CN1980031A - 在开关电源中用于电流和电压控制的控制电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种在初级侧控制的开关电源中用于电流和电压控制的电路，包括具有初级侧主绕组和次级侧主绕组的变压器，其中能量脉冲从初级侧传输到次级侧。此外，初级侧开关导通和关断流过初级侧主绕组的初级电流。初级电流比较器基于初级电流确定开关的关断时间。为了减小输出电压与负载的相关性，控制变量被反馈网络可变地放大，另外通过校正网络，控制变量基于输出负载而减小。为了减小由低频富能脉冲传输产生的噪声以及输出电压的波纹，控制变量反馈至初级电流比较器，以不同的方式缩短该初级电流流经该初级侧主绕组的持续时间。为了减小确定导通时间时对失效的敏感性，产生基于控制变量的比较器电压作为基准。

Description

在开关电源中用于电流和电压控制的控制电路
技术领域
本发明涉及一种在初级侧控制的开关电源中用于电流和电压控制的电路。开关电源包括具有初级侧主绕组和次级侧主绕组的变压器，其中电能脉冲从初级侧传输到次级侧。初级侧开关导通和关断流过初级侧主绕组的初级电流。此外，本发明涉及一种在初级侧控制的开关电源中控制输出电压和输出电流的方法。
背景技术
电子装置的运行通常需要精确限定的供电电压，使得这些装置正常工作，在许多情况下，此供电电压独立于电力网提供的电源电压。因此，许多电子装置如计算机或电视机包括电源单元。电池供电的设备也具有电源单元，从而独立于电池的充电情况，保持内部工作电压恒定。
电源单元的功能是将供电电压，通常是电源电压，转换为向电子装置供电所需的较高或较低的供电电压。电源电压提供给电源单元的初级侧，而电子装置连接至次级侧。
此外，由于安全原因，不允许电力网系统与电子装置之间的直接欧姆连接。因此，初级侧和次级侧彼此电流隔离，使得电力网的高交流电压不会到达电子装置。这是通过变压器实现的，变压器还将电能从初级侧传送到次级侧。
在次级侧上必须控制输出功率，使装置能够安全工作。为此目的所需的控制可在初级侧或者在次级侧上实现，分别具有不同的优缺点。通常，次级侧控制的电源单元在输入与输出之间不存在电流隔离。因此，这些单元用于已存在电流隔离的地方，例如通过电池运行的设备中。
本发明涉及一种初级侧控制的开关电源。
公知的是，开关电源内部不以电力网的交流电压的频率(欧洲电力网约为50Hz)运行，而是以较高的时钟频率，通常为20kHz以上运行。
这种频率的升高通过初级侧开关实现，该初级侧开关例如可以由至少一个MOSFET形成。或者，绝缘栅双极晶体管(IGBT)也可用于此目的。所需的直流电压在整流器单元中从电力网的交流电压产生。随后，以预定频率导通和关断该直流电压，由此产生具有不同频率的交流电压。
与传统的线性控制电源单元相比，开关电源的优点在于其高得多的频率，通过该频率而在内部控制变压器。由于所需的变压器绕组数量与频率成反比下降，因此铜损显著减小，并且所需的变压器显著变小。由于所使用的变压器不再需要沉重的铁心，所以电源单元可构造为重量更轻且更加紧凑。此外，开关电源的其它组件可构造为更小，从而降低成本。
开关电源的缺点在于会产生可听见的噪声。一方面，噪声由于开关电流而产生，当频率较高时，开关电流具有相当高的能量。
另一方面，噪声由于开关电源的频控控制而产生。其原因是变压器的快速导通和关断，由此，如果频率处于人类可听见的频率范围内，就能够听到嗡嗡声或呜呜声。
如上所述，输出应与输入电流隔离，因此，变压器的控制通过所产生的高频交流电压实现。变压器包括彼此磁耦合的至少一个初级侧主绕组与至少一个次级侧主绕组。通常，初级侧主绕组上的开关用于导通和关断流过初级绕组的电流。以这种方式，电能充入初级侧主绕组。
所需的输出功率在次级侧绕组输出，其中，初级侧绕组的能量在每次充电后被传输到次级侧绕组。
因此，通过初级侧开关，从电力网获得高时钟频率的能量脉冲，所述能量脉冲通过初级绕组和次级绕组的磁耦合传输到输出端。能量的实际传输或转换可能发生在不同的时间点，根据时间点的不同，在间歇转换器(blockingconverter)、流量转换器(flow converter)与谐振转换器之间产生不同。
以下，仅观察间歇转换器的情形，其中在开关的截止阶段，即如果没有电流流过初级侧主绕组，则发生从初级侧到次级侧的能量传输。
如果要产生直流电压作为输出电压，如同在许多耗电装置如家用电器、移动电话、PC等等之中的情况，则在次级绕组中感生的交流电压必须在附加的次级侧整流器级中转换为直流电压。低通滤波器再将直流电压进行平滑，从而减小输出电压的波纹。
输出功率的控制通常经闭合控制环路而实现，其目标是在所有的工作条件下保持输出电压恒定。产生控制变量的公知方案是通过初级侧辅绕组的反馈，如WO 2004/082119 A2中所示。关断初级侧开关之后，在初级侧辅绕组中感生电压脉冲。此脉冲用于产生与输出电压成比例的辅助电压。控制的重点在于使辅绕组的电压处于控制范围内。由于此信息仅可在截止阶段、即开关关断的时间内获得，所以设置有保持截止阶段和流通阶段的电压值的采样保持电路。
