CN1993950B - 通过互补序列来改进信噪比的方法 - Google Patents

Abstract

一种通过互补序列来改进信噪比的设备和方法，包括使用M个互补序列组，把互补理解为它们自相关的求和，结果为增量，M值与彼此正交的互补序列组的数目相符，正交被理解为每组互补序列的互相关求和为零。

Description

通过互补序列来改进信噪比的方法

发明目的 

本说明书涉及一种对应于通过互补序列来改进信噪比的方法的发明申请专利，其明显的目的是要构造一种编码和解码方法，以及编码器和解码器，使得可通过任何发送或存储装置来发送和接收数据，改进接收的信噪比甚至加密所发送或存储的信息，尤其是当有必要或希望降低传输功率的时候。 

技术领域

本发明适用于电信行业。

背景技术

依照克劳德·艾尔伍德·申农(Claud Elwood Shannon)在1948年所给出的公式，通信系统的效率基本上由接收器中所使用的带宽和信噪比来确定：

C＝Blog₂(1+P_s/N_s(位/秒)    (1)

增加带宽需要使用资源，而由于社会上需要大量的电信服务，所以资源变得越来越稀缺。我们可以改变的唯一因素是接收中的信噪比，P_s/N_s。由于设备功耗必须尽可能被降低，特别是在移动设备中，所以不希望增加传输功率Ps。因此，唯一可以被降低的要素是接收器中的噪声功率。大多数降噪技术利用所考虑噪声的统计特性。

通常，尽管并不总是如此，用来建模通信系统的噪声是高斯白噪声(Gaussianwhite noise)，其光谱功率密度沿着所关注的整个频谱是恒定的。高斯白噪声通常与接收中所使用的电子设备的噪声温度或噪声系数相关联。通常，所述噪声被建模为由等效噪声电阻(R)在带宽(B)和在工作温度为绝对温度(T)的情况下所生成的噪声。换句话说：

N₀＝kTBR_watts                                   (2)

其中K是玻耳兹曼常数(Boltzman constant)。

通常对于1欧姆电阻按每赫兹的瓦特数来使用项噪声密度。

用于改进通信系统的信噪比(SNR)的最有效技术之一被称为匹配滤波器。

假定所述噪声是高斯噪声，所述技术可优化SNR。最显著情况是使用通过序列来发送的符号的数字编码系统，所述序列的自相关函数与Kr

necker增量(delta)尽可能类似。为此，在大多数当前应用中，使用Barker、Willard、Gold、Kasami和Walsh序列以及其它许多序列已经变得很普遍。这样，所使用序列的长度N使得可增加信噪比或降低信号电平以便正确地检测所接收的信号。这种改进的系数被称作处理增益Gp，并且可以被表示为：

GP＝10log₁₀(N)dB.                                    (3)

该技术的缺点在于，由于每个符号由长度N的序列来编码，该序列的各位是按符号速度的N倍来发送的，因此随着所使用序列长度的增加而降低了所述符号速度。如果有必要维持发送速度，那么必须增加所发送的带宽，这是由于系统的谱效率关于N降低。在噪声不是高斯噪声的情况下，匹配滤波不是最好的解决方案。用于降低不同类型噪声的技术取决于应用，并且取决于通信系统的特点。

根据上面所述，可以推断有必要存在这样一种技术，能够在既不降低发送速度也不增加所使用带宽的情况下降低噪声，同时维持发射功率，并且独立于所使用的调制系统。

同样，在许多应用中，需要一定程度的私秘度，互补序列由于其不可约序列性质而非常复杂，难于通过分析方法来进行解密，由于同时改进了信噪比，所以可以在发送或存储信息之前加密所述信息，并且在以后的接收或读取时解密该信息。

尚未发现存在任何具有本发明目的的特征的专利或实用新型。

发明内容

这里所提出的本发明使用M个互补序列组。通过互补，应当理解，它们自相关的求和导致Kr

necker增量。该M的值还与其中各序列组彼此正交的互补序列组的数目相符。通过正交，应当理解，每组中互补序列的互相关的求和为零。在正交序列对(M＝2)的特定情况下，它们接收名称为Golay的序列(为了纪念其发现者)。(这些概念在Tseng、C.-C.和Liu、C.L.的文章“Complementary Sets of Sequences”中论述，见IEEE Trans.Inform.Theory，卷IT-18，第5号，第644-652页，1972年9月。)这里的解释将集中在Golay序列，因这是最简单的情况，不过本专利可扩展到任何M值。

