CN1996730A - 高效率同步整流降压型开关变换器 - Google Patents
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Abstract
一种高效率同步整流降压型开关变换器，包括降压型开关变换器主电路、脉宽调制控制电路和同步整流控制电路，主电路用于将直流源提供的高电压转换为用电设备正常工作所需的直流低电压；脉宽调制控制电路采用电压反馈闭环控制，根据降压型开关变换器输出反馈电压调整占空比，保持输出电压的稳定；同步整流控制电路将脉宽调制信号反相加延迟后控制同步整流电路，并以滤波整流后的脉宽调制信号电压为控制信号，在重载下开启同步整流，轻载下关闭同步整流。本发明同步整流降压型变换器解决了传统同步整流降压型变换器轻载下效率降低的缺点，同时没有额外增加输出滤波电感电流检测电路的缺点，具有效率高、结构简单、体积小、重量轻等优点。
Description
技术领域
本发明涉及同步整流降压型开关变换器，特别是一种利用负载变化时，脉宽调制控制信号的占空比发生变化，其整流滤波后的直流电压也发生变化的原理，来控制同步整流电路，实现重载情况下开启、轻载情况下关闭同步整流信号的控制策略，使变换器在各种负载条件下具有较高的变换效率。
背景技术
近年来，随着工作频率的增加，集成度的提高，微处理器的供电问题成为人们研究的热点问题。传统微处理器的工作电压一般为的5V，在这种工作电压下，当电流变化较大时，芯片和电源的功耗都会大大增加，同时对电源的功率和响应速度都有较高的要求。所以现在越来越多的微处理器采用了3.3V的低工作电压，并向着更低的方向发展，最终将达到1V左右。采用低电压工作，不仅有效地减少了损耗，使电源的应力降低，而且微处理器的工作频率和集成度能有进一步的提高，同时也满足了便携式设备中单电池供电的要求。
当微处理器的输出电压降到1V左右的时候，对开关变换器而言，采用肖特基硅二极管(SBD)、快恢复开关二极管(FPD)等作为输出整流管，其正向压降约为0.4～0.6V，甚至达1V，大电流时的动态功耗很大，在输出电压低于3V的开关变换器的总损耗中，将占主要比重，例如达到50％。为了解决这个问题，提出了同步整流的概念。同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高DC/DC变换器的效率，并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步，故称之为同步整流。采用同步整流技术的变换器的效率可以达到90％以上。
目前同步整流变换器普遍采用的是降压型拓扑结构。在轻载情况下，储能电感中的电流较少，能够降到零，同时由于采用同步整流技术，整流电路中的开关管为双向导通，所以电感电流会反向流动，反而会增大变换器的损耗。为了提高变换器的效率，在轻载情况下，当电感电流过零时要关断同步整流MOSFET。传统的方法是在电路中加入电流过零检测电路。但检测电路中的电流互感器不仅体积大而且价格昂贵，传感电阻也大大降低了变换器的效率。所以研究不带检测电路的在各种负载条件下都具有较高效率的同步整流降压型变换器具有重要意义和实用价值。
发明内容
考虑上述背景技术，本发明的目的在于提供一种高效率的同步整流降压型开关变换器，它应在重载情况下开启同步整流，轻载情况下关闭同步整流，在各种负载条件下都具有高效率，并满足开关变换器转换速度高、体积小、重量轻和成本低等要求。
本发明的技术解决方案如下：
一种高效率同步整流降压型开关变换器，包括降压型开关变换器主电路、脉宽调制控制电路和同步整流控制电路，特点是根据负载变化，控制同步整流电路的开通或关断，本变换器的构成是：
所述的降压型开关变换器主电路的构成是：
一输入电源的正极接主开关管的源极，负极接地，漏极接同步整流开关管的源极和储能电感的一端，该同步整流开关管的漏极接地，储能电感的另一端接储能电容，所述储能电容的另一端接地，负载电阻一端与储能电感和储能电容的公共端连接，负载电阻的另一端接地；
所述的脉宽调制控制电路的构成是：
