CN1961490A - 无线通信装置及通信质量估计方法 - Google Patents

Abstract

基于进行当前通信的无线通信方式的接收信号，高效率并且可靠地估计以切换目的地的无线通信方式进行通信的情况下的通信质量。在通信质量估计单元(201)中，通过对于使用从无线单元(200)输出的第1无线通信方式接收的已知信号的接收信号和从基准信号存储单元(203)输出的基准信号，以基于第2无线通信标准的无线通信方式进行特有的变换处理而进行比较，从而模拟地估计在相同无线传输路径环境下使用第2无线通信方式通信的情况下的通信质量。

Description

无线通信装置及通信质量估计方法

技术领域

本发明涉及对多个无线通信方式各自的通信质量进行估计的技术。

背景技术

目前，作为在家庭内或办公室等的比较狭窄的空间中用于多个无线通信装置之间的通信的无线通信方式，IEEE802.11a、IEEE802.11b、IEEE802.11g等无线LAN(Local Area Network)或Bluetooth等已经实用化。其中，特别是使用了不需要无线许可证的作为ISM(Industrial Science Medical)频带内的一个2.4GHz带的频带的以IEEE802.11b、IEEE802.11g、Bluetooth等的标准为基准的无线通信方式常被使用。

此外，正在研究有关通过对应通信环境而自适应地切换这些无线通信方式来进行通信，高效率地进行通信的自适应通信技术(例如，参照专利文献1)。图1表示专利文献1中记载的进行自适应通信的现有的无线通信装置。在图1中，无线通信装置3000有IEEE802.11b无线单元3001、Bluetooth无线单元3002和控制单元3003，根据通信环境，控制单元3003切换与以IEEE802.11b为基准的无线通信方式和以Bluetooth为基准的无线通信方式的两种无线通信方式分别对应的无线单元而进行通信。

在这样的自适应通信技术中，重要的是无线通信方式的合适的切换的判断基准，但就这种判断基准来说，一般是使用通信质量的估计值。有关这种通信质量的估计方法，在专利文献1中所记载的现有方法中，在使用以IEEE802.11b为基准的无线通信方式进行通信的情况下，通过使用IEEE802.11b的接收信号进行IEEE802.11b中的差错的检测或接收信号强度的校验，对IEEE802.11b的通信质量进行估计，并在该IEEE802.11b的通信质量恶化的情况下，将无线通信方式切换为对电波干扰比较强的Bluetooth来进行通信。

而在使用Bluetooth进行通信的情况下，通过使IEEE802.11b的接收系统也定期地同时动作，使用IEEE802.11b的接收信号进行IEEE802.11b中的差错的检测或接收信号强度的校验，从而对IEEE802.11b的通信质量进行估计，在该IEEE802.11b的通信质量良好的情况下，将无线通信方式切换到通信容量更大的IEEE802.11b来进行通信。

[专利文献1]特开2003-199160号公报

发明内容

发明要解决的课题

但是，在上述现有的结构中，在以IEEE802.11b进行通信的情况下，由于使用正在进行当前通信的无线通信方式的通信质量来判断无线通信方式的切换，所以不知道以切换目的地的无线通信方式(这种情况下为Bluetooth)通信情况下的通信质量。因此，有可能在切换后不能获得满意的通信质量，有时在切换后再次返回到原来的无线通信方式。这种情况下，由于切换为各无线通信方式后的连接时间或硬件的切换时间而产生无效的时间，或在通过重构处理器的重写而与多个无线通信方式应对的情况下，这种重写时间等的开销增加，并有效率差的课题。

而在以Bluetooth进行通信的情况下，由于使当前的无线通信方式的接收系统和切换目的地的无线通信方式(这种情况下为IEEE802.11b)的两系统的接收系统同时动作，使用切换目的地的无线通信方式进行通信情况下的通信质量进行是否切换的判断，所以与仅使正在进行当前通信的一个系统的接收系统动作的情况相比，消耗功率增加，此外，在切换相同频带的无线通信方式的情况下，引起相互干扰，并存在不能进行正确的通信质量的估计的课题。

本发明的目的在于，提供一种无线通信装置及通信质量估计方法，基于进行当前通信的无线通信方式的接收信号，高效率并且可靠地估计以切换目的地的无线通信方式通信的情况下的通信质量。

用于解决课题的手段

本发明通过进行已知信号的接收信号的频率特性和基准信号的频率特性的比较，在第1无线通信装置和第2无线通信装置之间，在将使用同一频带的多种无线通信方式切换并同时进行通信的通信环境下，第1无线通信装置基于用第1无线通信方式从第2无线通信装置接收的已知信号，对在相同的无线传输路径环境下使用第2无线通信方式通信的情况下的通信质量，模拟地估计。

发明的效果

这样，根据本发明，能够基于进行当前通信的无线通信方式的接收信号，对使用切换目的地的无线通信方式通信的情况下的通信质量进行估计，而不将正在进行当前通信的无线通信方式切换。此外，能够不使进行当前通信的无线通信方式和切换目的地的无线通信方式的两系统的接收系统同时动作，而使用一个系统的接收系统，对使用切换目的地的无线通信方式通信的情况下的通信质量进行估计。

附图说明

图1表示现有的进行自适应通信的无线通信装置的装置结构的方框图。

图2表示本发明的实施方式1的一例通信环境的方框图。

图3表示实施方式1的第1无线通信装置的结构例的方框图。

图4表示实施方式1的通信质量估计单元的结构例的方框图。

图5表示IEEE802.11b的PPDU帧格式的结构的图。

图6表示实施方式1的接收已知信号的一例频率特性的图。

图7表示将实施方式1的接收已知信号和基准信号的频率特性的一频率分量绘制在复数平面上的图。

图8表示实施方式1的噪声功率的频率特性和IEEE802.11g标准中的OFDM信号的副载波频带之间的关系的图。

图9表示实施方式1的每个副载波频带的载波功率值和其平均值之间的关系的图。

图10表示实施方式1的对BER值进行估计的情况下的通信质量估计单元的结构例的方框图。

图11表示DBPSK和16值QAM的信号点配置的图。

图12表示实施方式1的对BER值进行估计的情况下的一例阈值设定和比特差错判定的图。

图13表示本发明的实施方式2的一例通信环境的方框图。

图14表示实施方式2的第1无线通信装置的结构例的方框图。

图15表示实施方式2的通信质量估计单元的结构例的方框图。

图16表示IEEE802.11g的ERP-OFDM方式的PPDU帧格式的结构的图。

图17A～图17C表示实施方式2的已知信号提取单元的一例动作的图。

图18表示实施方式2的将接收已知信号矢量、参照信号矢量及变动矢量绘制在复数平面上的图。

图19A和图19B表示实施方式2的对BER值进行估计的情况下的一例相位差的大小和比特差错判定的图。

图20表示实施方式2的对CNR值进行估计的情况下的通信质量估计单元的结构例的方框图。

图21表示实施方式3的通信质量估计单元的结构例的方框图。

图22A～图22C表示Bluetooth标准和IEEE802.11g标准中所使用的频率信道之间的关系的图。

图23表示实施方式4的第1无线通信装置的结构例的方框图。

图24表示实施方式4的通信质量估计单元的结构例的方框图。

图25表示实施方式4的将正交矢量信号绘制在复数平面上的图。

图26表示实施方式4的接收质量估计单元的结构例的方框图。

图27A表示以Bluetooth标准为基准的接收信号的一例CINR值的图，图27B表示以IEEE802.11g为基准的接收信号的一例CINR值的图。

图28表示实施方式4的对表示多路径状况的指标值进行估计的情况下的IEEE802.11g通信质量模拟估计单元的结构例的方框图。

图29表示实施方式4的由CINR值对BER进行估计的情况下的IEEE802.11g通信质量模拟估计单元的结构例的方框图。

图30表示实施方式4的由多路径状况的指标值对BER进行估计的情况下的IEEE802.11g通信质量模拟估计单元的结构例的方框图。

图31表示IEEE802.11b标准的PLCP前置码部分的DBPSK调制信号的实部的图。

图32表示实施方式5的在从IEEE802.11b标准中的PLCP前置码部分考虑了IEEE802.11g标准中的保护间隔的基础上，提取信号序列的一例的图。

图33表示实施方式5的在从IEEE802.11b标准中的PLCP前置码部分考虑了IEEE802.11g标准中的保护间隔的基础上，提取信号序列的另一例的图。

图34表示IEEE802.11b标准中的DBPSK调制的变换表的内容的图。

具体实施方式

以下，关于本发明的实施方式，参照附图详细地说明。

(实施方式1)

在本实施方式，如图2所示，说明在第1无线通信装置100和第2无线通信装置101之间，在将使用同一频带的多种无线通信方式切换并同时进行通信的通信环境中，第1无线通信装置基于使用第1无线通信方式从第2无线通信装置101接收的已知信号，模拟地估计在相同无线传输路径环境下使用第2无线通信方式通信的情况下的通信质量的情况下的结构和动作。这里，将第1无线通信方式假设为以IEEE802.11b的标准中的DSSS(直接扩频：Direct Sequence Spread Spectrum)方式为基准的无线通信方式、将第2无线通信方式假设为以IEEE802.11g的标准中的OFDM(正交频分复用：OrthogonalFrequency Division Multiplex)方式为基准的无线通信方式的情况作为一例进行说明。此外，在本实施方式，作为通信质量，说明有关求IEEE802.11g的标准中的OFDM方式的每个副载波频带的接收CNR值的情况。

在图2中，第1无线通信装置100使用第1无线通信方式及第2无线通信方式可与第2无线通信装置101进行通信，在与第2无线通信装置101之间能够切换第1无线通信方式和第2无线通信方式并同时进行通信。此外，第1无线通信装置100在使用第1无线通信方式与第2无线通信装置101进行通信中，基于从第2无线通信装置101接收的已知信号，对在相同的无线传输路径环境下使用第2无线通信方式通信的情况下的通信质量，模拟地估计。

第2无线通信装置101使用第1无线通信方式和第2无线通信方式可与第1无线通信装置100进行通信，能够在与第1无线通信装置100之间，切换第1无线通信方式和第2无线通信方式并同时进行通信。

图3中，表示本实施方式的第1无线通信装置100的结构例。第1无线通信装置100具有：无线单元200、通信质量估计单元201、无线单元结构存储单元202及基准信号存储单元203。

无线单元200具有：至少可与第1无线通信方式及第2无线通信方式对应的天线和可进行功能的变更的可重构处理单元。可重构处理单元例如由通过软件的重写等而可再构成的可编程装置构成。可重构处理单元例如由FPGA(Field Programmable Gate Array)、DSP(Digital Signal Processor)、CPU(Central Processing Unit)、可重构处理器等通过软件程序或结构数据的读入而可变更功能和动作的装置中的一个、或通过上述装置的组合而构成。由此，可由单一的无线单元切换第1无线通信方式和第2无线通信方式，同时可与第2无线通信装置101进行通信。此外，无线单元200将接收信号传送到通信质量估计单元201。

通信质量估计单元201在对从无线单元200输出的由第2无线通信装置101使用第1无线通信方式接收的接收信号的已知信号部分和从基准信号存储单元203输出的基准信号，以基于第2无线通信标准的无线通信方式进行特有的变换处理后，通过对它们进行比较，从而对在相同的无线传输路径环境下使用第2无线通信方式通信的情况下的通信质量进行估计，并输出该估计结果。

这里，已知信号部分是发送端、接收端都预先知道该信号的内容和位置的信号部分，一般是可使用在通信分组内插入的前置码部分或导频信号的部分。在本实施方式，作为已知信号部分的一例，假设使用IEEE802.11b的PPDU帧格式中的PLCP前置码部分。图5中表示IEEE802.11b的PPDU帧格式。此外，基准信号是将利用第1无线通信方式的发送信号的已知信号部分作为时间序列的信号而在接收端预先保持的信号。

无线单元结构存储单元202保持着在无线单元200的再构成上所需的信息。

基准信号存储单元203将在通信质量的估计上使用的已知信号作为基准信号而预先保持。在本实施方式，作为基准信号，将IEEE802.11b的PPDU帧格式中的PLCP前置码部分以时间序列信号方式保持。

图4中表示本实施方式的通信质量估计单元201的结构例。通信质量估计单元201具有：已知信号提取单元300、DFT单元301、DFT单元302、噪声功率估计单元303、载波功率估计单元304和CNR(噪声功率与载波功率比)估计单元305。

已知信号提取单元300从接收信号中提取已知信号部分，并将该信号作为接收已知信号输出到DFT单元301。在本实施方式，作为接收已知信号，将IEEE802.11b的PPDU帧格式中的PLCP前置码部分以时间序列信号方式输出。

DFT单元301通过进行离散傅立叶变换(DFT：Discrete Fourier Transform)处理，将从已知信号提取单元300输出的接收已知信号从时域变换到频域。由此，求接收已知信号的频率特性，将该频率特性输出到噪声功率估计单元303。

DFT单元302与DFT单元301同样，通过进行离散傅立叶变换处理，将从基准信号存储单元203输出的基准信号从时域变换到频域。由此，求基准信号的频率特性，将该频率特性输出到噪声功率估计单元303和载波功率估计单元304。