将辅助电压的值作为实际值，并与表示目标值的基准电压进行比较。实际值与目标值之差，即控制偏差影响初级侧开关的控制，从而能够调节传输的能量。通过该控制电路控制电源电压的波动以及负载电流的变化。
通过开关控制确定频率以及脉宽的控制。导通时间点限定截止阶段的持续时间以及频率。关断时间确定电流流通的持续时间以及对应于待传输能量的脉宽。
从公开的国际专利申请WO 2004/082119 A2可以获得用于这种初级侧控制的开关电源的公知控制电路。此公知装置的结构在图8中示出，以下详细说明其功能。
最重要的组件包括变压器，其将初级侧与次级侧电流隔离，并且包括初级侧主绕组PW和次级侧主绕组VS。两个主绕组磁耦合，使得电能脉冲可从初级侧传输到次级侧。
初级侧主绕组中的能流通过初级侧开关T1控制。通过导通和关断开关T1，初级电流可通过初级侧主绕组PW关断。初级侧主绕组中储存的能量取决于关断时流过绕组的电流量。电流越大，储存的能量越高，所述能量随后传输到次级侧。
能量脉冲的传输发生于开关T1的截止阶段，也就是发生于没有电流流过开关和初级侧主绕组的时间内。晶体管开关T1由驱动器801控制，该驱动器801由供电电压VP供电。
此外，变压器具有初级侧辅绕组HW，在关断初级侧开关T1之后，初级侧辅绕组中感生电压脉冲。辅绕组上感生的电压脉冲与输出电压成比例，其中输出电压取决于次级侧上所加的负载。辅绕组上感生的电压脉冲的电平用作控制变量，并受控制而处于控制范围内。
用于控制的致动器(actuator)部分由晶体管T1及其导通和关断时间点形成。图6示出用于图8的装置中的初级侧开关T1的控制信号G的进程。关断持续时间tout以及时钟频率可由导通时间点ttin控制。能量脉冲宽度tin可由关断时间ttout和初级侧主绕组中待传输的能量来调节。
关断时间点通过初级电流比较器802确定。流过初级侧主绕组PW和晶体管T1的初级电流也流入电阻R5，其中，该电流产生电阻R5处的电压降。此电压降在初级电流比较器802处与固定的基准电压相比较。如果基准电压被超过，则驱动器801切换控制信号G，使得晶体管T1不再导通而是截止。因此，现有技术中的关断时间点不受初级侧辅绕组处的控制变量影响，从而传输的每脉冲能量相同。
导通时间由控制变量确定。由于此信息仅可在截止阶段、即开关关断时获得，所以设置有保持截止阶段和流通阶段的电压值的采样保持电路S&H。
控制变量影响初级侧开关T1的导通时间点的确定。控制变量与随时间指数增长的基准电压Exp.Ref相比较。如果指数的基准电压已达到控制变量，则晶体管T1导通，并且电流流过初级侧主绕组。
在参考文献WO 2004/082119 A2所示的装置中，输出电压随次级侧上所加的负载而变化。为了补偿这些变化，时钟频率增加或减小。这仅通过截止阶段，即通过导通时间点而发生。关断时间总是保持与导通时间相等，从而与电流流通的持续时间相等。
当负载低时，输出侧消耗的能量较少。由于每脉冲传输到输出侧上的能量相同，所以必须减小开关控制的时钟频率以传输较少的能量。如果输出侧上所加的负载再次增加，则相应增加时钟频率，以在次级侧提供较大的能量。
如上所述，由于频率是根据辅助电压与目标值的偏差而调节的，所以在公知的控制电路中存在输出电压取决于负载的问题。当负载低时，输出电压及相应的辅绕组上的辅助电压升高。随着负载增大，输出电压降低，因此辅绕组上的辅助电压相应降低。
发明内容
因此，本发明的目的在于减小输出电压与负载的相关性。
所引述控制电路的另一个问题是：在低负载的情况下，低频率的富能脉冲被切换，其中会产生可听见的噪声。与其相关的问题也是输出电压相对大的波纹。
因此，本发明的另一目的在于减小这种噪声，并减小输出电压的波纹。另一问题是时钟频率控制失效的敏感性。在这种控制中，将辅绕组处获得的电压与指数基准相比较，以确定开关再次导通的时间，从而使电流流过绕组。基准电压近似地根据函数U-ref＝k(1-e(-t/tau))而升高，直到其对应于抽头电压。
采样保持装置的输出保持恒定一小段时间，在这段时间内与指数基准进行比较。
特别地，在开关时间较长时，指数基准电压只是慢慢接近保持恒定的辅助电压。因此，在指数基准电压与保持恒定的输出电压的交点之前的较长时间内，基准与输出电压之差很小，这会导致显著干扰对时间的确定。此情形表示为图7中的曲线701。
因此，本发明的再一目的在于减小对确定导通时间点失效的敏感性。
根据本发明，通过包括独立权利要求所述特征的控制电路而达到这些目的。
本发明的有利发展在于几个从属权利要求的主题。