脉宽调制采样电阻采用电位器，该电位器的一固定端接负载电阻的非接地端，另一固定端接地，活动端接采样电压比较放大器的正输入端，所述采样电压比较放大器的负输入端接第一参考电压源的正极，第一参考电压源的负极接地，采样电压比较放大器的输出端接脉宽调制比较放大器的正输入端，脉宽调制比较放大器的负端接锯齿波发生器的输出端，脉宽调制比较放大器的输出端接所述的主开关管的门极；
所述的同步整流控制电路的构成：低通滤波器电阻接脉宽调制比较放大器的输出端，另一端接同步整流比较放大器的负输入端，在低通滤波器电阻的另一端和地之间接一低通滤波电容，所述同步整流比较放大器的正输入端接第二参考电压源的正极，所述第二参考电压源的负极接地，同步整流比较放大器的输出端接与非门的一个输入端，所述与非门的另一个输入端接低通滤波器电阻、脉宽调制比较放大器的输出端和主开关管的门极形成的节点，所述与非门的输出端接第一非门的输入端，所述第一非门的输出端接第二非门的输入端，所述第二非门的输出端接所述的同步整流开关管的门极。
所述的同步整流控制电路在电感电流断续时关断同步整流开关管，第二参考电压源的电压应满足：V31≈0.98DcriVPWM(H)，其中Dcri为电感电流由连续变为断续时的脉宽调制信号占空比，VPWM(H)为脉宽调制高电平信号，考虑主开关管(Q11)的导通电阻，则Dcri满足：
Dcri＝(Vo+Iocri×Ronl)/Vill,
其中Vo为变换器输出电压，Iocri为电感电流由连续到断续时的临界值，Ronl为主开关管Q1的导通电阻，Vill为输出电压。
所述采样电压比较放大器、脉宽调制比较放大器、同步整流比较放大器，与非门，第一非门、第二非门的工作频率应高于脉宽调制信号的频率。
所述与非门，第一非门、第二非门的延迟时间应满足0.1～0.2T，其中T为开关变换器的开关周期。
本发明的主电路采用降压型电路，采用脉宽调制控制方式。以同步整流开关管替代整流二极管。主电路由脉宽调制控制电路控制能量传输。同步整流电路由同步整流控制电路控制开通和关断，并保持同步整流信号与脉宽调制控制信号反相。
本发明的工作情况如下：
主电路，由主开关管、同步整流开关管、储能电感、储能电容和负载电阻组成。当主开关管导通时，能量从输入电源流入，并储存于储能电感中，同时给负载供电。此时同步整流控制器关闭同步整流开关管，且变换器输出电压上正下负，所以同步整流开关管的晶体二极管反偏。当主开关管截止时，储能电感中的电流不能突变，它所产生的感应电势阻止电流减少，感应电势的极性为下正上负，此时同步整流控制电路控制整流开关管开通，储能电感中的能量经整流开关管输出储能电容，同时电容放电供给负载。
脉宽调制控制电路，由输出采样电阻、采样电压比较放大器、锯齿波发生器和脉宽调制比较放大器组成。采样电阻上的采样电压与第一参考电压比较放大后与锯齿波比较，产生脉宽调制控制信号，该脉宽调制控制信号与主开关管门极相连，控制主开关管的开通和关断。当负载改变时，采样电压会发生改变，从而改变脉宽调制信号的占空比，以调整主开关管的开通时间来保证输出电压的稳定。
所述的同步整流控制电路，由低通滤波器、同步整流比较放大器、与非门、两个非门组成。当负载改变时，脉宽调制信号的占空比会发生改变，低通滤波器将高频的脉宽调制信号滤波后产生的直流信号也会发生改变。将电感电流连续与不连续临界时的脉宽调制信号滤波后的直流电压作为第三参考电压。该参考电压和低通滤波器的输出电压分别接同步整流比较器的负输入端和正输入端。比较输出的信号作为控制信号接与非门的输入端，所述与非门的另一端接脉宽调制信号。在一般负载条件下，当脉宽调制为高电平时，主功率开关管开通，此时电感电流连续，脉宽调制占空比较大，其经低通滤波器后输出的电压要高于第三参考电压，经同步整流比较器后输出为低电平，该低电平与脉宽调制的高电平经与非门后输出为低电平，该低电平信号加到同步整流开关管的门极，使同步整流开关管关闭。同理，在占空比不变，脉宽调制控制信号为低电平时，与非门输出为高电平，使同步整流开关管开通。当负载变轻，电感电流降到零时，脉宽调制的占空比变小，其滤波输出的电压与第三参考电压相等，同步整流比较器的输出为高电平，使与非门关断，脉宽调制信号不能够通过与非门输出，同步整流开关管关断，电流无法反向流动。与非门后接两个串联的非门起延迟信号的作用。