在本发明中所使用序列的主要特性在于它们具有理想的自相关特征，即它对应于完美的Krnecker增量以致它们符合：

${\mathrm{\φ}}_{11}\left[n\right]+{\mathrm{\φ}}_{22}\left[n\right]+\·\·\·+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{MM}}\left[n\right]=\left\{\begin{array}{c}\mathrm{MN},n=0\\ 0,n\≠0\end{array}\right.---\left(4\right)$

其中φ_ii是每个所选长度为N的M个互补序列的各个自相关。特别是对Golay互补序列对的情况是：

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{II}}\left[n\right]++{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{QQ}}\left[n\right]=\left\{\begin{array}{c}2N,n=0\\ 0,n\≠0\end{array}\right.---\left(5\right)$

根据迄今所知的所谓基本2、10和26位内核来执行这种序列的生成(产生Golay序列的规则在M.J.E.Golay的论文“ComplementarySequences”中论述，该文章发表在IRE Transaction on Information Theory，Vol.IT-7，第82-87页，1961年4月)。

当插入常规的通信设备中时，本发明的编码和解码系统目标使得可根据所使用的互补序列长度来改进信噪比(SNR)。因而，它允许通过控制所述序列的长度来控制系统质量。

它由两个装置或设备组成：编码器和解码器。

编码设备负责执行以下任务：

●使用至少两个相位来采样由调制系统所产生的发射器基带信号。

●利用与其余的相位正交的所选互补序列组来卷积每个相位。

●执行不同相位的求和来形成每个新的编码相位。

●向发射器发送合成信号，这样例如通过RF台和天线把所述合成信号发射到传输装置。

解码设备负责执行以下任务：

●使用至少两个相位来采样由解调系统产生的接收器基带信号。

●不同的相位与对应于每个相位的互补序列组做相关来进行恢复。

●执行所提取的不同流的求和，以形成每个新的解码相位。

为了能够解释本发明的理论基础，适于使用过程框图(图1)。为了简单起见，假定使用具有两个基带相位I₁和Q₁以及两个长度N的Golay正交互补序列对(A1/B1-A2/B2)。如同所述，编码过程开始于块2.1和2.2(参见图2)，其中执行以下操作：

$I_{21}\left[n\right]=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_1[n-k]A_1\left[k\right];$ $Q_{21}\left[n\right]=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_1[n-k]B_1\left[k\right]$

$I_{22}\left[n\right]=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_1[n-k]A_2\left[k\right];$ $Q_{22}\left[n\right]=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_1[n-k]B_2\left[k\right]---\left(6\right)$

最终的处理包括把所有相位(在这种情况下为两个)的I和Q分量相加以得到下列表达式：

I₂[n]＝I₂₁[n]+I₂₂[n]

Q₂[n]＝Q₂₁[n]+Q₂₂[n]                      (7)

用(6)来替换，

$I_2\left[n\right]=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_1[n-k]A_1\left[k\right]+\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_1[n-k]A_2\left[k\right]$

$Q_2\left[n\right]=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_1[n-k]B_1\left[k\right]+\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_1[n-k]B_2\left[k\right]---\left(8\right)$

所获得的信号I₂[n]和Q₂[n]被调制并通过装置h[n]发送并且到达具有添加噪声的接收器。因此，一旦被解调，那么在接收中所获得信号如下：

$I_2^{\′}\left[n\right]=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_2[n-k]h\left[k\right]+n\left[n\right]$

$Q_2^{\′}\left[n\right]=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_2[n-k]h\left[k\right]+n\left[n\right]---\left(9\right)$

假定输入过程是遍历性的，则解码块处理输入信号I₂′[n]和Q₂′[n]，以依照以下表达式通过相关操作来获得原始估算信号：

$I_1^{\′}\left[n\right]={\mathrm{\φ}}_{I_2^{\′}{A}_1}\left[n\right]+{\mathrm{\φ}}_{Q_2^{\′}{B}_1}\left[n\right]=\frac{1}{N}\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{I}_2^{\′}\left[j\right]A_1[j-n]+\frac{1}{N}\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_2^{\′}\left[j\right]B_1[j-n]$