根据本发明，提供一种在初级侧控制的开关电源中用于控制输出电压和/或输出电流的控制电路，其中该开关电源包括：具有初级侧主绕组和次级侧主绕组的变压器，其中电能脉冲从该初级侧主绕组传输到该次级侧主绕组；初级侧开关，用于响应该控制电路的控制信号，导通和关断流过该初级侧主绕组的初级电流；初级侧主绕组，在关断该初级侧开关之后，该初级侧主绕组中感生出电压脉冲，其中该电压脉冲的电平取决于次级侧的负载；采样保持装置，用于采样和存储该电压脉冲的电平，以产生控制变量，其中该控制信号基于该控制变量而产生；以及初级电流比较器，其基于初级电流确定该初级侧开关的关断时间点。
根据本发明的第一方案，该控制变量反馈至该初级电流比较器，以便基于该控制变量附加地影响该初级侧开关的关断时间点，实现以不同的方式缩短该初级电流流经该初级侧主绕组的持续时间。特别地，当负载低时，能量较少的脉冲被接通或关断，并且开关的时钟频率增加。通过增加频率以及减小传输的能量，减少了工作噪声，并且减小了输出电压的波纹。
根据有利实施例，该控制电路还设计为基于该控制变量确定该初级侧开关的导通时间点，从而确定没有初级电流流经初级侧主绕组的持续时间。开关的关断和导通都由该控制电路控制。在此方案中不需另外的控制。
根据有利实施例，经分压器进行控制变量的反馈，这可通过电路容易地实现。
根据有利实施例，控制变量在反馈之前被放大，防止控制变量的信号太弱。
根据有利实施例，运算放大器经网络连接，从而该网络调节运算放大器的放大倍数。因此，放大倍数的大小可变。
此外，有利的是，该分压器由两个电阻组成，其中第一电阻的第一端连接至该放大器的输出端，第一电阻的第二端连接至该初级电流比较器的输入端，并且连接至第二电阻的第一端；并且其中第二电阻的第二端连接至该初级侧开关的初级电流导通端。
根据本发明的另一方案，该控制电路包括放大器，其中该放大器的同相输入端连接至该采样保持装置的输出端，该放大器的输出端经反馈网络连接至该放大器的反相输入端，其中该反馈网络包括：第一电阻；电容，其与该第一电阻串联连接；第二电阻，其与该第一电阻和电容并联连接；以及第三电阻，其串联连接至该第一电阻、第二电阻与该电容的并联连接，并且接地。由于放大倍数高，可以更精确地控制所述控制变量。
根据本发明的再一方案，在该初级侧辅绕组与该采样保持装置之间连接有校正网络，使得从该初级侧辅绕组上的电压脉冲产生的电压基于该次级侧上所加的负载而升高。因而，能够减小输出电压与负载的相关性。
根据有利实施例，基于次级侧上所加的负载，在电容处开关该电压，并且电容电压经电阻减小初级侧测量输入端上所加的电压。
有利的是，该校正网络包括三个电阻、一个二极管和一个电容；其中第一电阻的第一端连接至该控制电路，第一电阻的第二端连接至该辅绕组；其中第二电阻的第一端连接至第一电阻的第一端，第二电阻的第二端连接至电容的第一端；其中第三电阻的第一端连接至电容的第一端，第三电阻的第二端连接至二极管的阳极端，二极管的阴极端连接至该辅绕组，电容的第二端接地。
根据本发明的又一方案，该控制电路通过该控制变量与比较器电压的比较来确定该初级侧开关的导通时间点，并且还设计为基于该控制变量确定该比较器电压。因此，指数增长的基准电压不用于比较，而是取决于输出电压本身的线性增长的基准电压用于比较。优点是在确定导通时间点时减小了对于失效的敏感性。
根据有利实施例，该控制电路还设计为具有初级电流比较器，其基于初级电流确定该初级侧开关的第一关断时间点。开关的导通和关断都由该控制电路控制。在此方案中不需另外的控制。
根据有利实施例，通过对电容充电来确定比较器电路。
根据有利实施例，晶体管控制电容的充电。
此外，有利的是，在该控制电路内具有第一放大器，从而使该控制变量被放大；其中该第一放大器的同相输入端连接至第一晶体管的集电极输入端，该第一放大器的反相输入端连接至该采样保持装置的输出端，并且连接至第二放大器的同相输入端，该第一放大器的输出端连接至该第一晶体管的基极输入端，该第一晶体管的发射极输出端连接至该电容的第一端；该第一晶体管的集电极输入端经电阻连接至恒定电压源；该电容的第一端连接至第二放大器的反相输入端以及第二晶体管的集电极输入端；该第二放大器的输出端影响控制信号；该电容的第二端接地；该第二晶体管的发射极输出端接地；并且该第二晶体管的基极输入端连接至内部放电信号。
附图说明
以下参照附图详细说明本发明。相同或相应的细部提供以相同的附图标号。
图1示出根据本发明第一实施例在其应用环境中具有分压器的控制电路的框图；
图2示出根据本发明第二实施例的控制电路的一部分的框图；
图3示出根据本发明另一实施例具有校正网络的控制电路的框图；
图4示出根据本发明再一实施例具有分压器和校正网络的控制电路的框图；
图5示出电压-时间转换器的框图；
图6示出初级侧开关的控制信号的定性时间进程；
图7示出电压时间转换器内电压比较的信号图；
图8示出现有技术的控制电路的框图。
具体实施方式
图1示出根据本发明第一实施例在初级侧控制的开关电源中用于控制输出电压和/或输出电流的控制电路的框图。