在本实施方式，作为一例，假设通过DFT单元301和DFT单元302，进行1024点的FFT(Fast Fourier Transform)处理。

噪声功率估计单元303通过比较从DFT单元301输出的接收已知信号的频率特性和从DFT单元302输出的基准信号的频率特性，提取接收信号的各频率中的噪声分量，对各频率中的噪声分量的功率进行估计，并将该噪声功率输出到CNR估计单元305。具体地说，噪声功率估计单元303对双方的每个输入矢量的元素求信号点间距离，对每个元素运算该信号点间距离的平方，并输出运算结果。

载波功率估计单元304根据从DFT单元302输出的基准信号的频率特性，对各频率中的载波功率进行估计，对CNR估计单元305输出该载波功率。

CNR估计单元305根据从噪声功率估计单元303输出的噪声分量的功率和从载波功率估计单元304输出的载波功率，输出IEEE802.11g标准中的OFDM信号的每个副载波频带的接收CNR值的估计值。

这里，在本实施方式，假设IEEE802.11b的使用频带的中心频率和IEEE802.11g的使用频带的中心频带相同，IEEE802.11b的信号的频带宽度为11MHz。此外，假设IEEE802.11g的信号的频带宽度为16.5625MHz。

在以上的结构中，有关将使用同一频带的以IEEE802.11b的标准为基准的第1无线通信方式和以IEEE802.11g的标准为基准的第2无线通信方式切换并同时可进行通信的第1无线通信装置100，基于来自第2无线通信装置101的利用第1无线通信方式的通信的接收信号，对在相同的无线传输路径环境下使用第2无线通信方式通信的情况下的通信质量进行估计的具体动作，在以下进行说明。

首先，第1无线通信装置100在无线单元200中接收从第2无线通信装置101以IEEE802.11b标准为基准发送的信号。无线单元200对该接收信号，进行通常的IEEE802.11b的接收处理而获得解调数据，同时将基带信号输出到通信质量估计单元201。这里，为了使进行通信质量的估计时的接收已知信号和基准信号的振幅及相位一致，也可以构成为对接收信号实施振幅补偿、相位补偿而形成基带信号。有关这种振幅补偿、相位补偿的具体的方法，没有特别限定，例如，可通过将接收已知信号和基准信号进行比较，提取接收已知信号的振幅变动和相位变动，使用该振幅变动和相位变动量而实施相位补偿和振幅补偿的处理来实现。

通信质量估计单元201，首先在已知信号提取单元300中，从无线单元200输出的接收信号的基带信号中提取IEEE802.11b的PLCP前置码部分的信号，将所提取的信号部分作为接收已知信号输出到DFT单元301。

DFT单元301通过对从已知信号提取单元300输出的接收已知信号实施DFT处理，求频率特性。具体地说，对接收已知信号实施1024点的FFT处理。由此，如以下算式表示的那样，在11MHz的频带内约每10.74kHz获得作为合计1024元素的复数矢量的接收已知信号的频率特性。

$\frac{11\mathrm{MHz}}{1024}\≈10.74...\left(1\right)$

图6表示该频率特性的一例。如图6所示，在11MHz的频带内获得作为1024元素的复数矢量的接收已知信号的频率特性。DFT单元301将这样获得的接收已知信号的频率特性输出到噪声功率估计单元303。

在基准信号存储单元203中，IEEE802.11b的标准中的发送信号中PLCP前置码部分的时间序列信号被作为基准信号而预先保持着。DFT单元302对该基准信号存储单元203中所保持的基准信号，通过与DFT单元301同样实施1024点的FFT处理，在11MHz的频带内约每10.74kHz获得作为合计1024元素的复数矢量的基准信号的频率特性。DFT单元302将这样获得的基准信号的频率特性输出到噪声功率估计单元303和载波功率估计单元304。

噪声功率估计单元303通过比较从DFT单元301输出的接收已知信号的频率特性和从DFT单元302输出的基准信号的频率特性，提取接收信号的各频率中的噪声分量，对各频率中的噪声分量的功率进行估计，求IEEE802.11g标准中的OFDM信号的每个副载波频带的噪声分量的功率，并输出到CNR估计单元305。有关噪声分量的功率的估计方法，没有限定，作为一例，以下说明有关根据接收已知信号的频率特性和基准信号的频率特性的复数平面上的信号点间距离而对噪声分量的功率进行估计的方法。

图7是表示将接收已知信号的频率特性和基准信号的频率特性对于1024元素的频率分量中的某一个频率分量绘制在复数平面上的图。在图7中，通过计算接收已知信号的频率特性和基准信号的频率特性的复数平面上的信号点间距离，并计算该距离的平方而能够求噪声分量的功率。通过对于1024元素的各频率分量进行这种处理，能够求各频率中的噪声分量的功率。设1024元素中第i频率中的接收已知信号的频率特性为(a_i+jb_i)(j：虚数)，基准信号的频率特性为(c_i+jd_i)，噪声功率为N_i时，这种处理能够如以下算式表示。

N_i＝(a_i-c_i)+(b_i-d_i)²    (1≤i≤1024)       ……(2)

如前述那样，通过将算出的1024元素的每个频率分量的噪声功率N_i按相当于IEEE802.11g标准中的OFDM信号的各副载波频带的频率分量的每个区间相加，能够求每个副载波频带的噪声分量的功率。具体地说，首先，设IEEE802.11g标准中的OFDM信号的一副载波的频带宽度为312.5kHz，在11MHz频带内如以下算式获得那样，IEEE802.11g标准中的OFDM信号的副载波进入35个(11MHz/312.5kHz＝35.2)。

$\frac{11\mathrm{MHz}}{312.5\mathrm{kHz}}=35.2...\left(3\right)$

由此，一副载波的频带内所包含的噪声分量的功率，根据以下算式，变为29元素或30元素。

$\frac{1024}{35.2}\≈29.09...\left(4\right)$

图8中表示将各频率中的噪声功率按IEEE802.11g标准中的OFDM信号的每个副载波频带相加的处理的图例。如图8所示，通过将1024元素的噪声功率中的各副载波频带内的29元素、或30元素的噪声功率的元素相加，求大致与OFDM信号中的一副载波的频带宽度相当的约311.5(≈10.74×29)kHz频带宽度、或约322.2(≈10.74×30)kHz频带宽度的噪声功率N’_k(k：第k副载波，1≤k≤35)。噪声功率估计单元305将这样获得的每个副载波频带的噪声功率N’_k输出到CNR估计单元305。

载波功率估计单元304通过将从DFT单元302输出的基准信号的频率特性对1024元素的各频率分量进行平方，计算各频率的载波功率。这种处理在设第i频率的载波功率为C_i时，能够如以下算式表示。

C_i＝c_i ²+d_i ²(1≤i≤1024)                     ……(5)

将通过这种处理获得的1024元素的每个频率分量的载波功率C_i与噪声功率的情况同样地将IEEE802.11g标准的OFDM信号的各副载波频带内的29元素、或30元素的载波功率的元素相加，能够求每个副载波频带的载波功率C’_k(k：第k副载波，1≤k≤35)。具体地说，通过将各副载波频带内的29元素或30元素的载波功率的元素相加，求与OFDM信号的一副载波的频带宽度大致相当的约311.5kHz频带宽度、或约322.2kHz频带宽度的载波功率C’_k。载波功率估计单元304将这样获得的每个副载波频带的载波功率C’_k输出到CNR估计单元305。

CNR估计单元305通过求从载波功率估计单元304输出的每个副载波频带的载波功率C’_k和从噪声功率估计单元303输出的每个副载波频带的噪声功率N’_k之比，求OFDM信号的每个副载波频带的接收CNR值。具体地说，对于每个副载波频带的载波功率C’_k和每个副载波频带的噪声功率N’_k，通过在相同副载波位置的分量之间将载波功率除以噪声功率，获得OFDM信号的每个副载波频带的接收CNR值。通过这样的处理，在基于IEEE802.11g标准的OFDM信号的副载波中，能够求与IEEE802.11b的调制信号频带重复的部分的副载波位置的接收CNR值。

再有，在已知信号的频率特性不是平坦而具有有色性的情况下，由于在接收CNR值的估计结果中呈现已知信号的频率特性的影响，所以不能判别估计结果的频率特性的变动是传输路径的多路径或噪声造成的影响还是已知信号具有的频率特性的影响。在这样的情况下，为了将已知信号的频率特性的影响除去，通过对11MHz频带内的每个副载波频带的载波功率值求平均值，求该载波功率的平均值和每个副载波频带的噪声功率之比，也可以求每个副载波频带的接收CNR值的估计值。图9表示此时的每个副载波频带的载波功率值和其平均值之间的关系。

此外，对于比IEEE802.11b的11MHz频带更外侧的IEEE802.11g标准的OFDM信号的副载波频带的接收CNR值，也可以使用如前述那样算出的11MHz频带内的接收CNR值的估计值进行估计。例如，能够通过将前述那样算出的IEEE802.11b的调制信号频带内的每个约10.74kHz频带宽度的接收CNR值的分布特性进行外差补偿处理而进行估计。

这样，根据本实施方式，在第1无线通信装置100和第2无线通信装置101之间，在将使用同一频带的多种无线通信方式切换并同时进行通信的通信环境中，第1无线通信装置100基于使用第1无线通信方式而从第2无线通信装置101接收的信号，可对在相同的无线传输路径环境下使用第2无线通信方式通信的情况下的通信质量模拟地估计。而且，通过基于该通信质量，自适应地切换无线通信方式，能够高效率并且可靠地进行无线通信方式的切换。

这里，对于无线通信方式的自适应式的切换，没有限定，例如，在将无线通信方式从第1无线通信方式切换到第2无线通信方式的情况下，可以构成为预先确定作为通信方式的切换基准的CNR值的阈值，在上述每个副载波的接收CNR值的平均值超过该阈值的情况或低于它情况下，进行无线通信方式的切换。此外，可以构成为将超过了作为基准的CNR值的副载波的个数作为阈值，在接收CNR超过作为基准的CNR值的副载波的数超过阈值的个数的情况或低于它的情况下，进行无线通信方式的切换。这样，通过基于上述通信质量而自适应地切换无线通信方式，可以高效率并且可靠地进行无线通信方式的切换。

再有，在上述实施方式，作为一例而说明了将IEEE802.11g标准的OFDM信号的每个副载波频带的接收CNR值作为通信质量用于估计的结构和动作，但本发明不限于此，在利用第1无线通信方式发送的信号中，如果为使用已知的信号被发送的部分的接收信号，模拟地估计第2无线通信方式的特征量的结构，则通过其他结构和动作也能够实施。

例如，通过以下的结构和动作，也可以模拟地估计第2无线通信方式的比特差错数或比特差错率(BER)。图10中表示对BER值进行估计时的通信质量估计单元900的结构。在图10中，对与图4相同的结构元素使用相同的标号，省略其说明。BER估计单元901通过对每个频率分量比较从DFT单元301输出的接收已知信号的频率特性和从DFT单元302输出的基准信号的频率特性，模拟地估计是否可产生比特差错，基于估计结果而对IEEE802.11g标准的OFDM信号的每个副载波频带的BER值进行估计，并将该BER值的估计结果作为估计通信质量输出。

以下说明有关以上结构的对BER值进行估计的动作。这里，成为BER值的估计对象的IEEE802.11g标准的OFDM副载波部分作为一例，设其被用16值QAM一次调制。此外，设IEEE802.11b标准的PLCP前置码部分被用DBPSK一次调制。图11表示16值QAM的信号点配置。

首先，在DBPSK信号(IEEE802.11b的PLCP前置码部分：接收已知信号)和16值QAM信号(IEEE802.11g的副载波部分)中接收功率相同的情况下，设接收已知信号的频率特性的全频率分量的有效振幅的平均值为a时，如图11所示，16值QAM信号的频域中的IQ矢量能够表示为 $(\±\mathrm{aM}/\sqrt{10},\±\mathrm{aM}/\sqrt{10})$ (M＝1，3)。一般地，在被格雷编码(Gray coding)的16值QAM中，通过判定接收信号的IQ矢量的I、Q分量的符号的正负，表示信号点的4比特中的2比特被判定，通过振幅大小的判定来判定剩余的2比特。其中，振幅判定时的阈值如图11的虚线所示，为 $I=\±2a/\sqrt{10},Q=\±2a/\sqrt{10},$ 从16值QAM信号的各个信号点对I轴、Q轴都被设定为 的距离。

考虑这种情况，对从DFT单元302输出的基准信号的频率特性的各频率分量的IQ矢量，分别在I轴、Q轴方向上将阈值设定为

的距离。通过将以上这样设定的阈值和从DFT单元301输出的接收已知信号的频率特性对每个频率分量分别进行I轴、Q轴的比较，从而对阈值判定比特差错进行估计。

图12表示阈值的设定和阈值判定比特差错的判定。如图12所示，在接收已知信号进入到对基准信号设置的I轴、Q轴的双方的阈值内的情况下，在使用IEEE802.11g通信的情况下，估计其频率分量的信号被无差错接收。相对于此，在未进入到I轴、Q轴的各轴方向中的某一方的阈值区域的情况下，在使用IEEE802.11g通信的情况下，估计为在其频率分量的信号中产生2比特中1比特的阈值判定比特差错。此外，在未进入到I轴、Q轴的各轴方向的双方的阈值区域的情况下，在使用IEEE802.11g通信的情况下，估计为在其频率分量的信号中产生2比特中2比特阈值判定比特差错。

基于这样求出的阈值判定比特差错的结果，通过对IEEE802.11g标准的OFDM信号的各副载波频带内的每29元素或30元素求比例，能够求每一副载波频带的阈值判定比特差错率P_thr。即，对于IEEE802.11g标准的OFDM信号的各副载波频带内的29元素或30元素，将阈值判定比特差错数除以比特数(58比特或60比特)就可以。