$={\⟨I_2^{\′}\left[j\right]A_1[j-n]\⟩}_N+{\⟨Q_2^{\′}\left[j\right]B_1[j-n]\⟩}_N$

$Q_1^{\′}\left[n\right]={\mathrm{\φ}}_{I_2^{\′}{A}_2}\left[n\right]+{\mathrm{\φ}}_{Q_2^{\′}{B}_2}\left[n\right]=\frac{1}{N}\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{I}_2^{\′}\left[j\right]A_2[j-n]+\frac{1}{N}\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_2^{\′}\left[j\right]B_2[j-n]$

$={\⟨I_2^{\′}\left[j\right]A_2[j-n]\⟩}_N+{\⟨Q_2^{\′}\left[j\right]B_2[j-n]\⟩}_N$

(10)

其中  ${\⟨x\left[j\right]\⟩}_N=\frac{1}{N}\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left[j\right]$ 是被扩展到N个采样的临时平均数。进行替换，

$I_1^{\′}\left[n\right]={\⟨\left(\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_2\right[n-k\left]h\right[k]+n[j\left]\right)A_1[j-n]\⟩}_N+{\⟨\left(\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_2\right[n-k\left]h\right[k]+n[n\left]\right)B_1[j-n]\⟩}_N$

$Q_1^{\′}\left[n\right]={\⟨\left(\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_2\right[n-k\left]h\right[k]+n[j\left]\right)A_2[j-n]\⟩}_N+{\⟨\left(\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_2\right[n-k\left]h\right[k]+n[n\left]\right)B_2[j-n]\⟩}_N$

(11)

替换I₂，

$I_1^{\′}\left[n\right]={\⟨\left(\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\right[\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_1[j-k]A_1\left[k\right]+\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_1[j-k]A_2\left[k\right]\left]h\right[k]+n[j\left]\right)A_1[j-n]\⟩}_N+$

${\⟨\left(\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\right[\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_1[j-k]B_1\left[k\right]+\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_1[j-k]B_2\left[k\right]\left]h\right[k]+n[n\left]\right)B_1[j-n]\⟩}_N$

(12)

和Q₂

$Q_1^{\′}\left[n\right]={\⟨\left(\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\right[\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_1[j-k]A_1\left[k\right]+\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_1[j-k]A_2\left[k\right]\left]h\right[k]+n[j\left]\right)A_2[j-n]\⟩}_N+$

${\⟨\left(\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\right[\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_1[j-k]B_1\left[k\right]+\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_1[j-k]B_2\left[k\right]\left]h\right[k]+n[n\left]\right)B_2[j-n]\⟩}_N$

(13)

并且标识各项：

$I_1^{\′}\left[n\right]={\⟨x_I\left[n\right]{\mathrm{\φ}}_{A_1{A}_1}\⟩}_N+{\⟨x_Q\left[n\right]{\mathrm{\φ}}_{A_2{A}_1}\⟩}_N+{\⟨x_I\left[n\right]{\mathrm{\φ}}_{B1B1}\⟩}_N+{\⟨x_Q\left[n\right]{\mathrm{\φ}}_{B2B1}\⟩}_N+$

${\⟨n\left[n\right]A_1\left[n\right]\⟩}_N{+\⟨n\left[n\right]B_1\left[n\right]\⟩}_N$

$Q_1^{\′}\left[n\right]={\⟨x_I\left[n\right]{\mathrm{\φ}}_{A_1{A}_2}\⟩}_N+{\⟨x_Q\left[n\right]{\mathrm{\φ}}_{A_2{A}_2}\⟩}_N+{\⟨x_I\left[n\right]{\mathrm{\φ}}_{B1B1}\⟩}_N+{\⟨x_Q\left[n\right]{\mathrm{\φ}}_{B2B2}\⟩}_N+$

${\⟨n\left[n\right]A_2\left[n\right]\⟩}_N{+\⟨n\left[n\right]B_2\left[n\right]\⟩}_N$

(14)

其中x_I[n]和x_Q[n]是在没有噪声的情况下所接收的信号：

$x_I\left[n\right]=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_1[n-k]h\left[k\right]$

$x_Q\left[n\right]=\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{Q}_1[n-k]h\left[k\right]---\left(15\right)$

并且相关表达式为：

${\mathrm{\φ}}_{K_i{L}_j}\left[n\right]=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{K}_i[k+n]L_j\left[n\right],/K,L\∈A,B$

(16)

已知各互相关的求和为零，获得以下表达式：

$I_1^{\′}\left[n\right]={\⟨x_I\left[n\right]{\mathrm{\φ}}_{A_1{A}_1}\⟩}_N+{\⟨x_I\left[n\right]{\mathrm{\φ}}_{B1B1}\⟩}_N+{\⟨n\left[n\right]A_1\left[n\right]\⟩}_N+{\⟨n\left[n\right]B_1\left[n\right]\⟩}_N$