如上所述，根据参考文献WO 2004/082119 A2的控制电路中的晶体管T1的关断时间点，其确定不受控制变量的影响。因此，每脉冲传输的能量与输出电压不相关。为了在输出端提供所需的电压，该控制可仅设定时钟频率。如果需要更多能量，则当在输出端加上大负载时，将频率升高。因此，在低负载的情况下，将频率再次降低。低负载情况下与高负载情况下传输的每脉冲能量相同。
根据本发明的一个方案，将控制变量以及关于次级侧所加负载的信息反馈至初级电流比较器102，以便基于控制变量而影响晶体管T1的关断时间点。因此，可基于输出端的负载而减小由关断时间点确定的导通持续时间ton。
具有两个电阻R3和R4的分压器影响初级电流比较器102上所加的电压，从而较早达到基准电压。因此，晶体管关断较早，结果储存在初级侧主绕组中的能量较少。由于传输到输出端的能量较少，因此通过开关处时钟频率的增加，控制对输出端起作用。
如果在输出端加上低负载，则输出电压高，从而在初级侧辅绕组抽头的辅助电压也高，因为这个电压与输出电压相对应。辅助电压经采样保持装置S&H还提供给第一电阻R3和第二电阻R4。这个随着输出端负载的降低而变高的另外提供的电压，增加了加在初级电流比较器102上的电压，由此，较早达到该初级电流比较器的恒定基准电压。
这种扩展所获得的优点在于，特别地，当负载低时，传输的脉冲能量较少，并且传输的频率较高。因此，开关频率处于可听见范围内的负载范围较小。此外，因为每脉冲的能量较少，所以产生的噪声较小。另外，因此而显著地减小了输出电压的波纹。
在有利实施例中，控制变量在经分压器反馈至初级电流比较器之前首先被放大。
为此，使用放大器，在此情况下是运算放大器OP1，如图2所示。运算放大器OP1的输出端连接至第一电阻R3的第一端，并且经网络与运算放大器OP1的反相输入端相连接。运算放大器OP1的同相输入端连接至采样保持装置S&H的输出端。
第一电阻R3的第二端连接至初级电流比较器102的输入端，并且连接至第二电阻R4的第一端。第二电阻R4的第二端连接至初级侧开关T1的初级电流导通端，并且与电阻R5的第一端相连接。电阻R5的第二端接地。
运算放大器OP1的输出端与反相输入端之间的网络确定运算放大器OP1的放大倍数，并且由四个电阻R1、R2、R6、R7和一个电容C1组成。但是，本领域技术人员还可以使用其它网络来确定放大倍数。
第一电阻R1的第一端连接至运算放大器OP1的输出端，连接至第三电阻R6的第一端，并且连接至分压器的第一电阻R3的第一端。第一电阻R1的第二端连接至电容C1的第一端。电容C1的第二端连接至运算放大器OP1的反相输入端，连接至第二电阻R2的第一端，连接至第四电阻R7的第一端，并且连接至第三电阻R6的第二端。第二电阻R2的第二端连接至电源电压Vcc。第四电阻R7的第二端接地。
通过将附加的放大器OP1接入采样保持装置S&H的下游，并且通过运算放大器OP1的输出端以及反相输入端的可变连接，可以显著地减小控制电路与负载的相关性。
第一电阻R1与电容C1串联连接。第三电阻R6与它们并联连接。根据电容C1的组合情况，可以将与其并联的第三电阻R6的值定得更大。
因而，控制放大倍数升高，由此，电压控制与负载的相关性减小，从而可以更精确地控制所述控制变量。
在关于图3的说明的构架内，讨论元件R8、R9、R10、C2和D1。
图3示出根据本发明具有校正网络(其也包括在图2中)的控制电路的框图，以下详细说明此校正网络的功能。
由于电流流通期间电能的内部阻抗，导致产生电压降，所以次级侧上的负载引起次级线路上的电压降。因此，与电流未流通时相比，输出电压变小。
校正网络连接于初级侧辅绕组HW与采样保持装置S&H之间，使得从初级侧测量输入端(U)(＝采样保持装置S&H的输入端)上的电压脉冲产生的电压基于次级侧上所加的负载而升高。
通过分别确定校正网络的值，可以使输出电压的升高对应于由所加的负载引起的次级线路上的电压降。
优点在于，由于校正网络根据所加的负载减小了控制变量，所以输出电压与负载无关。
根据有利实施例，校正网络包括：至少一个电容C2和一个电阻R8，其中电容上的电压取决于负载；及第二电阻R9和第三电阻R10；以及整流器，例如二极管D1。
电容电压借助于电阻减小了初级侧测量输入端(U)上所加的电压。
第一电阻R8的第一端连接至采样保持装置S&H的输入端，第一电阻R8的第二端连接至辅绕组HW。第二电阻R9的第一端连接至第一电阻R8的第一端，第二电阻R9的第二端连接至电容C2的第一端。第三电阻R10的第一端连接至电容C2的第一端，第三电阻R10的第二端连接至二极管D1的阳极端。二极管D1的阴极端连接至辅绕组HW，电容C2的第二端接地。
如果晶体管T1导通，则在辅绕组HW上产生负电压，从而使得电流流经二极管D1、第三电阻R10以及流经第一电阻R8、第二电阻R9。从而将电容C2负向充电。
如果晶体管T1关断，则在辅绕组HW上首先产生正电压，然后降至0V。由于二极管D1截止，所以电流不能流过电阻R10和二极管D1。电容C2经第一电阻R8并经第二电阻R9放电，从而在第一电阻R8上产生电压降。在关断晶体管T1时，通过电容C2放电产生的第一电阻R8上的电压减小了电压脉冲的高度。当校正网络的各元件取适当的值时，这种减小补偿了次级侧上由负载引起的电压降。