基于这样求出的阈值判定比特差错率的结果，求每一个副载波频带的振幅判定比特差错率P_amp和码判定比特差错率P_sig。首先，对于振幅判定比特差错，在仅考虑I轴方向的情况下，对16值QAM使用格雷码，所以在对正方向或负方向的其中一方超过了阈值的情况下产生振幅判定比特差错，而在另一方超过了阈值的情况下，不产生振幅判定比特差错。由于对于Q轴方向也是同样的，所以每一个副载波频带的振幅判定比特差错率P_amp按以下算式表示。

$P_{\mathrm{amp}}=\frac{1}{2}{P}_{\mathrm{thr}...\left(6\right)}$

接着，对于码差错比特，在仅考虑I轴方向的情况下，在16值QAM的信号点中，对于绝对值大的外侧的2点，即使对正方向、负方向的其中一个超过阈值，也不产生码判定比特差错。此外，在16值QAM的信号点中，对于绝对值小的内侧的2点，在对正方向或负方向中的其中一方超过了阈值的情况下，产生码判定比特差错，而在另一方超过了阈值的情况下，不发生码判定比特差错。由于对于Q轴方向也是同样的，所以每一个副载波频带的码判定比特差错率P_sig按以下算式表示。

$P_{\mathrm{sig}}=\frac{1}{4}{P}_{\mathrm{thr}}...\left(7\right)$

其中，设每一副载波频带的比特差错率为P_all时，已知P_amp、P_sig、P_all之间的关系按统计式的以下算式表示。

$P_{\mathrm{all}}=\frac{1}{2}(P_{\mathrm{amp}}+P_{\mathrm{sig}})$

$=\frac{1}{2}(\frac{1}{2}{P}_{\mathrm{thr}}+\frac{1}{4}{P}_{\mathrm{thr}})$

$=\frac{3}{8}{P}_{\mathrm{thr}}...\left(8\right)$

因此，通过将以上述步骤获得的每一个副载波频带的阈值判定比特差错率代入算式(8)，能够估计每一个副载波频带的BER值。

通过以上的结构和动作，能够对IEEE802.11g标准的每个副载波频带的BER值模拟地估计。

此外，作为比估计BER值更简单的方法，也可以根据每个副载波频带的接收CNR值的估计值来估计BER值，并将该BER值用作通信质量。具体地说，能够参照来自各副载波频带的接收CNR值的估计值的表等而估计BER值。

此外，在上述实施方式，没有特别说明有关进行估计的定时，但以采用本发明的系统所适合的定时进行就可以，例如可以为经常对通信质量进行估计的结构，也可以为每隔某个一定期间对通信质量进行估计的结构。此外，可以为对正在进行当前通信的第1无线通信方式的通信质量进行估计的结构，也可以为在当前通信的通信质量低于某个阈值的情况，或者在超过了某个阈值的情况等情况下，根据需要对使用第2无线通信方式进行通信的情况下的通信质量进行估计的结构。

此外，在上述实施方式，在已知信号的频率特性不平坦而具有有色性的情况下，通过对于11MHz频带内的每个副载波频带的载波功率值求平均值，除去已知信号的频率特性的影响，但不限于此，也可以用其他方法除去已知信号的频率特性的影响。例如，也可以为在对每个副载波频带求出接收CNR值的估计值后，除去已知信号的频率特性的影响的结构。

此外，在上述实施方式，未说明有关由无线单元200进行IEEE802.11b的通常的接收处理时的定时同步误差的影响，但在有定时同步误差的情况下，也可以是通过对接收信号求在频率轴方向上的平均移动而将噪声造成的影响和定时同步误差造成的影响分离，从接收信号中仅除去定时同步误差造成的影响的结构。此外，对于频率同步误差，也可以是通过进行与上述同样的平均化处理，进行从接收信号中除去频率误差的影响的处理的结构。

此外，在上述实施方式，构成为在通信质量估计单元201中设置DFT单元301和302，使用它们求接收已知信号和基准信号的频率特性，但不限于此。例如，使用在以原来IEEE802.11g为基准的标准的OFDM方式的通信的接收时所使用的FFT处理单元，也可以求接收已知信号和基准信号的频率特性。这样，通过在通信质量的估计中使用与正在进行当前通信的无线通信方式不同的无线通信方式所使用的功能，能够有效地灵活使用无线通信装置的功能。

此外，在上述实施方式，论述了有关IEEE802.11b的中心频率和IEEE802.11g的中心频率相同的情况，但不限于此，如果在IEEE802.11b的11MHz的频带和IEEE802.11g的频带中有重复部分，则可对重复频带内的副载波频带的接收CNR值进行估计，通过使用该接收CNR值的估计值而对重复频带外的副载波频带的接收CNR值进行估计，可对IEEE802.11g的使用频带进行通信质量的估计。

此外，在上述实施方式，设第1无线通信方式为以IEEE802.11b标准的DSSS方式为基准的无线通信方式，设第2无线通信方式为以IEEE802.11g标准的OFDM方式为基准的无线通信方式，但本发明不限于此，不用说，如果第1无线通信方式所使用的频带和第2无线通信方式所使用的频带的一部分或全部重复，则对其他无线通信方式也可应用。例如，即使将第1无线通信方式作为以IEEE802.11b标准的DSSS方式为基准的无线通信方式，将第2无线通信方式作为以Bluetooth标准为基准的无线通信方式，也可应用。这种情况下，在上述实施方式，对于求OFDM信号的每个副载波频带的噪声功率、载波功率，从而求OFDM信号的每个副载波频带的接收CNR值来说，求Bluetooth的标准的每个频率信道的噪声功率、载波功率，通过求它们的比而求Bluetooth的标准的每个频率信道的接收CNR值就可以。

此外，在上述实施方式，论述了有关IEEE802.11b的中心频率固定，对比11MHz频带更外侧的副载波频带使用11MHz频带内的接收CNR值的估计值进行估计的情况，但不限于此。例如，通过将IEEE802.11b的中心频率每次稍稍变更并同时进行接收CNR值的估计，可对期望的频带的接收CNR值进行估计。

此外，在上述实施方式，无线通信方式为第1无线通信方式和第2无线通信方式两种，但不限于此，也可以为使用三种以上的无线通信方式的结构。这种情况下，通过使双方的无线通信装置的无线单元200和第1无线通信装置100的通信质量估计单元201为可与三种以上的无线通信方式应对的结构，使用某一无线通信方式进行通信，同时对以其他多种无线通信方式通信的情况下的通信质量进行估计，比较所估计的多种通信质量，并切换到效率最高的无线通信方式，可更高效率地通信。

此外，在上述实施方式，形成仅第1无线通信装置100进行通信质量的估计的结构，但不限于此，也可以形成在第2无线通信装置101中设置通信质量估计单元和基准信号存储单元，由第1无线通信装置100和第2无线通信装置101双方进行通信质量的估计的结构。

此外，在上述实施方式，通过使用由软件重写等可再构成的可编程装置而将第1无线通信装置100的无线单元200形成为与第1无线通信方式和第2无线通信方式应对的单元，但不限于此，也可以形成将与第1无线通信方式和第2无线通信方式分别对应的无线单元独立地设置，根据需要使所使用的无线单元动作并进行通信的结构。此外，即使对于天线的根数，也不限定于对一个无线单元只具备一根天线的结构，也可以为对一个无线单元具备多根天线的结构。

此外，在上述实施方式，将第1无线通信装置100由无线单元200、通信质量估计单元201、无线单元结构存储单元202和基准信号存储单元203构成，但不限于此，除了上述结构以外，也可以设置将通信质量的估计结果输出到其他处理单元或设备的输出单元。这样的话，通过从输出单元对PC或TV、打印机等的外部设备输出通信质量的估计结果，可以与其他设备共享、利用通信质量的估计结果，此外，可以将通信质量的估计结果作为视频或字符信息输出。由此，也可以对用户传送通信质量的估计结果。

此外，在上述实施方式，在第1无线通信装置100的通信质量估计单元201的已知信号提取单元300中形成了提取已知信号部分的结构，但不限于此，也可以在第1无线通信装置100的无线单元200中形成将已知信号部分提取，并只将已知信号部分输出到通信质量估计单元201的结构。

此外，在上述实施方式，形成了将无线单元结构存储单元202和基准信号存储单元203两种存储单元单独地设置的结构，但不限于此，也可以形成将两种存储单元共用，在一个存储单元中保持对无线单元200的再构成所必需的信息和基准信号两者的结构。

此外，在上述实施方式，在将时域的信号变换到频域时使用了1024点的FFT处理，但不限于此。例如，如2048点、或4096点那样，通过将FFT处理的点数增大，可对噪声功率、载波功率的频率特性细致地进行估计。此外，如512点、256点那样，通过将FFT处理的点数减小，可以减轻处理运算数。此外，也可以不使用FFT处理，而使用任意点数的DFT处理。

此外，在上述实施方式，形成了在接收已知信号的DFT处理和基准信号的DFT处理上使用不同的DFT单元的结构，但不限于此，也可以形成为通过将接收已知信号的DFT处理和基准信号的DFT处理在时间上分开进行，从而用一个DFT单元进行处理的结构。

此外，在上述实施方式，论述了有关使用PLCP前置码部分作为已知信号部分的情况，但不限于此，只要是接收端已知的信号就可以，例如，也可以为在PLCP首标部分或数据部分中埋入已知的信号，使用这种信号进行估计的结构。这样，通过将通信质量的估计中使用的信号增加，能够提高通信质量的估计精度。

此外，在上述实施方式，论述了设置CNR估计单元305，求噪声功率与载波功率比的情况，但本发明不限于此，也可以取代CNR估计单元305而设置CINR估计单元，通过求干扰噪声功率与载波功率比，从而模拟地估计每个频率分量的通信质量。

而且，在上述实施方式，论述了对OFDM信号的每个副载波频带，求噪声功率和载波功率，模拟地估计每个副载波频带的通信质量的情况，但不限于对每个副载波频带，即使是对每个任意的频带求噪声功率及载波功率，模拟地估计每个这种频带的通信质量的情况，也能够获得同样的效果。即，即使将实施方式的副载波频带与任意的频带改写，也能够与实施方式同样地实施。

(实施方式2)

在本实施方式，如图13所示，说明有关在第1无线通信装置1200和第2无线通信装置1201之间，在将使用同一频带的多种无线通信方式切换并同时进行通信的通信环境中，第1无线通信装置1200基于使用第1无线通信方式而从第2无线通信装置1201接收的已知信号，对在相同无线传输路径环境下使用第2无线通信方式通信的情况下的通信质量模拟地估计的情况下的结构和动作。这里，将第1无线通信方式为以IEEE802.11g的标准的ERP-OFDM方式为基准的无线通信方式、第2无线通信方式为以IEEE802.11b的标准的DSSS方式为基准的无线通信方式的情况作为一例进行说明。

在图13中，第1无线通信装置1200使用第1无线通信方式及第2无线通信方式可与第2无线通信装置1201通信，在与第2无线通信装置1201之间切换第1无线通信方式和第2无线通信方式并同时进行通信。此外，第1无线通信装置1200在使用第1无线通信方式与第2无线通信装置1201通信中，基于从第2无线通信装置1201接收的已知信号，对在相同无线传输路径环境下使用第2无线通信方式通信的情况下的通信质量模拟地估计。这里，假设在已知信号中使用IEEE802.11g的标准的ERP-OFDM方式的PLCP前置码部分。

第2无线通信装置1201使用第1无线通信方式和第2无线通信方式可与第1无线通信装置1200通信，在与第1无线通信装置1200之间，可切换第1无线通信方式和第2无线通信方式并同时进行通信。

图14表示本实施方式的第1无线通信装置1200的结构例。第1无线通信装置1200具有：无线单元1300、通信质量估计单元1301、无线单元结构存储单元1302及基准信号存储单元1303。

无线单元1300具有：至少可与第1无线通信方式及第2无线通信方式对应的天线和可进行功能的变更的可重构处理单元。可重构处理单元例如由通过软件的盖写等而可再构成的可编程装置构成。可重构处理单元例如由FPGA(Field Programmable Gate Array)、DSP(Digital Signal Processor)、CPU(Central Processing Unit)、可重构处理器等通过软件程序或结构数据的读入而可变更功能和动作的装置中的一个、或通过上述装置的组合而构成。由此，可由单一的无线单元切换第1无线通信方式和第2无线通信方式，同时可与第2无线通信装置1201进行通信。此外，无线单元1300将接收信号传送到通信质量估计单元1301。

通信质量估计单元1301在对从无线单元1300输出的由第2无线通信装置1201使用第1无线通信方式接收的接收信号的接收信号和从基准信号存储单元1303输出的基准信号，对在相同的无线传输路径环境下使用第2无线通信方式通信的情况下的通信质量进行估计，并将该估计结果作为估计通信质量输出。

无线单元结构存储单元1302保持在无线单元1300的再构成上所需的信息。

基准信号存储单元1303将通信质量的估计上使用的已知信号作为基准信号而预先保持。

图15表示本实施方式的通信质量估计单元1301的结构例。通信质量估计单元1301具有：已知信号提取单元1400、基准信号提取单元1401、变动估计单元1402和DSSS_BER估计单元1403。