$Q_1^{\′}\left[n\right]={\⟨x_Q\left[n\right]{\mathrm{\φ}}_{A_2{A}_2}\⟩}_N+{\⟨x_Q\left[n\right]{\mathrm{\φ}}_{B2B2}\⟩}_N+{\⟨n\left[n\right]A_2\left[n\right]\⟩}_N+{\⟨n\left[n\right]B_2\left[n\right]\⟩}_N$

(17)

因此，替换N的平均数的定义，并且已知各自相关的求和为Krnecker增量  $2\mathrm{N\δ}\left[n\right]={\mathrm{\φ}}_{A_i{A}_i}\left[n\right]+{\mathrm{\φ}}_{B_i{B}_i}\left[n\right],$ 得到以下表达式：

$I_1^{\′}\left[n\right]=2x_I\left[n\right]+\frac{1}{N}\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}n\left[n\right]\left(A_1\right[j-n]+B_1[j-n\left]\right)$

$Q_1^{\′}\left[n\right]=2x_Q\left[n\right]+\frac{1}{N}\underset{j=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}n\left[n\right]\left(A_2\right[j-n]+B_2[j-n\left]\right)---\left(18\right)$

把前面表达式与常规通信系统的表达式相比较，所述系统除噪声表达式之外完全相同，该表达式现在对应于噪声与互补序列的互相关求和。通过应用傅立叶变换和互补序列的属性，假定信号为真实的，那么按频率来表示前面的表达式：

$I_1^{\′}\left(\mathrm{\ω}\right)=2I_1\left(\mathrm{\ω}\right)H\left(\mathrm{\ω}\right)+\frac{N\left(\mathrm{\ω}\right)}{N}[A_1\left(\mathrm{\ω}\right)+B_1\left(\mathrm{\ω}\right)]$

$Q_1^{\′}\left(\mathrm{\ω}\right)=2Q_1\left(\mathrm{\ω}\right)H\left(\mathrm{\ω}\right)+\frac{N\left(\mathrm{\ω}\right)}{N}[A_2\left(\mathrm{\ω}\right)+B_2\left(\mathrm{\ω}\right)]---\left(19\right)$

在前面的表达式中，可以理解，所述系统的结果由对脉冲H(ω)的响应加上噪声项组成。通过分析表达式(18)的第二项可发现该方法 的主要优点。已知对于具有零平均数的过程(通常就是这样)来说，平均功率等于零自相关：

${\mathrm{\σ}}_{x_I}^2={\mathrm{\φ}}_{x_I{x}_I}\left[0\right]$

${\mathrm{\σ}}_{x_Q}^2={\mathrm{\φ}}_{x_Q{x}_Q}\left[0\right]---\left(20\right)$

通过计算表达式(17)的平均功率并且规范化所发送的功率，可以写成下述方式：

${\mathrm{\σ}}_{I_1^{\′}}^2={\mathrm{\φ}}_{I^{\′}{I}^{\′}}\left[0\right]={\mathrm{\φ}}_{x_I{x}_I}\left[0\right]+\frac{{\mathrm{\σ}}_n^2}{4N^2}\left[{\mathrm{\φ}}_{A_1{A}_1}\right[0]+{\mathrm{\φ}}_{B_1{B}_1}[0\left]\right]$

${\mathrm{\σ}}_{Q_1^{\′}}^2={\mathrm{\φ}}_{Q_1^{\′}{Q}_1^{\′}}\left[0\right]={\mathrm{\φ}}_{x_Q{x}_Q}\left[0\right]+\frac{{\mathrm{\σ}}_n^2}{4N^2}\left[{\mathrm{\φ}}_{A_2{A}_2}\right[0]+{\mathrm{\φ}}_{B_2{B}_2}[0\left]\right]---\left(21\right)$

通过应用自相关属性，产生总平均功率：

${\mathrm{\σ}}_{I_1^{\′}}^2={\mathrm{\φ}}_{I^{\′}{I}^{\′}}\left[0\right]={\mathrm{\φ}}_{x_{\mathrm{II}}{x}_I}\left[0\right]+\frac{{\mathrm{\σ}}_n^2}{2N}$

