经回转器103阻抗变换后输出到PWM芯片U1的晶振控制端RI。

根据非线性理论，一个自治电路能够产生混沌必须满足三个条件：1)至少一个非线性元件；2)至少一个有源阻抗；3)至少三个储能元件，依据该条件，本实施例中的具体电路连接结构如下：

负阻抗电路102包括第三放大器X3、第四放大器X4，回转器103包括第一放大器X1、第二放大器X2，第三放大器X3的正相输入端和输出端之间电连接有第五电阻R5，反相输入端和输出端之间电连接有第四电阻R4，反向输入端与第二放大器X2的反相输入端之间电连接有第九电阻R9和第六电阻R6，正相输入端分别与第四放大器X4、第二放大器X2、第一放大器X1的正相输入端电连接；第四放大器X4的正相输入端和输出端之间电连接有第八电阻R8，反相输入端和输出端之间电连接有第七电阻R7，该反相输入端通过第十电阻R10电连接到第九电阻R9和第六电阻R6之间；第一放大器X1的正相输入端和输出端之间电连接有第二电阻R2，反相输入端和输出端之间电连接有第三电阻R3，正相输入端输出电连接到PWM芯片U1的晶振控制端RI，其反相输入端通过第一电阻R1与第二放大器X2的输出端电连接，在第二放大器X2的反相输入端和输出端之间电连接有滤波电容C5。

其中电阻R4，R5，R7，R8，R9，R10构成负阻抗电路102，该电路由两个相同负阻组件第三放大器X3和第四放大器X4并联而成，电路简单且对器件要求低。对一个负阻抗组件而言，由于受运放饱和电压的限制，其特性曲线为分段折线，X3的等效阻抗为： $G_1=\frac{R4}{R9R5}{G}_2=\frac{1}{R5};$ X4的等效阻抗为： $G_1=\frac{R7}{R10R8}{G}_2=\frac{1}{R8};$ 两个负阻组件并联后的等效阻抗为 $G_a=-\frac{R4}{R9R5}-\frac{R7}{R10R8},$ $G_b=\frac{1}{R5}-\frac{R7}{R10R8},$ $G_c=\frac{1}{R5}+\frac{1}{R8}.$ 电阻R1，R2，R3，R6，电容C5构成回转器103起阻抗变换的作用，回转器的等效电感为

本实施例中第一放大器X1、第二放大器X2，第三放大器X3、第四放大器X4的两端分别通过电源V1和V2接地，在电源V1和V2上分别串联有电容C4和电容C3为电源滤波。PWM控制芯片U1为SG6846，主电路拓扑为反激电路，开关管和整流二极管分别采用的是coolMOS管SPI07N65C3和SIC二极管STP41H100CR。

上列详细说明是针对本实用新型可行实施例的具体说明，该实施例并非用以限制本实用新型的专利范围，凡未脱离本实用新型所为的等效实施或变更，均应包含于本案的专利范围中。

Claims (4)

1、一种PWM控制电路，包括PWM芯片(U1)，其特征在于：还包括有用于产生混沌信号的混沌电路，该混沌电路与所述PWM芯片(U1)的晶振控制端电连接。

2、如权利要求1所述的PWM控制电路，其特征在于：所述混沌电路包括依次电连接的负阻抗电路(102)、回转器(103)，该负阻抗电路(102)经回转器(103)阻抗变换后输出到所述PWM芯片(U1)的晶振控制端。

3、如权利要求2所述的PWM控制电路，其特征在于：所述负阻抗电路(102)包括第三放大器(X3)、第四放大器(X4)，所述回转器(103)包括第一放大器(X1)、第二放大器(X2)，所述第三放大器(X3)的正相输入端和输出端之间电连接有第五电阻(R5)，反相输入端和输出端之间电连接有第四电阻(R4)，反向输入端与所述第二放大器(X2)的反相输入端之间电连接有第九电阻(R9)和第六电阻(R6)，正相输入端分别与所述第四放大器(X4)、第二放大器(X2)、第一放大器(X1)的正相输入端电连接；

所述第四放大器(X4)的正相输入端和输出端之间电连接有第八电阻(R8)，反相输入端和输出端之间电连接有第七电阻(R7)，该反相输入端通过第十电阻(R10)电连接到所述第九电阻(R9)和第六电阻(R6)之间；

所述第一放大器(X1)的正相输入端和输出端之间电连接有第二电阻(R2)，反相输入端和输出端之间电连接有第三电阻(R3)，正相输入端输出电连接到所述PWM芯片(U1)的晶振控制端，其反相输入端通过第一电阻(R1)与所述第二放大器(X2)的输出端电连接，在所述第二放大器(X2)的反相输入端和输出端之间电连接有滤波电容(C5)。

4、如权利要求3所述的PWM控制电路，其特征在于：还包括有一端电连接于所述第四放大器(X4)、第一放大器(X1)的正相输入端之间，另一端电连接于所述第四放大器(X4)、第二放大器(X2)的反相输入端之间滤波电路(101)。

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