由于该控制将输出电压调节为较高以补偿初级侧测量输入端上电压的减小并且达到目标值，所以辅绕组HW上的电压升高。因此，辅绕组HW上电压的升高是初级侧测量输入端上电压减小的间接结果。
由于关断时间的确定与控制变量无关，所以晶体管T1的导通持续时间与负载无关，其中，电容C2在此持续时间内充电。由于导通时间点基于输出电压而调节，所以晶体管T1的关断持续时间与负载相关，其中，电容C2在此持续时间内放电。
当负载低时，晶体管T1的时钟频率低，从而关断持续时间长。在高负载的情况下，晶体管T1的时钟频率高，从而关断持续时间短。
当频率较低时，电容C2同样地充电，但放电时间较长，这就是电容C2携带低负载的原因。电容C2的低负载对应于第一电阻R8上的低电压降。
在高频率的情况下，当次级侧的负载高时，电容C2的放电时间短，从而导致了电容C2的较高充电。该电容的较高充电对应于第一电阻R8上的较高电压降。
因此，初级侧测量输入端(U)上电压脉冲的电平在低负载时仅略低，而在高负载时低得多。
图4示出根据本发明包括分压器R3、R4和如上所述的校正网络R8、R9、R10、D1、C2的控制电路的框图。
因此，该控制电路既包括关断时间点、即导通持续时间取决于输出电压的控制，也包括用作控制变量的辅绕组HW上的辅助电压与次级侧上所加负载无关的控制。
图5示出电压-时间分配器的框图。开关电源中的电压-时间分配器的目的是借助于控制变量确定初级侧开关的导通时间点。
在根据WO 2004/082119 A2的现有技术中，控制变量与指数增长的基准电压相比较。两个电压相同的时间用作晶体管T1的导通时间点。
这种电压比较的信号图示于图7。在时间t上示出电压U。图中示出两个不同的输入电压Vin1和Vin2。
指数增长的基准电压701对应于根据WO 2004/082119 A2的现有技术，输入电压与该基准电压701相比较。
导通时间的确定非常容易受这些指数基准电压失效的影响。对于两个电压相同之前的长时间段，输入电压与基准电压之差非常小。特别对于高输入电压而言，情况是如此。因此，在确定导通时间时，小的干扰足以引起大的时间误差。
在图5的根据本发明的电压-时间转换器中，基于控制变量而确定基准电压或比较器电压。电容C3充电，其中电容C3上的电压用作比较器电压。电容C3的充电取决于控制变量。
该电压-时间转换器还包括开关T2，其在图5中实施为晶体管。此晶体管T2受控于输入电压，因此，通过该晶体管确定了流入电容C3的电流。
该电压-时间转换器还包括第一放大器OP1、第二运算放大器OP3、第二晶体管T3和电阻R11。
第一放大器OP2形成为使得控制变量被放大，其中第一放大器OP2的同相输入端连接至第一晶体管T2的集电极输入端。第一放大器的反相输入端连接至采样保持装置的输出端，并且与第二放大器OP3的同相输入端相连接。
第一放大器OP2的输出端连接至第一晶体管T2的基极输入端。第一晶体管T2的发射极输出端连接至电容C3的第一端。
第一晶体管T2的集电极输入端还经电阻R11连接至恒定电压源Vcc。电容C3的第一端连接至第二放大器OP3的反相输入端以及第二晶体管T3的集电极输入端。第二放大器OP3的输出端连接至驱动器101，从而影响初级侧开关的控制信号G。电容C3的第二端和第二晶体管T3的发射极输出端接地。第二晶体管T3的基极输入端连接至内部放电信号。
放大器OP2经其输出电压调节连接至晶体管T2的下游中的电流，使得放大器OP2的同相输入端和反相输入端的电压相同。因此，同相输入端的电压与输入电压相同。由供电电压Vcc与输入电压之差产生电阻R11上的电压。由于供电电压保持恒定，所以该电阻上的电压随着输入电压增加而下降。
流经电阻R11的电流还通过晶体管T2流入电容C3并对其进行充电。因此，电容C3的充电电流在输入电压大的情况下比输入电压低的情况下小。对于第一放大器上确定的输入电压，该电容的充电电流保持恒定。第二放大器OP3将输入电压与电容C3上所加的电压进行比较。晶体管T3在放电信号之后对电容C3进行放电，从而能够进行另一次对导通时间的确定。
这种情况导致线性上升的比较器电压702，也可参见图7。在图中，对于两个斜率不同的输入电压Vin1和Vin2(曲线702和703)示出线性上升的基准电压。两个线性上升的基准电压与恒定输入电压的交点分别出现于时间t1或t2。这对应于指数上升的基准电压(曲线701)的相同导通时间点。
根据本发明的线性比较器电压的优点是不易受时间确定失效的影响。此优点可见于图7。在时间tx，恒定输入电压Vin2与线性比较器电压之间的距离比到指数比较器电压的距离高得多。因此，干扰在新的比较器电压中必须比在指数比较器电压701中大得多，才能导致相同的时间缩短。