本发明的技术效果：
本发明高效率同步整流降压型变换器，采用降压型变换器主电路，可将电源提供的高电压，转换为处理器芯片正常工作所需的低直流电压；同步整流控制电路在没有采用电流互感器和传感电阻的情况下，利用负载改变时，脉宽调制控制信号占空比改变的原理，将脉宽调制信号滤波后产生的直流信号作为检测信号，自动检测电感电流，当电感电流连续时，开通同步整流；当电感电流不连续时，关断同步整流，使变换器在各种负载情况下都能有较高的变换效率。本发明用于给处理器芯片供电的低输出电压变换器，经试用表明：本发明高效率同步整流降压型变换器在各种负载条件下都具有较高的效率，同时具有体积小、重量轻和成本低等特点。
附图说明
图1是本发明高效率同步整流降压型开关变换器的电路简图
具体实施方式
下面结合实施例和附图对本发明作进一步说明，但不应以此限制本发明的保护范围。
参考图1，图1是本发明高效率同步整流降压型开关变换器的电路简图，由图可见，本发明高效率的同步整流降压型开关变换器，包括降压型开关变换器主电路1和脉宽调制控制电路2，还有一同步整流控制电路3：
所述的降压型开关变换器主电路1的构成是：
一输入电源Vill的正极接主开关管Q11的源极，负极接地，漏极接同步整流开关管Q12的源极和储能电感L11的一端，该同步整流开关管Q12的漏极接地，储能电感L11的另一端接储能电容C11，所述储能电容C11的另一端接地，负载电阻R11一端与储能电感L11和储能电容C11的公共端连接，负载电阻R11的另一端接地；
所述的脉宽调制控制电路2的构成是：
脉宽调制采样电阻R21采用电位器，该电位器的一固定端接负载电阻R11的非接地端，另一固定端接地，活动端接采样电压比较放大器021的正输入端，所述采样电压比较放大器021的负输入端接第一参考电压源V21的正极，第一参考电压源V21的负极接地，采样电压比较放大器021的输出端接脉宽调制比较放大器022的正输入端，脉宽调制比较放大器022的负端接锯齿波发生器的输出端，脉宽调制比较放大器022的输出端接所述的主开关管Q11的门极；
所述的同步整流控制电路3的构成：低通滤波器电阻R31接脉宽调制比较放大器022的输出端，另一端接同步整流比较放大器031的负输入端，在低通滤波器电阻R31的另一端和地之间接一低通滤波电容C31，所述同步整流比较放大器031的正输入端接第二参考电压源V31的正极，所述第二参考电压源V31的负极接地，同步整流比较放大器031的输出端接与非门A31的一个输入端，所述与非门A31的另一个输入端接低通滤波器电阻R31、脉宽调制比较放大器022的输出端和主开关管Q11的门极形成的节点，所述与非门A31的输出端接第一非门N31的输入端，所述第一非门N31的输出端接第二非门N32的输入端，所述第二非门N32的输出端接所述的同步整流开关管Q12的门极。
主电路采用降压型电路，用MOSFET开关管代替整流二极管，主电路由脉宽调制控制电路控制能量传输，同步整流开关管由同步整流控制电路控制开通或关断。
本发明变换器工作原理是：
采用电压型反馈控制，当负载变化时，脉宽调制控制信号的占空比也会发生变化，通过检测脉宽调制信号占空比的变化，就能估算出电感的电流值。所以本发明以脉宽调制信号中的直流分量为检测信号判断电感电流是否连续。将脉宽调制信号经低通滤波器产生的电压信号Vc为控制信号，与第二参考电压V31比较，第二参考电压V31为脉宽调制占空比为Dcri时的平均值，当Vc大于V31时，表明电感电流连续，同步整流比较放大器O31输出Vo31为低电平，脉宽调制的低平信号通过与非门A31和第一非门N31、第二非门N32后加到同步整流开关管Q12，同步整流开通；当Vc小于V31时，表明电感电流断续，O31输出Vo31为高电平，与非门A31关断，同步整流关断。Vc为脉宽调制占空比为D时的平均电压，且满足Vc≈0.98DVPWM(H)，其中V脉宽调制(H)为脉宽调制信号的高电平值。Dcri为电感电流由连续变为断续时的脉宽调制信号占空比，考虑开关管Q1的导通电阻，则Dcri满足：Dcri＝(Vo+Iocri×Ronl)/Vill其中Vo为变换器输出电压，Iocri为电感电流由连续到断续时的临界值，Ronl为主开关管Q1的导通电阻，Vill为输出电压，且V31≈0.98DcriVPWM(H)。又同步整流信号要满足与脉宽调制信号反相，由与非门的真值表结合本发明可知，只有当电感电流连续，脉宽调制信号为低电平时同步整流才能开通。第一非门N31，第二非门N32的功能是为同步整流信号提供时间延迟，且其延迟时间应满足0.1～0.2T，其中T为变换器的开关周期。