已知信号提取单元1400从接收信号中提取已知信号部分，将该信号作为接收已知信号输出到变动估计单元1402。已知信号部分是接收端预先知道该信号的内容和位置的信号部分，一般地可采用在通信分组内插入的前置码部分或导频信号的部分。在本实施方式，作为已知信号部分的一例，假设使用IEEE802.11g的ERP-OFDM方式的PPDU帧格式中的PLCP前置码部分。图16中表示IEEE802.11g的ERP-OFDM方式的PPDU帧格式。这里，在本实施方式中，由于IEEE802.11g的ERP-OFDM方式的PLCP前置码部分的信号的采样率和IEEE802.11b的DSSS方式的信号的采样率有所不同，所以进行稀疏处理，以使已知信号部分的提取时提取后的信号的采样率与IEEE802.11b的DSSS方式的信号的采样率相等。后面论述有关其细节。已知信号提取单元1400将这样获得的接收已知信号输出到变动估计单元1402。

基准信号提取单元1401对从基准信号存储单元1303输出的基准信号，进行稀疏处理，以使其采样率与IEEE802.11b的DSSS方式的信号相等。将这种稀疏处理后的基准信号作为参照信号输出到变动估计单元1402。

变动估计单元1402使用从已知信号提取单元1400输出的接收已知信号和从基准信号提取单元1401输出的参照信号，求表示接收信号的振幅变动和相位变动的变动矢量，将该变动矢量输出到DSSS_BER估计单元1403。

DSSS_BER估计单元1403使用从变动估计单元1402输出的变动矢量，对以IEEE802.11b的DSSS方式通信的情况下的BER进行估计，并将估计结果作为估计通信质量输出。

这里，作为本实施方式的一例，假设第1无线通信方式的使用频带和第2无线通信方式的使用频带大致相同。

下面说明有关在以上结构中，将使用同一频带的以IEEE802.11g的标准的ERP-OFDM方式为基准的第1无线通信方式和以IEEE802.11b的标准的DSSS方式为基准的第2无线通信方式切换并同时可通信的第1无线通信装置1200，基于来自第2无线通信装置1201的利用第1无线通信方式通信的接收信号，对相同无线传输路径环境下使用第2无线通信方式通信的情况下的通信质量进行估计的具体动作。

首先，第1无线通信装置1200在无线单元1300中接收从第2无线通信装置1201以IEEE802.11g的标准的ERP-OFDM方式为基准发送的信号。无线单元1300对该接收信号，进行通常的IEEE802.11g的ERP-OFDM方式的接收处理并获得解调数据，同时将基带信号输出到通信质量估计单元1301。

通信质量估计单元1301首先在已知信号提取单元1400中，根据IEEE802.11b的DSSS方式的信号的采样率从无线单元1300输出的接收信号中提取IEEE802.11g的标准的ERP-OFDM方式的PLCP前置码部分，将提取的信号部分作为接收已知信号输出到变动估计单元1402。以下说明有关该具体的动作。

图17表示DSSS方式的接收信号(图17A)、ERP-OFDM方式的接收信号(图17B)和从ERP-OFDM方式的接收信号中根据DSSS方式的信号的采样率而提取的接收已知信号(图17C)。如图17所示，在DSSS方式，对于采样率为11MHz，在ERP-OFDM方式为20MHz，所以拔除信号以使定时大致相等，并需要提取接收已知信号。在本实施方式，作为一例，对于20MHz的ERP-OFDM方式的接收信号的1码元内的20个样本(0～19)，提取第0、2、4、6、8、9、11、13、15、17、19的样本。由此，能够由20MHz的ERP-OFDM方式的接收信号生成11MHz的接收已知信号。已知信号提取单元1400将这样生成的接收已知信号输出到变动估计单元1402。

此外，基准信号提取单元1401按与已知信号提取单元1400同样的步骤从20MHz的ERP-OFDM方式的基准信号中提取11MHz的参照信号。将该参照信号输出到变动估计单元1402。

变动估计单元1402使用从已知信号提取单元1400输出的接收已知信号和从基准信号提取单元1401输出的参照信号对每个接收信号的样本的振幅变动和相位变动进行估计。有关接收信号的振幅变动和相位变动的估计方法并没有限定，作为一例，使用图18在以下说明有关通过对每个样本将接收已知信号矢量除以参照信号矢量，从而对平均一个样本的振幅变动和相位变动进行估计的方法。

图18中表示接收已知信号矢量。在该图中，(a_i+jb_i)表示接收已知信号矢量并由a₀～a₁₀的11个样本构成1码元。而(c_i+jd_i)表示参照信号矢量，并由b₀～b₁₀的11个样本构成1码元。对这些信号，对每个样本根据以下算式求平均1样本的变动矢量(e_i+jf_i)，将该变动矢量输出到DSSS_BER估计单元1403。

$e_i+{\mathrm{jf}}_i=(a_i+{\mathrm{jb}}_i)\÷\frac{c_i+{\mathrm{jd}}_i}{|c_i+{\mathrm{jd}}_i|}...\left(9\right)$

DSSS_BER估计单元1403使用从变动估计单元1402输出的变动矢量，对每个码元估计在相同无线传输路径环境下以IEEE802.11b标准的DSSS方式通信的情况下是否发生差错，并将该结果作为估计通信质量输出。这里，在本实施方式，作为通信质量，求比特差错率(BER：Bit Error Rate)。使用图19，以下具体地说明。首先，在DSSS_BER估计单元1403，通过使用以下算式而求从变动估计单元1402输出的平均1样本的变动矢量的1码元区间(11样本)之和，从而估计平均1码元的变动矢量G(＝g+jh)。

$G=g+\mathrm{jh}=\underset{i=0}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}(e_i+{\mathrm{if}}_i)...\left(10\right)$

这里，在IEEE802.11b标准中的用于DSSS方式的DBPSK和DQPSK中，通过当前的码元和前一个码元之间的相位差而进行数据的解调。因此，设从变动估计单元1402输出的第n码元的变动矢量为G_n，第n-1的码元的变动矢量为G_n-1，求G_n和G_n-1之间的相位差φ(0≤φ＜2π)，能够根据该φ的大小而估计比特差错。作为一例，在对DSSS方式的1Mbps传输(DBPSK)的通信质量进行估计的情况下，如图19A所示，在φ为0≤φ＜π/2或3π/2＜φ＜2π时，估计该码元能够无差错地接收，在φ为π/2≤φ≤3π/2时，估计在该码元中产生1比特的差错。此外，在对DSSS方式的2Mbps传输(DQPSK)的通信质量进行估计的情况下，如图19B所示，在φ为0≤φ＜π/4或7π/4＜φ＜2π时，估计该码元能够无差错地接收，在φ为π/4≤φ＜3π/4或5π/4＜φ≤7π/4时，估计在该码元中产生1比特的差错，而在φ为3π/4≤φ≤5π/4时，估计在该码元中产生2比特的差错。通过以上的动作，能够由IEEE802.11g的标准中的ERP-OFDM方式的接收信号对使用IEEE802.11b的标准中的DSSS方式通信的情况下的差错进行估计。DSSS_BER估计单元1403基于这样求出的比特差错来计算BER，并将该BER作为估计通信质量输出。

这样，根据本实施方式，在第1无线通信装置1200和第2无线通信装置1201之间，在将使用同一频带的多种无线通信方式切换并同时进行通信的通信环境下，第1无线通信装置1200基于使用第1无线通信方式从第2无线通信装置1201接收的信号，可对相同无线传输路径环境下使用第2无线通信方式通信的情况下的通信质量模拟地估计。而且，通过基于该通信质量，自适应地切换无线通信方式，能够高效率并且可靠地进行无线通信方式的切换。

再有，在上述实施方式，作为通信质量，将对IEEE802.11b标准中的DSSS信号的BER进行估计而使用的结构和动作作为一例进行了说明，但本发明不限于此，在通过第1无线通信方式发送的信号中，如果是使用被发送的已知的信号的部分而对第2无线通信方式的特征量模拟地估计的结构，则也可通过其他结构和动作来实施。

例如，通过以下结构和动作，也能够对第2无线通信方式的噪声功率与载波功率比(CNR)模拟地估计。图20中表示对CNR值进行估计的情况下的通信质量估计单元1900的结构。在图20中对与图15相同的结构元素使用相同的标号，省略其说明。

CNR估计单元1901使用从变动估计单元1402输出的平均1样本的变动矢量和从基准信号提取单元1401输出的平均1样本的参照信号矢量，对CNR值进行估计，将该CNR值的估计结果作为估计通信质量输出。作为具体的动作，对于从变动估计单元1402输出的平均1样本的变动矢量，通过用算式(10)求1码元区间之和，对平均1码元的变动矢量G(＝g+jh)进行估计。此外，如以下算式所示，通过将从基准信号提取单元1401输出的平均1样本的参照信号矢量(c_i+jd_i)的绝对值在码元区间内进行加法运算，求平均1码元的载波矢量(k+jl)。

$k+\mathrm{jl}=\underset{i=0}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}|c_i+{\mathrm{jd}}_i|...\left(11\right)$

CNR估计单元1901求这些平均1码元的变动矢量和载波矢量之间的差分矢量，将该差分矢量的振幅的平方作为噪声功率N来计算。此外，CNR估计单元1901将载波矢量的振幅的平方作为载波功率C来计算。然后，CNR估计单元1901通过将该载波功率C除以所述噪声功率N，求CNR值，将该CNR值的估计结果作为估计通信质量输出。

通过以上结构和动作，能够对IEEE802.11b标准中的DSSS方式的CNR值模拟地估计。

再有，在上述实施方式，论述了有关设置CNR估计单元1901，求噪声功率与载波功率比的情况，但本发明不限于此，也可以取代CNR估计单元1901而设置CINR估计单元，将干扰噪声功率与载波功率比作为通信质量而模拟地估计。此外，也可以是从CNR值的估计值对BER值进行估计，将该BER值作为通信质量使用的结构。具体地说，可以参照由CNR值的估计值组成的表等而对BER值进行估计。

此外，在上述实施方式，论述了有关基于当前的码元和前一个码元之间的相位差而对比特差错进行估计，并基于该比特差错计算BER，将该BER作为估计通信质量输出的情况，但不限于此。例如，也可以是将当前的码元和前一个码元之间的相位差φ作为估计通信质量输出的结构。

此外，在上述实施方式，未特别涉及有关进行估计的定时，但以采用本发明的系统所适合的定时进行就可以，例如可以为经常对通信质量进行估计的结构，也可以为每隔某个一定期间对通信质量进行估计的结构。此外，可以为对正在进行当前通信的第1无线通信方式的通信质量进行估计的结构，也可以为在当前的通信的通信质量低于某个阈值的情况下，或者在超过了某个阈值的情况下，根据需要对使用第2无线通信方式进行通信的情况下的通信质量进行估计。

此外，在上述实施方式，就第1无线通信方式来说，使用以IEEE802.11g的标准中的ERP-OFDM方式为基准的无线通信方式，但本发明不限于此，也可以是在第1无线通信方式中采用IEEE802.11g的标准中的DSSS-OFDM方式、ERP-PBCC方式、与IEEE802.11b标准有互换性的DSSS方式或CCK方式或PBCC方式等，采用在前置码信号中使用11MHz的信号的方式的结构。这种情况下，由于第1无线通信方式的已知信号的采样率和作为通信质量估计目的地的第2无线通信方式的采样率相同都为11MHz，所以在通信质量估计单元1301的已知信号提取单元1400和基准信号提取单元1401中，不需要进行采样率的变换，即使是不具备这两个处理单元的结构也可采用。此外，这种情况下，就前置码信号来说，有长前置码格式和短前置码格式，但也可以为采用哪个格式都可以的结构。

此外，在上述实施方式，论述了有关在第2无线通信方式中使用以IEEE802.11b的标准为基准的无线通信方式的情况，但本发明不限于此，即使是在第2无线通信方式中使用以IEEE802.11的标准为基准的无线通信方式，不用说，也可以与上述实施方式同样地实施。

此外，在上述实施方式，无线通信方式为第1无线通信方式和第2无线通信方式两种，但不限于此，也可以为使用三种以上的无线通信方式的结构。这种情况下，通过使双方的无线通信装置的无线单元1300和第1无线通信装置1200的通信质量估计单元1301为可与三种以上的无线通信方式应对的结构，使用某一无线通信方式进行通信，同时对以其他多种无线通信方式通信的情况下的通信质量进行估计，比较所估计的多种通信质量，并切换到效率最高的无线通信方式，可更高效率地通信。

此外，在上述实施方式，形成仅第1无线通信装置1200进行通信质量的估计的结构，但不限于此，也可以形成在第2无线通信装置1201中设置通信质量估计单元和基准信号存储单元，由第1无线通信装置1200和第2无线通信装置1201双方进行通信质量的估计的结构。

此外，在上述实施方式，通过使用由软件重写等可再构成的可编程装置而将第1无线通信装置1200的无线单元1300形成为与第1无线通信方式和第2无线通信方式应对的单元，但不限于此，也可以形成将与第1无线通信方式和第2无线通信方式分别对应的无线单元独立地设置，根据需要使所使用的无线单元动作并进行通信的结构。此外，即使对于天线的根数，也不限定于对一个无线单元只具备一根天线的结构，也可以为对一个无线单元具备多根天线的结构。