本领域的技术人员清楚，根据上述实施例的部分方案可以任何方式相互组合，如从图2中所见。所示的控制电路包括分压器R3、R4，以将控制变量反馈至初级电流比较器102。此外，放大器经反馈网络反馈至采样保持装置S&H。另外，校正网络连接于辅绕组HW与采样保持装置S&H之间。改进的电压-时间转换器使得能够确定初级侧开关T1的导通时间点，而不易受到失效的影响。

Claims (33)

1、在初级侧控制的开关电源中用于控制输出电压和/或输出电流的控制电路，该开关电源包括：
变压器，其具有初级侧(PW)主绕组和次级侧(VS)主绕组，其中，电能脉冲从该初级侧主绕组传输到该次级侧主绕组；
初级侧开关(T1)，用于响应该控制电路的控制信号(G)，导通和关断流过该初级侧主绕组的初级电流；
初级侧辅绕组(HW)，在关断该初级侧开关之后，该初级侧辅绕组中感生出电压脉冲，其中，该电压脉冲的电平取决于次级侧的负载；
采样保持装置(S&H)，用于采样和存储该电压脉冲的电平，以产生控制变量，其中，基于该控制变量产生该控制信号；
其中，该控制电路包括初级电流比较器(102)，该初级电流比较器基于该初级电流确定该初级侧开关的关断时间点；以及
该控制变量反馈至该初级电流比较器，以便基于该控制变量附加地影响该初级侧开关的关断时间点，实现以不同的方式缩短该初级电流流经该初级侧主绕组的持续时间。
2、如权利要求1所述的控制电路，其特征在于，
该控制电路设计为基于该控制变量确定该初级侧开关的导通时间点，从而确定没有初级电流流经该主绕组的持续时间。
3、如权利要求1或2所述的控制电路，
其特征在于，该控制变量经分压器而反馈至该初级电流比较器。
4、如权利要求1至3中任一项所述的控制电路，
其特征在于，该采样保持装置的输出端连接至放大器(OP1)，使得该控制变量在反馈之前被放大。
5、如权利要求4所述的控制电路，
其特征在于，该放大器是运算放大器，并且该采样保持装置的输出端连接至该运算放大器的同相输入端，该运算放大器的输出端连接至该分压器的一端，该运算放大器的反相输入端连接至网络。
6、如权利要求4或5所述的控制电路，
其特征在于，该分压器由第一电阻和第二电阻(R3，R4)组成，其中，该第一电阻(R3)的第一端连接至该放大器的输出端，该第一电阻(R3)的第二端连接至该初级电流比较器的输入端，并且连接至该第二电阻(R4)的第一端；
以及，该第二电阻的第二端连接至该初级侧开关的初级电流导通端。
7、如权利要求2所述的控制电路，其特征在于，
包括放大器(OP1)，其中，该放大器的同相输入端连接至该采样保持装置(S&H)的输出端，该放大器的输出端经反馈网络连接至该放大器的反相输入端，其中该反馈网络包括：第一电阻(R1)；电容(C1)，其与该第一电阻串联连接；第二电阻(R6)，其与该第一电阻(R1)和电容(C1)并联连接；以及第三电阻(R7)，其串联连接至该第一电阻、第二电阻与该电容的并联连接，并且接地。
8、如权利要求2至7中任一项所述的控制电路，
其特征在于，在该初级侧辅绕组与该采样保持装置(S&H)之间连接有校正网络，使得从该初级侧辅绕组上的电压脉冲产生的电压基于该次级侧上所加的负载而升高。
9、如权利要求2、7或8中任一项所述的控制电路，其特征在于，适配该控制电路，以便通过该控制变量与比较器电压的比较来确定该初级侧开关(T1)的导通时间；
以及进一步适配该控制电路，以便基于该控制变量确定该比较器电压。
10、在初级侧控制的开关电源中控制输出电压和/或输出电流的方法，该开关电源包括：
变压器，其具有初级侧(PW)主绕组和次级侧(VS)主绕组，其中，电能脉冲从该初级侧主绕组传输到该次级侧主绕组；
初级侧开关(T1)，用于响应该控制电路的控制信号(G)，导通和关断流过该初级侧主绕组的初级电流；
初级侧辅绕组(HW)，在关断该初级侧开关之后，该初级侧辅绕组中感生出电压脉冲，其中，该电压脉冲的电平取决于次级侧的负载；
采样保持装置(S&H)，用于采样和存储该电压脉冲的电平，以产生控制变量，其中，基于该控制变量产生该控制信号，
该方法包括以下步骤：
将该初级电流与基准进行比较，以便基于该初级电流确定该初级侧开关的关断时间点；
在上述比较步骤中，将该控制变量反馈至初级电流比较器，以影响该初级侧开关的关断时间，实现以不同的方式缩短该初级电流流经该初级侧主绕组的持续时间。
11、如权利要求10所述的方法，其特征在于，
进一步包括以下步骤：基于该控制变量确定该初级侧开关的导通时间点，从而确定没有初级电流流经该初级侧主绕组的持续时间。
12、如权利要求10或11所述的方法，其特征在于，
进一步包括以下步骤：该控制变量在反馈之前被放大。
13、在初级侧控制的开关电源中用于控制输出电压和/或输出电流的控制电路，该开关电源包括：
变压器，其具有初级侧(PW)主绕组和次级侧(VS)主绕组，其中，电能脉冲从该初级侧主绕组传输到该次级侧主绕组；
初级侧开关(T1)，用于响应该控制电路的控制信号(G)，导通和关断流过该初级侧主绕组的初级电流；