本发明高效率同步整流降压型变换器能够在负载变化时自动切换同步整流信号，经试用表明：本发明高效率同步整流降压型变换器具有效率高、结构简单、变换器体积小、重量轻和成本低等特点。
Claims (4)
1、一种在各种负载条件下高效率的同步整流降压型开关变换器，包括降压型开关变换器主电路(1)和脉宽调制控制电路(2)，特征在于还有一同步整流控制电路(3)：
所述的降压型开关变换器主电路(1)的构成是：
一输入电源(Vi11)的正极接主开关管(Q11)的源极，负极接地，漏极接同步整流开关管(Q12)的源极和储能电感(L11)的一端，该同步整流开关管(Q12)的漏极接地，储能电感(L11)的另一端接储能电容(C11)，所述储能电容(C11)的另一端接地，负载电阻(R11)一端与储能电感(L11)和储能电容(C11)的公共端连接，负载电阻(R11)的另一端接地；
所述的脉宽调制控制电路(2)的构成是：
脉宽调制采样电阻(R21)采用电位器，该电位器的一固定端接负载电阻(R11)的非接地端，另一固定端接地，活动端接采样电压比较放大器(021)的正输入端，所述采样电压比较放大器(021)的负输入端接第一参考电压源(V21)的正极，第一参考电压源(v21)的负极接地，采样电压比较放大器(021)的输出端接脉宽调制比较放大器(022)的正输入端，脉宽调制比较放大器(022)的负端接锯齿波发生器的输出端，脉宽调制比较放大器(022)的输出端接所述的主开关管(Q11)的门极；
所述的同步整流控制电路(3)的构成：低通滤波器电阻(R31)接脉宽调制比较放大器(022)的输出端，另一端接同步整流比较放大器031的负输入端，在低通滤波器电阻(R31)的另一端和地之间接一低通滤波电容(C31)，所述同步整流比较放大器(031)的正输入端接第二参考电压源(V31)的正极，所述第二参考电压源(V31)的负极接地，同步整流比较放大器(031)的输出端接与非门(A31)的一个输入端，所述与非门(A31)的另一个输入端接低通滤波器电阻(R31)、脉宽调制比较放大器(022)的输出端和主开关管(Q11)的门极形成的节点，所述与非门(A31)的输出端接第一非门(N31)的输入端，所述第一非门(N31) 的输出端接第二非门(N32)的输入端，所述第二非门(N32)的输出端接所述的同步整流开关管(Q12)的门极。
2、根据权利要求1所述的同步整流降压型开关变换器，其特征在于所述的同步整流控制电路(3)在电感电流断续时关断同步整流开关管(Q12)，第二参考电压源(V31)的电压应满足：V31≈0.98DcriVPWM(H)，其中Dcri为电感电流由连续变为断续时的脉宽调制信号占空比，VPWM(H)为脉宽调制高电平信号，考虑主开关管(Q11)的导通电阻，则Dcri满足：
Dcri＝(Vo+Vocri×Ron1)/Vi11，
其中Vo为变换器输出电压，Iocri为电感电流由连续到断续时的临界值，Ron1为主开关管Q1的导通电阻，Vi11为输出电压。
3、根据权利要求1或2所述的高效率同步整流降压型开关变换器，其特征在于所述采样电压比较放大器(021)、脉宽调制比较放大器(022)、同步整流比较放大器(031)，与非门(A31)，第一非门(N31)、第二非门(N32)的工作频率应高于脉宽调制信号的频率。
4、根据权利要求1或2所述的高效率同步整流降压型开关变换器，其特征在于所述的与非门(A31)、第一非门(N31)、第二非门(N32)的延迟时间应满足0.1～0.2T，其中T为开关变换器的开关周期。
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