${\mathrm{\σ}}_{Q_1^{\′}}^2={\mathrm{\φ}}_{Q_1^{\′}{Q}_1^{\′}}\left[0\right]={\mathrm{\φ}}_{x_{\mathrm{QI}}{x}_Q}\left[0\right]+\frac{{\mathrm{\σ}}_n^2}{2N}---\left(22\right)$

其中σ_n ²是在系统输入端的噪声功率。通过除以系数2N来降低此功率。因此，信噪比按等于序列长度两倍的系数来进行改进。这可以被转化为以下表达式：

ΔN＝2^-Δ(S/N)/3                    (23)

其中Δ(S/N)对应于期望信噪比按分贝(dB)的增加量，并且ΔN对应于用来获得所述改进的序列长度的增加量。换句话说，如果序列长度被加倍，那么获得3dB的噪声降低。反之，为了获得确定dB的信噪比，必须根据表达式(22)来增加序列长度。

此方法的优点在于可按需要来获得信噪比改进，而不考虑发送速度，并且只增加所选择互补序列的长度，这是由于为获得接收中的高信噪比不需要大的传输功率。

在互补序列组的通常情况下，这种改进对应于处理增益(按分贝衡量)，在这种情况下被定义为：

GP＝10log₁₀(NM)dB                         (24)

其中N对应于在调制中使用的互补序列长度，并且M对应于构成每个正交组的序列数目，并且还与正交组的数目相符。这种特征对于在应用中确定通信的安全和质量是非常重要的，包括希望低传输功率的应用(便携式终端、航天飞船和通信卫星)，执行长距离通信的应用(在外层空间中发送)，以及军事应用，其中由敌人所引起的干扰或加密发送的需要。

因此，当对传输功率有限制的情况下或就是希望不降低发送速度的前提下改进通信质量时，所描述的本发明构成了用于改进现在和将来通信系统的强有力的系统。

附图说明

为了补充所做的描述并且为了有助于更好地理解本发明的特征，在本说明书中给出一组附图作为其组成部分，其中用说明性和非限制性符号示出了以下内容：

图1示出了待传输的数据，所述数据是通过任何通信系统(1)来调制的基带。

图2示出了在图1的块(2)内所包括的编码方法的基本图。

图3示出了在图1中所示出的块(5)的内部解码方法的基本图。

图4示出了用于实现编码器2.1的图。

图5示出了用于实现解码器5.1的图。

具体实施方式

考虑到这些附图，可以观察到以下内容：

图1示出了待传输的数据D(ω)；它是通过任意通信系统(1)来调 制的基带，在(2)中通过长度N的正交互补序列来编码，以获得新的基带信号。所述信号可以被调制(3)以便发送到任意发送装置H(ω)。在接收器(4)中，具有添加噪声N(ω)的信号被解调(4)并且提取基带信号连同噪声。使用相同的正交互补序列来解码所述信号(5)，从而在该过程的输出端，根据所使用的序列长度N来恢复具有降低噪声功率的相同原始信号，并因此在(6)中按降低的错误率来恢复数据D′(ω)。

图2示出了在图1的块(2)内的编码方法的基本图。它由两个完全相同的块2.1和2.2组成，所述块2.1和2.2分别利用输入信号I₁和Q₁来实现前述的卷积。两个块获得两个相位I₂₁/Q₂₁和I₂₂/Q₂₂，所述相位被加在一起以在其输出端获得信号I₂和Q₂，所述信号I₂和Q₂随后被发送到传输阶段。

图3示出了图1的块5的内部解码方法的基本图。有两个完全相同的块来执行输入信号与分配给该传输信号的正交互补序列的相关，在输出端获得按改进信噪比传输的信号的估计。

图4示出了用于实现编码器2.1的图，该图示出了输入信号与相应的序列A和B的同时卷积过程，用以获得输出信号I_2i/Q_2i，i为相应块号。两个块是完全相同的，而且如在整个该文所解释的，所使用的序列组都符合彼此正交的属性。

图5示出了用于实现解码器5.1的图；其中可以看到通过在各采样之间内插(f_s/R)-1个零来使输入信号与相应序列A和B相关的处理。两个相位的结果被加在一起以获得每个恢复相位I₁′/Q₁′。

下面详细描述应用于自由空间无线电点对点通信系统的该方法的可能实施例。为了清楚起见，该实现是图1中图示的正交发射器的情况，该正交发射器使用两个相位I/Q来执行数据的调制，因此需要两个 互补序列组，并且在这种情况下，为了简明使用Golay互补序列。