初级侧辅绕组(HW)，在关断该初级侧开关之后，该初级侧辅绕组中感生出电压脉冲，其中，该电压脉冲的电平取决于次级侧的负载；
采样保持装置(S&H)，用于采样和存储该电压脉冲的电平，以产生控制变量，其中，基于该控制变量产生该控制信号；
其中，该控制电路包括初级电流比较器(102)，该初级电流比较器基于该初级电流确定该初级侧开关的关断时间点；
该控制电路设计为基于该控制变量确定该初级侧开关的导通时间点，从而确定没有初级电流流经该初级侧主绕组的持续时间；
该控制电路包括放大器(OP1)，其中该放大器的同相输入端连接至该采样保持装置的输出端，该放大器的输出端经反馈网络连接至该放大器的反相输入端；以及
其中，该反馈网络包括：第一电阻(R1)；电容(C1)，其与该第一电阻串联连接；第二电阻(R6)，其与该第一电阻(R1)和电容(C1)并联连接；以及第三电阻(R7)，其串联连接至该第一电阻、第二电阻与该电容的并联连接，并且接地。
14、如权利要求13所述的控制电路，
其特征在于，该放大器是运算放大器。
15、如权利要求13或14所述的控制电路，
其特征在于，该控制变量反馈至该初级电流比较器(102)，以便基于该控制变量附加地影响该初级侧开关(T1)的关断时间点，实现以不同的方式缩短该初级电流流经该主绕组的持续时间。
16、如权利要求13至15中任一项所述的控制电路，
其特征在于，在该初级侧辅绕组(HW)与该采样保持装置(S&H)之间连接有校正网络，使得从该初级侧辅绕组上的电压脉冲产生的电压基于该次级侧上所加的负载而升高。
17、如权利要求13至16中任一项所述的控制电路，
其特征在于，该控制电路通过该控制变量与比较器电压的比较来确定该初级侧开关(T1)的导通时间点，并且，进一步适配该控制电路，以便基于该控制变量确定该比较器电压。
18、在初级侧控制的开关电源中用于控制输出电压和/或输出电流的控制电路，该开关电源包括：
变压器，其具有初级侧(PW)主绕组和次级侧(VS)主绕组，其中，电能脉冲从该初级侧主绕组传输到该次级侧主绕组；
初级侧开关(T1)，用于响应该控制电路的控制信号(G)，导通和关断流过该初级侧主绕组的初级电流；
初级侧辅绕组(HW)，在关断该初级侧开关之后，该初级侧辅绕组中感生出电压脉冲，其中，该电压脉冲的电平取决于次级侧的负载；
采样保持装置(S&H)，用于采样和存储该电压脉冲的电平，以产生控制变量，其中，基于该控制变量产生该控制信号；
其中，该控制电路包括初级电流比较器(102)，该初级电流比较器基于该初级电流确定该初级侧开关的关断时间点；以及
该控制电路适配为基于该控制变量确定该初级侧开关的导通时间点，以便确定没有初级电流流经该初级侧主绕组的持续时间；
以及其中，在该初级侧辅绕组与该采样保持装置之间连接有校正网络，以使从该初级侧绕组上的电压脉冲产生的电压基于该次级侧上所加的负载而升高。
19、如权利要求18所述的控制电路，其特征在于，该校正网络至少包括电容(C2)和电阻(R8)，
其中，该电容上的电压取决于该次级侧上所加的负载，并且该电容电压经该电阻减小初级侧测量输入端上所加的电压。
20、如权利要求18所述的控制电路，
其特征在于，该校正网络至少包括：第一电阻、第二电阻和第三电阻，二极管和电容；
其中，该第一电阻(R8)的第一端连接至该控制电路，该第一电阻的第二端连接至该辅绕组；其中，该第二电阻(R9)的第一端连接至该第一电阻(R8)的第一端，该第二电阻(R9)的第二端连接至该电容(C2)的第一端；以及
其中，该第三电阻(R10)的第一端连接至该电容(C2)的第一端，该第三电阻(R1)的第二端连接至该二极管(D1)的阳极端，该二极管(D1)的阴极端连接至该辅绕组，该电容(C2)的第二端接地。
21、如权利要求18所述的控制电路，
其特征在于，该控制变量反馈至该初级电流比较器(102)，以便基于该控制变量附加地影响该初级侧开关(T1)的关断时间点，实现以不同的方式缩短该初级电流流经该初级绕组的持续时间。
22、如权利要求18或21所述的控制电路，其特征在于，包括放大器(OP1)，其中，该放大器的同相输入端连接至该采样保持装置(S&H)的输出端，该放大器的输出端经反馈网络连接至该放大器的反相输入端；
其中，该反馈网络包括：第一电阻(R1)；电容(C1)，其与该第一电阻串联连接；第二电阻(R6)，其与该第一电阻(R1)和电容(C1)并联连接；以及第三电阻(R7)，其串联连接至该第一电阻、第二电阻与该电容的并联连接，并且接地。
23、如权利要求18、21或22中任一项所述的控制电路，
其特征在于，该控制电路通过该控制变量与比较器电压的比较来确定该初级侧开关(T1)的导通时间点，并且基于该控制变量确定该比较器电压。
24、在初级侧控制的开关电源中用于控制输出电压和/或输出电流的方法，该开关电源包括：
变压器，其具有初级侧(PW)主绕组和次级侧(VS)主绕组，其中，电能脉冲从该初级侧主绕组传输到该次级侧主绕组；