此外，在上述实施方式，将第1无线通信装置1200由无线单元1300、通信质量估计单元1301、无线单元结构存储单元1302和基准信号存储单元1303构成，但不限于此，除了上述结构以外，也可以设置将通信质量的估计结果输出到其他处理单元或设备的输出单元。这样的话，通过从输出单元对PC或TV、打印机等的外部设备输出通信质量的估计结果，可以与其他设备共享、利用通信质量的估计结果，此外，可以将通信质量的估计结果作为视频或字符信息输出。由此，也可以对用户传送通信质量的估计结果。

此外，在上述实施方式，在第1无线通信装置1200的通信质量估计单元1301的已知信号提取单元1400中形成了提取已知信号部分的结构，但不限于此，也可以在第1无线通信装置1200的无线单元1300中形成将已知信号部分提取，并只将已知信号部分输出到通信质量估计单元1301的结构。

此外，在上述实施方式，在第1无线通信装置1200的通信质量估计单元1300的基准信号提取单元1401中，形成了进行稀疏处理的结构，以使基准信号的采样率与IEEE802.11b的DSSS方式的信号相等，但不限于此，也可以形成在第1无线通信装置1200的基准信号存储单元1303中预先保持参照信号，以使采样率与IEEE802.11b的DSSS方式的信号相等的结构。由此，由于不使用基准信号提取单元1401而可由变动估计单元1402使用从基准信号存储单元1303输出的参照信号，所以不设置基准信号提取单元1401即可。

此外，在上述实施方式，为了在已知信号提取单元1400和基准信号提取单元1401中接收已知信号和参照信号的采样率都为11MHz，对于20MHz的ERP-OFDM方式的接收信号和基准信号的1码元内的20个样本(0～19)，形成了提取第0、2、4、6、8、9、11、13、15、17、19的样本的结构，但不限于此，也可以为按1码元内的任意的定时提取11个样本的结构。此外，也可以是使用采样率变换滤波器进行采样率的变换的结构。

此外，在上述实施方式，形成了将无线单元结构存储单元1302和基准信号存储单元1303两种存储单元单独地设置的结构，但不限于此，也可以形成将两种存储单元共用，在一个存储单元中保持对无线单元1300的再构成所必需的信息和基准信号两者的结构。

此外，在上述实施方式，论述了有关使用PLCP前置码部分作为已知信号部分的情况，但不限于此，只要是接收端已知的信号就可以，例如，也可以为在PLCP首标部分或数据部分中埋入已知的信号，使用这种信号进行估计的结构。这样，通过将通信质量的估计中使用的信号增加，能够提高通信质量的估计精度。

(实施方式3)

在本实施方式，与实施方式2同样，如图13所示，说明有关在第1无线通信装置1200和第2无线通信装置1201之间，在将使用同一频带的多种无线通信方式切换并同时进行通信的通信环境中，第1无线通信装置1200基于使用第1无线通信方式从第2无线通信装置1201接收的已知信号，对在相同无线传输路径环境下使用第2无线通信方式通信的情况下的通信质量模拟地估计的情况下的结构和动作。这里，与实施方式2不同的部分是，在本实施方式，就第2无线通信方式来说，使用以IEEE802.11b的标准中的CCK方式为基准的无线通信方式。以下，对与实施方式2相同的结构和进行动作的部分省略说明，仅说明有关不同的结构和进行动作的部分。

在图21中，表示本实施方式的第1无线通信装置1200的通信质量估计单元2000的结构例。通信质量估计单元2000具有：已知信号提取单元1400、基准信号提取单元1401、变动估计单元1402和CCK_BER估计单元2001。与实施方式2的通信质量估计单元1301不同方面是，取代DSSS_BER估计单元1403而成为具备CCK_BER估计单元2001的结构。其他的已知信号提取单元1400、基准信号提取单元1401和变动估计单元1402与实施方式2为相同的结构并进行动作。

CCK_BER估计单元2001使用从变动估计单元1402输出的变动矢量，对以IEEE802.11b的DSSS方式通信的情况下的BER进行估计，将该估计结果作为估计通信质量输出。

这里，即使在本实施方式中，也与实施方式2同样，作为已知信号部分的一例，假设使用IEEE802.11g的ERP-OFDM方式的PPDU帧格式中的PLCP前置码部分。此外，假设第1无线通信方式的使用频带和第2无线通信方式的使用频带大致相同。此外，在IEEE802.11b的标准中的CCK方式中有5.5Mbps和11Mbps两种，但在本实施方式，假设使用11Mbps的方式。

在以上结构中，对于将使用同一频带的以IEEE802.11g的标准的ERP-OFDM方式为基准的第1无线通信方式和以IEEE802.11b的标准的CCK方式为基准的第2无线通信方式切换并同时可通信的第1无线通信装置1200，基于来自第2无线通信装置1201的利用第1无线通信方式通信的接收信号，对相同无线传输路径环境下使用第2无线通信方式通信的情况下的通信质量进行估计的具体动作，以下仅说明与实施方式2不同的部分。

首先，在第1无线通信装置1200，与实施方式2同样，在无线单元1300中接收从第2无线通信装置1201以IEEE802.11g的标准的ERP-OFDM方式为基准发送的信号。无线单元1300对该接收信号，进行通常的IEEE802.11g的ERP-OFDM方式的接收处理并获得解调数据，同时将基带信号输出到通信质量估计单元2000。

通信质量估计单元2000在已知信号提取单元1400中，从无线单元1300输出的接收信号中与实施方式2同样地提取接收已知信号，并将其输出到变动估计单元1402。此外，在基准信号提取单元1401中也与实施方式2同样地提取参照信号并将其输出到变动估计单元1402。变动估计单元1402基于这些接收已知信号和参照信号，对表示平均1样本的振幅变动和相位变动的变动矢量进行估计，并将该变动矢量输出到CCK_BER估计单元2001。

CCK_BER估计单元2001使用从变动估计单元1402输出的变动矢量对每个码元估计在相同无线传输路径环境下以IEEE802.11b标准的CCK方式通信的情况下是否发生差错，将该结果作为估计通信质量输出。再有，在本实施方式，作为通信质量，求比特差错率(BER：Bit Error Rate)。

这里，说明有关IEEE802.11b的标准中的CCK方式。在CCK方式，使用以下算式中表示的符号S＝{s₀、s₁、s₂、s₃、s₄、s₅、s₆、s₇}进行扩频调制。

$S=\{e^{j({\mathrm{\θ}}_1+{\mathrm{\θ}}_2+{\mathrm{\θ}}_3+{\mathrm{\θ}}_4)},e^{j({\mathrm{\θ}}_1+{\mathrm{\θ}}_3+{\mathrm{\θ}}_4)},e^{j({\mathrm{\θ}}_1+{\mathrm{\θ}}_2+{\mathrm{\θ}}_4)},-e^{j({\mathrm{\θ}}_1+{\mathrm{\θ}}_4)},e^{j({\mathrm{\θ}}_1+{\mathrm{\θ}}_2+{\mathrm{\θ}}_3)},e^{l({\mathrm{\θ}}_1+{\mathrm{\θ}}_3)},-e^{j\left({\mathrm{\θ}}_1{\mathrm{\θ}}_2\right)},e^{j{\mathrm{\θ}}_1}\}...\left(12\right)$

在算式(12)中，θ_i由发送数据确定，11Mbps的CCK方式的情况下θ₁～θ₄分别与8比特的发送数据T＝(t₀、t₁、t₂、t₃、t₄、t₅、t₆、t₇)的各2比特对应。表1中表示t₀、t₁和θ₁之间的对应，表2中表示t₀～t₇和θ₂～θ₄之间的对应。

[表1]

发送数据(t0、t1)	相位旋转θ1(偶数码元)	相位旋转θ1(奇数码元)
			00	0	π
01	π/2	3π/2(-π/2)
			11	π	0
10	3π/2(-π/2)	π/2

[表2]

发送数据(t(i-1)×2、t(i-1)×2+1)(i＝2、3、4)	相位旋转θi(i＝2、3、4)
		00	0
01	π/2
		10	π
11	3π/2(-π/2)

CCK_BER估计单元2001对从变动估计单元1402输出的1样本单位的变动矢量，将8样本作为一个码元并基于算式(12)和表1、表2的对应而对比特差错进行估计，并对BER进行估计。以下说明有关具体的步骤。设1码元(8样本)的变动矢量为E＝{e₀、e₁、e₂、e₃、e₄、e₅、e₆、e₇}，由算式(12)分别求e₀和e₁之间的相位差、e₂和-e₃之间的相位差、e₄和e₅之间的相位差以及-e₆和e₇之间的相位差，通过将这些相位差进行平均而能够求θ₂的相位变动α₂。同样地，可以由e₀和e₂之间的相位差、e₁和-e₃之间的相位差、e₄和-e₆之间的相位差以及e₅和e₇之间的相位差求θ₃的相位变动α₃，由e₀和e₄之间的相位差、e₁和e₅之间的相位差、e₂和-e₆之间的相位差以及-e₃和e₇之间的相位差求θ₄的相位变动α₄。此外，通过将这些α₂～α₄代入算式(12)而求θ₁的相位变动α₁。对于通过以上步骤求出的α₁～α₄，基于表3的对应，对发送数据T中各个2比特估计差错。

[表3]

相位旋转α(0≤α＜2π	比特差错(2比特中)
		0≤α＜π/4或7π/4＜α＜2π	无
π/4≤α＜3π/4或5π/4＜α≤7π/4	1比特
		3π/4≤α≤5π/4	2比特

通过以上的动作，能够由IEEE802.11g的标准中的ERP-OFDM方式的接收信号对使用IEEE802.11b的标准中的CCK方式通信的情况下的差错进行估计。CCK_BER估计单元2001基于这样求出的比特差错计算BER，并将该BER作为估计通信质量输出。

这样，根据本实施方式，在第1无线通信装置1200和第2无线通信装置1201之间，在将使用同一频带的多种无线通信方式切换并同时进行通信的通信环境中，第1无线通信装置1200基于使用第1无线通信方式而从第2无线通信装置1201接收的信号，可对在相同的无线传输路径环境下使用第2无线通信方式通信的情况下的通信质量模拟地估计。而且，通过基于该通信质量，自适应地切换无线通信方式，能够高效率并且可靠地进行无线通信方式的切换。

此外，在上述实施方式，未特别涉及有关进行估计的定时，但以采用本发明的系统所适合的定时进行就可以，例如可以为经常对通信质量进行估计的结构，也可以为每隔某个一定期间对通信质量进行估计的结构。此外，可以为对正在进行当前通信的第1无线通信方式的通信质量进行估计的结构，也可以为在当前的通信的通信质量低于某个阈值的情况下，或者在超过了某个阈值的情况下，根据需要对使用第2无线通信方式进行通信的情况下的通信质量进行估计。

此外，在上述实施方式，就第1无线通信方式来说，使用以IEEE802.11g的标准中的ERP-OFDM方式为基准的无线通信方式，但本发明不限于此，也可以是在第1无线通信方式中采用IEEE802.11g的标准中的DSSS-OFDM方式、ERP-PBCC方式、与IEEE802.11b标准有互换性的DSSS方式或CCK方式或PBCC方式等，采用在前置码信号中使用11MHz的信号的方式的结构。这种情况下，由于第1无线通信方式的已知信号的采样率和作为通信质量估计目的地的第2无线通信方式的采样率相同都为11MHz，所以在通信质量估计单元2000的已知信号提取单元1400和基准信号提取单元1401中，不需要进行采样率的变换，即使是不具备这两个处理单元的结构也可采用。此外，这种情况下，就前置码信号来说，有长前置码格式和短前置码格式，但也可以为采用哪个格式都可以的结构。

此外，在上述实施方式，无线通信方式为第1无线通信方式和第2无线通信方式两种，但不限于此，也可以为使用三种以上的无线通信方式的结构。这种情况下，通过使双方的无线通信装置的无线单元1300和第1无线通信装置1200的通信质量估计单元2000为可与三种以上的无线通信方式应对的结构，使用某一无线通信方式进行通信，同时对以其他多种无线通信方式通信的情况下的通信质量进行估计，比较所估计的多种通信质量，并切换到效率最高的无线通信方式，可更高效率地通信。

此外，在上述实施方式，形成仅第1无线通信装置1200进行通信质量的估计的结构，但不限于此，也可以形成在第2无线通信装置1201中设置通信质量估计单元和基准信号存储单元，由第1无线通信装置1200和第2无线通信装置1201双方进行通信质量的估计的结构。

此外，在上述实施方式，通过使用由软件重写等可再构成的可编程装置而将第1无线通信装置1200的无线单元1300形成为与第1无线通信方式和第2无线通信方式应对的单元，但不限于此，也可以形成独立具备与第1无线通信方式和第2无线通信方式分别对应的无线单元，根据需要使所使用的无线单元动作并进行通信的结构。此外，即使对于天线的根数，也不限定于对一个无线单元只具备一根天线的结构，也可以为对一个无线单元具备多根天线的结构。

此外，在上述实施方式，将第1无线通信装置1200由无线单元1300、通信质量估计单元2000、无线单元结构存储单元1302和基准信号存储单元1303构成，但不限于此，除了上述结构以外，也可以设置将通信质量的估计结果输出到其他处理单元或设备的输出单元。这样的话，通过从输出单元对PC或TV、打印机等的外部设备输出通信质量的估计结果，可以与其他设备共享、利用通信质量的估计结果，此外，可以将通信质量的估计结果作为视频或字符信息输出。由此，也可以对用户传送通信质量的估计结果。

此外，在上述实施方式，在第1无线通信装置1200的通信质量估计单元2000的已知信号提取单元1400中形成了提取已知信号部分的结构，但不限于此，也可以在第1无线通信装置1200的无线单元1300中形成将已知信号部分提取，并只将已知信号部分输出到通信质量估计单元2000的结构。