根据前面的解释，这开始于两个长度为n位的Golay互补序列对(A₁/B₁-A₂/B₂)，所述序列在以前通过4个二进制登记项(registration)(值1和-1)来产生并存储在发射器中，要分别与输入信号I₁和Q₁的采样做卷积。在相同的图4中，还可以详细地看到用来构成编码器的一个基本编码块(BCB)。

编码器执行以下任务，其中R是原始系统按符号/秒的传输速度：

至少按尼奎斯特(Nyquist)频率(2R)来超采样(oversample)的相位I/Q的数字数据被同时转换并且与序列A和B做卷积，并且把结果发送至对应于该采样频率的两个输出端。卷积器按该采样频率执行卷积操作，但是利用m-1个零来内插用来做卷积的互补序列的样本，其中m是每个符号的采样数目，并且它依赖于采样频率fs，具有关系m＝fs/R。

图3示出了解码器的详细图，所述解码器也由两个在图5中所详述的基本解码块(BDB)形成。所述完全相同的块执行以下任务：

所接收的数据I₂′/Q₂′与在编码中所使用的相同序列相关，具有相同零内插级(m-1)，以使得相关器的输出按逐个采样被加在一起，并因而重构原始传输信号I₁′/Q₁′的复制品。

两个设备组成了编码和解码系统。

Claims (6)

1.通过互补序列来改进信噪比的方法，包括：

任意通信系统(1)

编码器(2)

调制器(3)

接收器(4)

解码器(5)，由两个相同的基本解码器块构成，

其使用互补序列组来编码基带调制信号及其频谱，从而在不改变传输速度的情况下显著改进接收中的信噪比，其特征在于：所述编码器(2)至少包括：

-通过通信信道传输信息，包括产生互补的正交或低互相关序列组，用于编码该基带调制信号；

-并且其中在编码中使用的二进制序列产生器使用互补的正交或低互相关序列组来编码任何常规的正交调制系统的至少两个低频段相位；

-至少两个互补序列组与待编码的两个可能相位做卷积以获得两个编码的输出相位；

-M个互补序列组与待编码的M个可能相位做卷积以获得M个编码的输出相位；

-并且其中通过卷积M个互补序列组所产生的各相位使用M个加法器来逐个相加该M个相位并因而获得构成M个编码信号的M个相位。

2.根据权利要求1所述的通过互补序列来改进信噪比的方法，其特征在于：在编码处理中所获得的M个信号被发送到发射器，以使得可通过允许同时发送M个相位的调制把它们发送到传输或存储装置。

3.根据权利要求1或2所述的通过互补序列来改进信噪比的方法，其特征在于：编码所调制信息流的信息并且将所编码的信息发送到任意传输或存储装置，使用了互补序列组或组合，并且其至少包括：

-M个基带输入相位采样；

-把长度为N的M个互补序列组存储在N位的二进制登记项中；

-M个相位采样与各位之间内插了m-1个零的M个互补序列组做卷积，其中m＝fs/R，其中fs是输入信号采样频率并且R是按符号/秒的传输速度；

-对应于M个基带输入相位采样的卷积结果来产生M个输出相位；

-逐个相位地相加M个卷积块中的每个来获得M个编码的输出相位；

-向传输或存储装置发送所获得的输出相位。

4.根据权利要求3所述的通过互补序列来改进信噪比的方法，其特征在于：为了译码或加密待通过任意传输或存储装置来发送的信息，所述编码器(2)根据权利要求3来编码基带中的信息。

5.根据权利要求4所述的通过互补序列来改进信噪比的方法，其特征在于：还包括基带接收器，根据相关或不相关的解调器来执行通过通信信道或存储系统来接收信息的设备，接收信息的设备提取相应M个相位并且至少包括：

-匹配滤波器，适合于在传输中所使用的互补序列组及它们的求和；

用于使所述匹配滤波器的输出适应于该基带接收器的装置。

6.根据权利要求5所述的通过互补序列来改进信噪比的方法，其特征在于：所述解调器至少包括：

-用于适应并同步在接收或读取阶段中所得到的重新调制的M个相位的装置，所述重新调制的M个相位由所接收的信号组成，并且把它们中的全部引入到M个基本解码块(BDB)中的每个；

-对应于不同的恢复相位，通过适合于该M个互补序列组的相关、卷积或匹配滤波器来进行过滤；

-对应于所述的互补序列组的每个M个互补序列组的相关的结果做M个求和来获得原始的调制信息流。

Images