初级侧开关(T1)，用于响应该控制电路的控制信号(G)，导通和关断流过该初级侧主绕组的初级电流；
初级侧辅绕组(HW)，在关断该初级侧开关之后，该初级侧辅绕组中感生出电压脉冲，其中，该电压脉冲的电平取决于次级侧的负载；
采样保持装置(S&H)，用于采样和存储该电压脉冲的电平，以产生控制变量，其中，基于该控制变量产生该控制信号；
该方法包括以下步骤：
将该初级电流与基准进行比较，从而基于该初级电流确定该初级侧开关的关断时间；
基于该控制变量确定该初级侧开关的导通时间，从而确定没有初级电流流经该初级侧主绕组的持续时间；
基于该次级侧上所加的负载，使从该次级侧辅绕组上的电压脉冲产生的电压升高。
25、在初级侧控制的开关电源中用于控制输出电压和/或输出电流的控制电路，该开关电源包括：
变压器，其具有初级侧(PW)主绕组和次级侧(VS)主绕组，其中，电能脉冲从该初级侧主绕组传输到该次级侧主绕组；
初级侧开关(T1)，用于响应于该控制电路的控制信号(G)，导通和关断流过该初级侧主绕组的初级电流；
初级侧辅绕组(HW)，在关断该初级侧开关之后，该初级侧辅绕组中感生出电压脉冲，其中，该电压脉冲的电平取决于次级侧的负载；
其中，该控制电路包括采样保持装置(S&H)，用于采样和存储该电压脉冲的电平，以产生控制变量，其中，基于该控制变量产生该控制信号；
其中，该控制电路设计为基于该控制变量以及该控制变量与比较器电压的比较，确定该初级侧开关的导通时间点，从而确定没有初级电流流经该初级侧主绕组的持续时间；以及
该控制电路进一步设计为基于该控制变量确定该比较器电压。
26、如权利要求25所述的控制电路，
其特征在于，该控制电路还包括初级电流比较器(102)，该初级电流比较器基于该初级电流确定该初级侧开关的关断时间点。
27、如权利要求25或26所述的控制电路，
其特征在于，连接有电容(C3)，从而通过对该电容充电来确定该比较器电压，并且该电容的充电取决于该控制变量。
28、如权利要求27所述的控制电路，
其特征在于，基于该控制变量通过晶体管(T2)控制该电容(C3)的充电。
29、如权利要求26所述的控制电路，其中在该控制电路内具有第一放大器(OP2)，以将该控制变量放大；
其中，该第一放大器的同相输入端连接至第一晶体管(T2)的集电极输入端，该第一放大器的反相输入端连接至该采样保持装置的输出端，并且连接至第二放大器(OP3)的同相输入端，该第一放大器的输出端连接至该第一晶体管(T2)的基极输入端，该第一晶体管(T2)的发射极输出端连接至该电容(C3)的第一端；
该第一晶体管(T2)的集电极输入端经电阻连接至恒定电压源；
该电容(C3)的第一端连接至第二放大器(OP3)的反相输入端以及第二晶体管(T3)的集电极输入端；
该第二放大器(OP3)的输出端影响控制信号(G)；
该电容(C3)的第二端接地；
该第二晶体管(T3)的发射极输出端接地；
并且该第二晶体管(T3)的基极输入端连接至内部放电信号。
30、如权利要求26所述的控制电路，
其特征在于，该控制变量反馈至该初级电流比较器(102)，以便基于该控制变量附加地影响该初级侧开关(T1)的关断时间点，实现以不同的方式缩短该初级电流流经该初级侧主绕组的持续时间。
31、如权利要求25所述的控制电路，
其特征在于，该控制电路包括放大器(OP1)，其中，该放大器的同相输入端连接至该采样保持装置(S&H)的输出端，该放大器的输出端经反馈网络连接至该放大器的反相输入端；
其中，该反馈网络包括：第一电阻(R1)；电容(C1)，其与该第一电阻串联连接；第二电阻(R6)，其与该第一电阻(R1)和电容(C1)并联连接；以及第三电阻(R7)，其串联连接至该第一电阻、第二电阻与该电容的并联连接，并且接地。
32、如权利要求25所述的控制电路，
其特征在于，在该初级侧辅绕组(HW)与该采样保持装置(S&H)之间连接有校正网络，使得从该初级侧辅绕组上的电压脉冲产生的电压基于该次级侧上所加的负载而升高。
33、在初级侧控制的开关电源中控制输出电压和/或输出电流的方法，该开关电源包括：
变压器，其具有初级侧(PW)主绕组和次级侧(VS)主绕组，其中，电能脉冲从该初级侧主绕组传输到该次级侧主绕组；
初级侧开关，用于响应该控制电路的控制信号(G)，导通和关断流过该初级侧主绕组的初级电流；
初级侧辅绕组，在关断该初级侧开关之后，该初级侧辅绕组中感生出电压脉冲，其中，该电压脉冲的电平取决于次级侧的负载；
采样保持装置，用于采样和存储该电压脉冲的电平，以产生控制变量，其中，基于该控制变量产生该控制信号；
并且其中，该方法包括以下步骤：
将该控制变量与比较器电压进行比较，其中，该比较器电压受该控制变量的影响；
基于前一步骤的结果确定该初级侧开关的导通时间点，从而确定没有初级电流流经该初级侧主绕组的持续时间。
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