此外，在上述实施方式，在第1无线通信装置1200的通信质量估计单元2000的基准信号提取单元1401中，形成了进行稀疏处理的结构，以使基准信号的采样率与IEEE802.11b的CCK方式的信号相等，但不限于此，也可以形成在第1无线通信装置1200的基准信号存储单元1303中预先保持参照信号，以使采样率与IEEE802.11b的CCK方式的信号相等的结构。由此，由于不使用基准信号提取单元1401而可由变动估计单元1402使用从基准信号存储单元1303输出的参照信号，所以不设置基准信号提取单元1401即可。

此外，在上述实施方式，为了在已知信号提取单元1400和基准信号提取单元1401中接收已知信号和参照信号的采样率都为11MHz，对于20MHz的ERP-OFDM方式的接收信号和基准信号的1码元内的20个样本(0～19)，形成了提取第0、2、4、6、8、9、11、13、15、17、19的样本的结构，但不限于此，也可以为按1码元内的任意的定时提取11个样本的结构。此外，也可以是使用采样率变换滤波器进行采样率的变换的结构。

此外，在上述实施方式，形成了将无线单元结构存储单元1302和基准信号存储单元1303两种存储单元单独地设置的结构，但不限于此，也可以形成将两种存储单元共用，在一个存储单元中保持对无线单元1300的再构成所必需的信息和基准信号两者的结构。

此外，在上述实施方式，论述了有关使用PLCP前置码部分作为已知信号部分的情况，但不限于此，只要是接收端已知的信号就可以，例如，也可以为在PLCP首标部分或数据部分中埋入已知的信号，使用这种信号进行估计的结构。这样，通过将通信质量的估计中使用的信号增加，能够提高通信质量的估计精度。

(实施方式4)

在本实施方式，用图22至图30说明有关一例如图2所示，在第1无线通信装置100和第2无线通信装置101之间，将使用大致相同频带的多种无线通信方式切换并同时进行通信的通信环境下，第1无线通信装置100使用通过以Bluetooth标准为基准的跳频方式的无线通信方式作为第1无线通信方式进行通信时的接收信号，对通过以IEEE802.11g标准为基准的OFDM的无线通信方式作为第2无线通信方式进行通信的情况下的通信质量模拟地估计的情况下的结构和动作。

这里，图22表示在Bluetooth标准和IEEE802.11g标准的各自标准中使用的频率信道的关系。在利用Bluetooth标准的无线通信方式中，由GFSK调制的1Mbps的调制信号在从2402MHz至2480MHz的频带中以1MHz间隔配置的79种的频率信道上施加跳频而进行通信。相反，在利用IEEE802.11g标准的OFDM方式的无线通信方式中，在2412MHz至2472MHz的频带中以MHz间隔配置的13种的频率信道中的一个被选择，在该信道上进行通信(其中，频带和信道数的规格在日本国内使用的情况下被记载)。再有，图22A的波线部分表示Bluetooth标准中的使用副载波，图22B表示其细节。此外，图22A的梯形部分表示IEEE802.11g标准中的使用频带，图22C表示其细节。在图22中，Bluetooth标准的信道如<ch1>那样表示，IEEE802.11g标准的信道如(ch1)那样表示。如图22所示，在Bluetooth标准和IEEE802.11g标准中，使用的频带大致重复。本发明是将这样的使用频带重复的情况加以利用的发明，例如，在第1无线通信装置100和第2无线通信装置101以Bluetooth标准为基准的方式进行通信时，对是否处于将所述第1无线通信装置100和第2无线通信装置102的功能切换到IEEE802.11g标准的OFDM方式进行通信也可以的通信链接状况进行估计。

以下，说明有关使用以Bluetooth标准为基准的通信时的接收信号，将通信功能进行切换，以通过IEEE802.11g标准为基准的方式用2412MHz的信道进行通信的情况下，对假定的通信质量进行估计的情况下的例子。

图23是表示本实施方式的第1无线通信装置100的结构的图，该无线通信装置由可重构无线信号处理单元2201、通信质量估计单元2203、功能变更信息存储单元2202构成。

可重构无线信号处理单元2201通过变更无线信号处理的功能而进行与多个无线通信标准对应的期望的无线通信用信号处理，至少将接收结果和与被设定的信道有关的信息输出。在本实施方式，可重构无线信号处理单元2201成为可进行功能变更的结构，以至少可与Bluetooth标准和IEEE802.11g标准两个无线通信方式对应。更具体地说，作为与以Bluetooth标准为基准的无线通信方式对应的无线信号处理，包含GFSK方式的调制解调处理、对2.4GHz带的变频处理或跳频等处理，而作为与以IEEE802.11g标准为基准的无线通信方式对应的无线信号处理，包含BPSK、QPSK、16值QAM、64值QAM那样的调制解调处理、对2.4GHz带的变频或OFDM复用等处理。此外，作为接收结果，将进行了规定的放大、滤波、变频等后的正交矢量信号输出。

通信质量估计单元2203使用从可重构无线信号处理单元2201输出的以Bluetooth标准为基准的无线通信方式的信号的接收结果和信道设定信息，在同样的无线传输路径环境下通过以IEEE802.11g标准为基准的无线通信方式进行通信的情况下，对假定的通信质量模拟地估计，并将由此获得的通信质量模拟估计结果输出。

功能变更信息存储单元2202存储在可重构无线信号处理单元2201的信号处理功能的变更上所需的软件程序或结构数据，将它们根据需要而供给到所述可重构无线信号处理单元2201。在本实施方式，在功能变更信息存储单元2202中，存储了用于设定为对进行与Bluetooth标准对应的无线信号处理的功能的软件程序或结构数据，以及用于设定为对进行与IEEE802.11g标准对应的无线信号处理的功能的软件程序或结构数据。

图24是表示图23的通信质量估计单元2203的详细结构例的图，它由接收质量估计单元2301、不同频率信道接收质量存储单元2302、IEEE802.11g通信质量模拟估计单元2303构成。

接收质量估计单元2301使用从可重构无线信号处理单元2201输入的以Bluetooth标准为基准的无线通信方式的接收结果，对Bluetooth中的接收时隙单位下的接收质量进行估计并输出估计结果。关于其动作的细节，后面论述。在本实施方式，接收质量估计单元2301对作为接收质量的接收信号的干扰功率与载波功率比(以下为CINR：Carrier to Interference and Noise Ratio)进行估计。

不同频率信道(ch)接收质量存储单元2302使用被输入的接收质量估计结果和信道设定信息，存储在Bluetooth标准中每个所使用的跳频的信道的接收质量，根据需要而读出输出。关于该动作的细节，后面论述。

IEEE802.11g通信质量模拟估计单元2303根据需要而读出不同频率信道接收质量存储单元2302中所存储的每个跳频信道的接收质量信息，对在同样的无线传输路径环境下通过以IEEE802.11g标准为基准的无线通信方式进行通信的情况下假定的通信质量模拟地估计，并输出由此获得的通信质量模拟估计结果。在本实施方式，IEEE802.11g通信质量模拟估计单元2303作为通信质量而对接收CINR值模拟地估计。

以下，说明有关根据图23和图24的结构，在第1无线通信装置100中使用以Bluetooth标准为基准的无线通信信号，将链接的无线通信方式变更为IEEE802.11g的情况下对作为假定的通信质量的接收CINR值模拟地估计的方法。

从第2无线通信装置101以Bluetooth标准为基准并通过跳频方式发送的信号，被可重构无线信号处理单元2201的天线接收，可重构无线信号处理单元2201在与所述跳频的图案同步的基础上，对每个跳频信道进行规定的无线信号处理。这里，规定的无线信号处理例如是放大、滤波、变频、GFSK解调和编码处理。作为在该过程中获得的接收信号，基带的正交矢量信号2204被输出到通信质量估计单元2203。由于所述正交矢量信号2204被施加GFSK调制，所以例如变成如图25所示的波形的信号。此外，与跳频下同步的跳频信道有关的设定信息2205也被输出到通信质量估计单元2203。具体地说，与相当于从Bluetooth标准中所定义的1信道(2402MHz)至79信道(2480MHz)的1MHz单位的信道号相当的信息被输出。

在通信质量估计单元2203的接收质量估计单元2301，使用被输入的正交矢量信号，例如估计CINR值作为每个接收的时隙的接收质量。作为CINR值的估计方法，可采用各种各样的方法，例如通过图26所示的结构，也可以计算大致的CINR值。即，输入的正交矢量信号在振幅平均处理单元2502中被进行正交矢量的振幅平均化处理，平均振幅值被供给到振幅方差计算单元2501，同时所述振幅值的平方值作为载波功率值C被供给到CINR计算单元2503。GFSK调制过的信号具有大致固定振幅的特性，可从其平均振幅值计算与载波功率相当的值。此外，在所述平均振幅和各采样定时的正交分量的振幅上有差的情况下，这种振幅差相当于接收时混入的干扰波和噪声造成的影响的分量，所以通过计算该振幅差的方差，可以等效地计算与干扰波分量和噪声分量的总和的功率相当的值。再有，严格地说，在这种差异中，有时还多少包含一些高斯滤波器的影响造成的振幅变动的分量，但在这里被忽略，根据需要，也可以进行用于校正这种误差量的处理。

振幅方差计算单元2501使用从振幅平均处理单元2502供给的平均振幅值和正交矢量信号，计算正交矢量的振幅的方差值，将算出的方差值作为干扰和噪声功率(I+N)的值输出到CINR计算单元2503。

CINR计算单元2503计算被输入的载波功率值C和干扰及噪声功率值(I+N)之比，将由此获得的CINR值作为接收质量估计结果输出。

通过以上的动作，使用接收到的GFSK信号的正交矢量信号的振幅值，可获得与接收CINR值相当的接收质量值。再有，不用说，在通过所述方法而在计算值中产生一定的误差的情况下，也可以实施校正处理。

不同频率信道接收质量存储单元2302使用在接收质量估计单元2301中算出的每个接收时隙的CINR值和从可重构无线信号处理单元2201供给的与跳频信道有关的设定信息2205，对每个所述跳频存储作为接收质量估计结果的CINR值。这里，在Bluetooth标准时，由于以平均1秒1600次的频度进行利用跳频的信道变更，所以通过在整个长的时间区间进行每个跳频信道的接收质量估计和存储，能够存储与Bluetooth标准中从信道配置的2402MHz至2480MHz之间的1MHz间隔的79个信道的接收CINR值有关的信息。

IEEE802.11g通信质量模拟估计单元2303使用不同频率信道接收质量存储单元2302中存储的与Bluetooth标准的从2402MHz至2480MHz间的1MHz单位中的接收质量估计结果有关的信息，对同样的无线传输路径环境下第1无线通信装置100和第2无线通信装置101将其无线通信功能从以Bluetooth标准为基准的方式变更到以IEEE802.11g标准为基准的OFDM方式并通信的情况下的通信质量，模拟地估计。这里，在接收到的以Bluetooth标准为基准的信号的每个跳频信道的CINR估计值为图27所示的状态的情况下，将切换到IEEE802.11g标准的信道1(中心频率为2412MHz)进行通信的情况下的通信质量的模拟估计动作作为一例来说明。再有，图27A表示Bluetooth标准的信号的CINR值的例子，图27B表示IEEE802.11g的信号的CINR值的例子。这种情况下，在不同频率信道接收质量存储单元2302中存储的每个跳频信道的接收质量估计结果的信息中，从2404MHz至2420MHz的CINR估计值被读出使用。在利用IEEE802.11g标准的OFDM方式进行通信的情况下，变成副载波间隔Δf＝312.5kHz下使用52个副载波进行通信，这里，各个副载波中附加k＝{-26，-25，…，-2，-1，+1，+2，…，+25，+26}的号码。首先对每个副载波假定的CINR值基于以下算式计算。

CINR(k)＝CINR_BT(k)×γ_P×γ_B1                  ……(13)

其中，CINR(k)表示假定以IEEE802.11g标准的OFDM方式传输的情况下的副载波位置k的CINR的模拟估计值，CINR_BT(k)表示基于从Bluetooth标准下的接收结果获得的接收质量信息而在副载波位置k的CINR值的估计值，γ_p表示发送功率校正参数，γ_B1表示滤波器带宽校正项，有关各自的细节，后面论述。

CINR_BT(k)例如可以使用以下算式计算。

CINR_BT(k)＝CINR_tbl(f_BT)                       ……(14)

其中，CINR_tbl(f_BT)是Bluetooth标准的跳频信道频率f_BT的CINR估计值，是在不同频率信道接收质量存储单元2302中并存储读出的值。f_BT例如能够使用以下算式进行换算。

f_BT＝round{f_sc(k)}                    ……(15)

其中，round{}表示将值以MHz位进行四舍五入的处理，即，通过将IEEE802.11g标准的OFDM信号的副载波位置k的频率进行比MHz更低位的四舍五入，意味着适用于Bluetooth标准的跳频信道的处理。这里，由于假设OFDM信号使用中心频率为2412MHz的信道的情况，所以f_sc(k)能够通过以下算式表示。

f_sc(k)＝2412+(k-26)Δf                ……(16)

发送功率校正参数γ_P是在第1无线通信装置100和第2无线通信装置101以Bluetooth标准为基准的方式设定功能进行通信的情况和以IEEE802.11g标准为基准的方式设定功能进行通信的情况下，基于发送系统的发送功率的不同和接收系统的放大增益的不同而对假定的载波功率的差异进行校正的参数。例如，假定在利用Bluetooth标准的通信的情况下发送功率为1mW，利用IEEE802.11g标准的通信的情况下发送功率为100mW，接收系统中的放大增益双方相同时，由于利用IEEE802.11g进行通信时作为接收载波功率能够期待100倍，所以γ_P＝100。

滤波器带宽校正项γ_B1是在第1无线通信装置100和第2无线通信装置101以Bluetooth标准为基准的方式设定功能进行通信的情况下，在接收系统的信道选择滤波器的通过带宽被设定为比GFSK调制方式的占有带宽更宽频带的情况下，用于对通过滤波器混入的噪声和干扰分量的功率比在IEEE802.11g标准的接收时大的功率进行校正的参数。例如，在利用Bluetooth标准以GFSK进行通信的情况下的占有带宽为1MHz，接收系统的接收滤波器的通过带宽为2MHz的情况下，由于混入GFSK调制频谱的2倍带宽的噪声和干扰分量的功率，所以设定γ_B1＝1/0.5＝2.0进行校正。

基于通过以上算出的IEEE802.11g标准的OFDM信号的每个副载波的CINR值的模拟估计值CINR(k)，能够通过以下算式计算作为OFDM信号整体的CINR值。

CINR_11g＝avg{CINR(k)}_k×γ_B2                ……(17)

其中，avg{}表示对全部的元素k的平均化处理。

如以上那样，根据本实施方式，在可进行功能的变更的第1无线通信装置和第2无线通信装置之间使用以Bluetooth标准为基准通过跳频方式通信时的接收信号，在同样的无线传输路径环境下将无线功能作为以IEEE802.11g标准为基准的OFDM方式进行通信的情况下被假定的通信质量，可对接收CINR值模拟地估计。

再有，在本实施方式，作为表示模拟地估计的通信质量的参数，以使用CINR值的情况作为一例进行了说明，但不一定限于CINR值，例如也可以取代它而对表示多路径状况的指标值或假定的比特差错率进行估计的结构和动作。

例如，在对表示多路径状况的指标值进行估计的情况下，如图28所示，在IEEE802.11g模拟通信质量估计单元2303中，如上述说明的那样，设置模拟CINR值计算部件2701，该部件通过从算式(13)至算式(17)的处理而模拟地计算CINR值并输出，同时将根据算式(13)获得的每个副载波的CINR估计值另外输出，而且优选是设置CINR衰落数计数单元2702，该单元使用对每个所述副载波估计的CINR值，在构成OFDM信号的多载波内检测是否有图27中例示那样的CINR值的衰落，在检测出的情况下，将该衰落数的计数结果作为多路径状况的指标值输出。这里，有在OFDM调制信号的频带内存在多个功率衰落的情况，有存在延迟时间比较大的多路径波的情况，对OFDM方式的传输有产生大的质量恶化的危险。相反，在衰落数少的情况下，是不存在多路径或存在延迟时间比较短的多路径的情况，能够预测为无线传输路径的质量比较好。而且，也可以不对上述那样的CINR的衰落数进行计数，而将与CINR值的副载波位置对应的变化量的大小作为多路径状况的指标。这种情况下，所述变化量大的情况表示无线传输路径的多路径的影响程度大。

此外，例如，如图29所示，也可以取代CINR衰落数计数单元2702，设置BER与CINR变换表2801，该表预先取得通过IEEE802.11g进行通信的情况下的CINR值和接收比特差错率之间的关系并作为读出表存储，通过基于由算式(13)获得的OFDM信号的每个副载波分量的CINR模拟估计值，从所述表2801中读出以各副载波假定的比特差错率，对全部副载波分量进行平均化，从而模拟地估计OFDM信号整体的接收比特差错率。而且，如图30所示，也可以设置不同多路径状况的BER与CINR变换表2901，该表基于由所述CINR衰落数计数单元2702估计出的多路径状况的指标值，将在各个状况的每个情况下获得的比特差错率特性作为多种表存储，从而在多个准备的BER与CINR的特性表中，形成基于估计出的多路径状况而选择最合适的表并模拟地估计比特差错率的结构。

此外，在本实施方式，作为第1无线通信装置和第2无线通信装置之间的通信中使用的无线通信标准，将Bluetooth标准和IEEE802.11g标准作为一例进行了说明，但本发明不限于此。本发明的实质是，在可进行功能切换的无线通信装置间，将跳频的无线通信方式和OFDM的无线通信方式切换并同时进行通信的情况下，使用跳频的无线通信方式通信时的接收信号，对切换到OFDM方式进行通信的情况下假定的通信质量模拟地估计，如果这种实质部分相通，则对其他无线通信标准也可应用。

而且，作为OFDM方式的一例，说明了有关使用IEEE802.11g标准的情况下的实施方式，但模拟地估计通信质量的对象的无线通信方式不一定是OFDM方式，例如在将符合IEEE802.11b标准的DSSS(直接扩频)方式或CCK方式作为对象的情况下也可应用。这种情况下，在本实施方式中，不必进行以OFDM信号的副载波单位进行的通信质量估计，通过使用对每个跳频信道估计出的接收质量信息，对与IEEE802.11b中使用的频带重复的部分的每个所述跳频信道的接收质量估计值进行平均化或插补处理，或根据频谱形状进行最大值合成，从而模拟地估计通信质量。

此外，在本发明中，可重构无线信号处理单元2201采用什么样的结构并没有限定，不用说，只要可重构无线信号处理单元2201的无线信号处理功能可变更为以Bluetooth标准为基准的功能和以IEEE802.11g标准为基准的功能，也可以为与本实施方式的结构例不同的结构。

此外，在Bluetooth标准中，有因通信动作模式而未使用对79个信道准备的全部跳频信道的情况，在这样的状况下，与未使用的跳频信道相当的频带的通信质量的估计，可转用在被使用的附近的跳频信道的通信质量的估计结果，或使用对上侧和下侧双方的附近跳频信道的通信质量进行平均化处理或插补处理所得的值。

此外，在不同频率信道接收质量存储单元2302中，在存储每个跳频的接收质量估计结果时，对于已经在不同频率信道接收质量存储单元2302中存储了该信道的接收质量信息的情况下的动作，根据系统和无线通信装置安装的环境或规格方式选择合适的方法就可以。例如，在被估计为周围环境时刻变动的环境下，也可以构成为将估计结果进行盖写，以始终存储最新获得的信息。相反地，在被估计为周围环境不大变动的情况下，也可以通过在已经存储的接收质量估计值和新取得的值之间进行平均化处理，从而进行控制，以降低估计误差的影响。

此外，在本发明中模拟地估计通信质量的方法不一定限于以算式(13)至算式(17)所示的计算处理，只要是根据各个处理原来的意图的运算，也可以使用其他的计算处理。例如，基于从Bluetooth标准的接收结果获得的接收质量信息计算副载波位置k的CINR值的估计值CINR_BT(k)的处理，不一定限于基于算式(14)和算式(15)的计算处理，也可以使用与IEEE802.11g标准的OFDM信号的各副载波位置的上侧、下侧双方相邻的Bluetooth标准的两个跳频信道的CINR值的存储值，通过与所述副载波位置和所述两个跳频信道位置之间的距离对应的插补处理，从而作为估计所述副载波位置的CINR值的处理。此外，在通信质量计算的过程中进行的基于校正参数γ_P或γ_B的校正的目的是，在因通过Bluetooth标准进行通信的情况下的通信系统的规格和通过IEEE802.11g标准进行通信的情况下的通信系统的规格之间的不同而在通信质量上有预先假定了不同的因素的情况下，进行用于校正与这种不同相当的部分的处理，除了这里例示的校正项目以外，在有需要校正的项目的情况下，可以追加校正参数，并且如果所述校正在精度上可以忽略的范围内，则也可以不进行校正处理。

(实施方式5)

在本实施方式，说明有关在实施方式1中无线传输路径环境为多路径环境的情况下第1无线通信装置的动作，第1无线通信装置100基于使用第1无线通信方式(这种情况下是以IEEE802.11b的标准的DSSS方式为基准的无线通信方式)从第2无线通信装置101接收的已知信号，提高对在相同的无线传输路径环境下使用第2无线通信方式(这种情况下是以IEEE802.11g的标准的OFDM方式为基准的无线通信方式)进行通信的情况下的通信质量模拟地估计的估计精度。本实施方式的第1无线通信装置100和通信质量估计单元201的结构分别与图3和图4相同，对与实施方式1相同的动作省略说明，对进行不同的动作的部分进行说明。

在多路径环境中，与静态的传输环境的情况有所不同，接收信号因延迟波的干扰而产生频率选择性衰落。其结果，接收已知信号的相位、振幅产生变动。此外，从多路径的延迟波受到的影响的程度，因当时通信所使用的无线通信方式而有所不同。例如，在以IEEE802.11g的标准的OFDM方式为基准的无线通信方式中，为避免延迟波造成的码元间干扰，在发送信号中插入所谓保护间隔的冗长信号。保护间隔信号将IFFT输出信号序列的后端的一定期间复制，从而连接并插入到IFFT输出信号序列的先端。这样一来，保护间隔部分和IFFT输出部分的接头上附加的信号变得连续。因此，通过将延迟波的相邻码元分量不重叠的保护间隔以后的信号部分解调，可进行不受延迟波造成的码元间干扰的接收。

另一方面，在以IEEE802.11b的标准的DSSS方式为基准的无线通信方式中，不存在上述那样的保护间隔。因此，以IEEE802.11g的标准为基准的无线通信方式与以IEEE802.11b的标准为基准的无线通信方式相比，成为不易受多路径造成的延迟波的影响的通信方式。

这样，由于无线通信方式本身对延迟波的抗性的不同，所以在多路径环境下，第1无线通信装置100基于使用第1无线通信方式从第2无线通信装置101接收的信号，对使用第2无线通信方式进行通信的情况下的通信质量模拟地估计时，其估计精度会比静态环境下的估计精度差。

在本实施方式，表示通过在实施方式1记载的通信质量估计方法中，将IEEE802.11g的标准的保护间隔的效果在IEEE802.11b标准的PLCP前置码部分中实现，从而提高通信质量的估计精度的第1无线通信装置的动作。

通信质量估计单元201在对从无线单元200输出的由第2无线通信装置101使用第1无线通信方式接收的接收信号的已知信号部分和从基准信号存储单元203输出的基准信号，在以第2无线通信标准为基准的无线通信方式中进行了特有或类似的变换处理后，通过将它们进行比较，对在相同无线传输路径环境下使用第2无线通信方式进行通信的情况下的通信质量进行估计，并输出其结果。

这里，已知信号部分是发送端、接收端都预先知道该信号的内容和位置的信号部分，一般可采用在通信分组内所插入的前置码部分或导频信号部分。在本实施方式，与实施方式1同样，使用IEEE802.11b的PPDU帧格式中的PLCP前置码部分，但与实施方式1的不同在于，即使在PLCP前置码部分之中，还进一步限定了通信质量估计所使用的信号序列。

下面，说明有关在考虑了IEEE802.11g的保护间隔的基础上，从IEEE802.11b的PLCP前置码部分中提取通信质量估计所使用的信号序列的方法。在本实施方式，为了对从PLCP前置码部分提取的信号序列提供作为IEEE802.11g的保护间隔的效果，在任意长度的信号序列中提取可使后端的一定期间的序列和前端的一定期间的序列一致的信号序列。下面表示具体的提取例子。

图31表示IEEE802.11b的PLCP前置码部分的DBPSK调制后的时间序列信号(实部)。从该信号序列之中提取可使后端的一定期间的信号序列和前端的一定期间的信号序列一致的任意长度的信号序列。IEEE802.11g的保护间隔长度为0.8μsec。另一方面，IEEE802.11b的PLCP前置码部分的比特率是1Mbps，所以1比特长度为1μsec。由于它与IEEE802.11g的保护间隔大体为相同的时间长度，所以这里将PLCP前置码部分中任意的1比特看作保护间隔。即，从图31所示的信号序列提取最后1比特和开头1比特一致的信号序列。提取时的信号序列的长度没有特别限定，但过短时，有可能不能充分地表现IEEE802.11b的PLCP前置码部分的频率特性。考虑上述情况，在本实施方式，提取“1，-1，1，1，1，1，1”的7比特的信号序列。所述7比特的信号序列，如图32所示，可以从PLCP前置码部分中三处提取。

基准信号存储单元203将通信质量的估计上使用的已知信号作为基准信号而预先保持。在本实施方式，作为基准信号，将如上述那样PLCP前置码部分提取出的信号序列以时间序列信号方式保持。

已知信号提取单元300从接收信号中提取已知信号部分，将该信号作为接收已知信号输出到DFT单元301。在本实施方式，作为接收已知信号，将如上述那样从PLCP前置码部分提取出的信号序列以时间序列信号方式输出。

DFT单元301通过进行离散傅立叶变换处理，将从已知信号提取单元300输出的接收已知信号从时间轴区域变换到频率轴区域。由此，求接收已知信号的频率特性，对噪声功率估计单元303输出该频率特性。

DFT单元302通过与DFT单元301同样地进行离散傅立叶变换处理，将从基准信号存储单元203输出的基准信号从时域变换到频域。由此，求基准信号的频率特性，对噪声功率估计单元303和载波功率估计单元304输出该频率特性。

本实施方式的情况下，DFT单元301和DFT单元302对提取出的信号序列如下那样进行从时间轴区域到频率轴区域的变换。实际上，提取出的信号序列通过巴克码(Barker code)而被扩频到11倍，为了对这种已扩频的状态的信号进行向频率轴区域的变换，信号序列的长度变成11的整数倍。因此，不可能如实施方式1那样使用FFT处理。在本实施方式，提取出的信号序列中最初的1比特作为保护间隔来处理，所以除了该1比特以外，对剩余的6比特进行DFT处理。这里，DFT的大小为6×11＝66点。通过将这样获得的DFT输出用于通信质量估计，即使在原来没有保护间隔的IEEE802.11b的标准中也可获得与保护间隔同等的效果。

这样，根据本实施方式，在第1无线通信装置100和第2无线通信装置102之间，在将使用同一频带的多种无线通信方式切换并同时进行通信的通信环境下，第1无线通信装置100基于使用第1无线通信方式从第2无线通信装置101接收的信号，对在相同无线传输路径环境下使用第2无线通信方式通信的情况下的通信质量模拟地估计的情况下，即使第2无线通信方式是以OFDM方式为基准的通信方式并插入了保护间隔的情况，也可变成考虑了保护间隔的效果的通信质量估计，可提高多路径环境下的通信质量的估计性能。而且，基于该通信质量，通过自适应地切换无线通信方式，能够高效率并且可靠地进行无线通信方式的切换。

再有，在本实施方式，提取“1，-1，1，1，1，1，1”的信号序列，但也可以提取其他信号序列。例如，除了“1，-1，1，1，1，1，1”以外，如图33所示，可以同时提取“-1，-1，-1，1，1，1，-1”(单点划线框)和“-1，1，1，1，-1，1，-1”(虚线框)这样的序列，而且也可以提取其他信号序列。

此外，在本实施方式，形成对DBPSK调制后的前置码信号提取信号区间的结构，但不限于此，也可以使用DBPSK调制前的PLCP前置码来判断要提取的信号区间。在IEEE802.11b的标准的DBPSK调制中，对输入比特，由于通过使相位根据图34所示的对应关系而旋转来进行调制处理，所以提取比特“1”包含偶数个的信号序列即可。

本说明书基于2004年5月28日申请的特愿2004-160333及2005年5月26日申请的特愿2005-154651。其全部内容包含于此。

工业上的利用可能性

本发明的无线通信装置及通信质量估计方法，具有不切换进行当前通信的无线通信方式，而基于进行当前通信的无线通信方式的接收信号，能够对使用切换目的地的无线通信方式进行通信的情况下的通信质量高效率并且可靠地估计的效果，在根据通信路径的状况等而切换无线通信方式的自适应通信领域等中是有用的。

Claims (41)

1.一种无线通信装置，包括：

无线单元，接收通过基于第1无线通信标准的无线通信方式传输的信号；以及

通信质量估计单元，使用由所述无线单元接收的基于所述第1无线通信标准的无线通信方式的信号，对以基于与第1无线通信标准不同的第2无线通信标准的无线通信方式传输信号的情况下的通信质量，模拟地估计，所述第2无线通信标准与所述第1无线通信标准的无线信号占有的一部分频带或全部存在重复关系。

2.如权利要求1所述的无线通信装置，其中，

基于所述第1无线通信标准的无线通信方式和基于所述第2无线通信标准的无线通信方式的复用方式有所不同。

3.如权利要求1所述的无线通信装置，其中，

所述通信质量估计单元对以基于所述第2无线通信标准的无线通信方式传输信号的情况下的通信质量，使用在利用所述第1无线通信标准的通信中未使用的所述第2无线通信标准的通信功能，模拟地估计。

4.如权利要求1所述的无线通信装置，其中，

所述无线单元接收由基于第1无线通信标准的无线通信方式传输的已知信号，

所述无线通信装置还包括将所述已知信号作为基准信号而预先存储的基准信号存储单元，

所述通信质量估计单元使用由所述无线单元接收的所述已知信号的至少一部分和所述基准信号存储单元中所存储的基准信号的至少一部分，对以基于与所述第1无线通信标准不同的第2无线通信标准的无线通信方式传输信号的情况下的通信质量，模拟地估计，所述第2无线通信标准与所述第1无线通信标准的无线信号占有的一部分频带或全部存在重复关系。

5.如权利要求4所述的无线通信装置，其中，

所述通信质量估计单元对于由所述无线单元接收的所述已知信号和所述基准信号存储单元中所存储的基准信号，通过以基于第2无线通信标准的无线通信方式进行特有的变换处理而进行比较，从而对以基于所述第2无线通信标准的无线通信方式传输信号的情况下的通信质量模拟地估计。

6.如权利要求5所述的无线通信装置，其中，

所述通信质量估计单元通过比较所述接收已知信号的频率特性和所述基准信号存储单元中所存储的所述基准信号的频率特性，从而对以基于所述第2无线通信标准的无线通信方式传输信号的情况下的通信质量，模拟地估计。

7.如权利要求5所述的无线通信装置，其中，

所述通信质量估计单元包括：

第1变频处理单元，将通过基于所述第1无线通信标准的无线通信方式而插入的已知信号区间的接收信号从时间序列信号变换为接收频率序列信号；

第2变频处理单元，将作为基准信号而预先存储在所述基准信号存储单元中的所述已知信号区间的时间序列信号从时间序列信号变换为频率序列信号；

噪声功率计算单元，利用由所述第1变频处理单元获得的接收频率序列信号和所述第2变频处理单元中获得的基准信号的频率序列信号之间的差分而求噪声分量的频率序列信号，使用所获得的噪声分量的频率序列信号，求噪声功率的频率序列信号；

载波功率计算单元，使用在所述第2变频处理单元中获得的基准信号的频率序列信号，求载波功率的频率序列信号；以及

CNR估计单元，使用由所述噪声功率计算单元获得的噪声功率的频率序列信号和由所述载波功率计算单元获得的载波功率的频率序列信号，对每个频率分量的通信质量模拟地估计。

8.如权利要求7所述的无线通信装置，其中，

所述CNR估计单元通过计算由所述噪声功率计算单元获得的噪声功率的频率序列信号和由所述载波功率计算单元获得的载波功率的频率序列信号之比，求噪声功率与载波功率比(CNR)或干扰噪声功率与载波功率比(CINR)。

9.如权利要求7所述的无线通信装置，其中，

所述噪声功率计算单元通过利用由所述第1变频处理单元获得的接收频率序列信号和由所述第2变频处理单元获得的基准信号的频率序列信号之间的差分，求噪声分量的频率序列信号，使用所获得的噪声分量的频率序列信号求噪声功率的频率序列信号，将任意的频带内的噪声功率的频率序列信号相加，从而求任意的每个频带的噪声功率的频率序列信号。

10.如权利要求7所述的无线通信装置，其中，

所述载波功率计算单元通过使用由所述第2变频处理单元获得的基准信号的频率序列信号求载波功率的频率序列信号，将任意的频带内的载波功率的频率序列信号相加，从而求任意的每个频带的载波功率的频率序列信号。

11.如权利要求7所述的无线通信装置，其中，

所述CNR估计单元使用由所述噪声功率计算单元获得的任意的每个频带的噪声功率的频率序列信号和由所述载波功率计算单元获得的任意的每个频带的载波功率的频率序列信号，对任意的每个频带的通信质量模拟地估计。

12.如权利要求7所述的无线通信装置，其中，

所述噪声功率估计单元通过利用由所述第1变频处理单元获得的接收频率序列信号和由所述第2变频处理单元获得的基准信号的频率序列信号之间的差分而求噪声分量的频率序列信号，使用所获得的噪声分量的频率序列信号求噪声功率的频率序列信号，将OFDM的副载波频带内的噪声功率的频率序列信号相加，从而求OFDM的每个副载波频带的噪声功率的频率序列信号。

13.如权利要求7所述的无线通信装置，其中，

所述载波功率计算单元通过使用由所述第2变频处理单元获得的基准信号的频率序列信号求载波功率的频率序列信号，将OFDM的副载波频带内的载波功率的频率序列信号相加，从而求OFDM的每个副载波频带的载波功率的频率序列信号。

14.如权利要求7所述的无线通信装置，其中，

所述CNR估计单元使用由所述噪声功率计算单元获得的OFDM的每个副载波频带的噪声功率的频率序列信号和由所述载波功率计算单元获得的OFDM的每个副载波频带的载波功率的频率序列信号，对OFDM的每个副载波频带的通信质量，模拟地估计。

15.如权利要求4所述的无线通信装置，其中，

作为所述已知信号，使用IEEE802.11b标准的前置码信号。

16.如权利要求4所述的无线通信装置，其中，

所述通信质量估计单元通过比较所述接收已知信号和基准信号存储单元中存储的所述基准信号，求所述接收已知信号和基准信号之间的相位变动，基于所述相位变动，对以基于所述第2无线通信标准的无线通信方式传输信号的情况下的通信质量，模拟地估计。

17.如权利要求16所述的无线通信装置，其中，

所述通信质量估计单元求当前的码元的相位变动和当前的码元的一码元前的相位变动之间的相位差，基于所述相位差，对以基于所述第2无线通信标准的无线通信方式传输信号的情况下的通信质量，模拟地估计。

18.如权利要求4所述的无线通信装置，其中，

所述通信质量估计单元对以与所述第1无线通信标准的采样率不同的所述第2无线通信标准的采样率传输信号的情况下的通信质量，模拟地估计。

19.如权利要求18所述的无线通信装置，其中，

所述通信质量估计单元包括：

接收已知信号提取单元，从以第1无线通信标准的采样率接收的接收信号中提取已知信号部分，将其变换到第2无线通信标准的采样率并作为接收已知信号输出；以及

基准信号提取单元，将以第1无线通信标准的采样率存储的基准信号变换到第2无线通信标准的采样率，并将其作为参照信号输出，

对以基于与所述第1无线通信标准的采样率不同的所述第2无线通信标准的无线通信方式传输信号的情况下的通信质量，模拟地估计。

20.如权利要求16所述的无线通信装置，其中，

所述通信质量估计单元包括：

变动估计单元，求所述接收已知信号和所述参照信号之间的相位变动；以及

DSSS BER估计单元，求当前的码元的相位变动和比当前码元前一个码元的相位变动之间的相位差，根据所述相位差的大小而对通信质量模拟地估计，

对以基于所述第2无线通信标准的无线通信方式传输信号的情况下的通信质量模拟地估计。

21.如权利要求16所述的无线通信装置，其中，

第1无线通信方式是OFDM方式的无线通信方式，第2无线通信方式是DSSS方式的无线通信方式。

22.如权利要求16所述的无线通信装置，其中，

所述通信质量估计单元包括：

变动估计单元，求所述接收已知信号和所述参照信号之间的相位变动；以及

CCKBER估计单元，求码元内的样本之间的相位差，根据该相位差的大小而对通信质量模拟地估计，

对以基于所述第2无线通信标准的无线通信方式传输信号的情况下的通信质量模拟地估计。

23.如权利要求16所述的无线通信装置，其中，

第1无线通信方式是OFDM方式的无线通信方式，第2无线通信方式是CCK方式的无线通信方式。

24.如权利要求21所述的无线通信装置，其中，

第1无线通信方式是以IEEE802.11g标准为基准的无线通信方式，第2无线通信方式是以IEEE802.11b标准为基准的无线通信方式。

25.如权利要求4所述的无线通信装置，其中，

作为所述已知信号，使用IEEE802.11g标准中的前置码信号。

26.一种无线通信装置，包括：

可重构无线信号处理单元，通过变更无线信号处理的功能而进行与多个无线通信标准对应的期望的无线通信用信号处理，至少输出利用第1无线通信方式的通信时的接收结果和与所设定的信道相关联的信息；

功能变更信息存储单元，存储在利用所述可重构无线信号处理单元的信号处理功能的变更上必要的软件程序或结构数据，将它们根据需要而供给所述可重构无线信号处理单元；以及

通信质量估计单元，使用从所述可重构无线信号处理单元输出的接收信号的接收结果和与信道相关联的设定信息，对在同样的无线传输路径环境下通过与所述当前接收的无线通信方式不同的第2无线通信方式进行通信的情况下所假定的通信质量，模拟地估计，并输出所获得的通信质量模拟估计结果。

27.如权利要求26所述的无线通信装置，其中，

第1无线通信方式是利用跳频方式的无线通信方式，第2无线通信方式是利用OFDM方式的无线通信方式。

28.如权利要求26所述的无线通信装置，其中，

所述通信质量估计单元包括：

接收质量估计单元，使用从所述可重构无线信号处理单元输入的当前通信中的无线通信方式的接收结果，对接收质量进行估计并输出估计结果；

不同频率信道接收质量存储单元，使用所述接收质量的估计结果和从所述可重构无线信号处理单元输出的与信道相关联的设定信息，存储每个跳频的信道的接收质量，将其根据需要而读出并输出；以及

其他通信方式通信质量模拟估计单元，根据需要读出所述不同频率信道接收质量存储单元中所存储的每个跳频信道的接收质量信息，对在同样的无线传输路径环境下利用OFDM方式进行通信的情况下所假定的通信质量，模拟地估计，输出所获得的通信质量模拟估计结果。

29.如权利要求28所述的无线通信装置，其中，

其他通信方式通信质量模拟估计单元模拟地估计CINR值。

30.如权利要求28所述的无线通信装置，其中，

其他通信方式通信质量模拟估计单元模拟地估计多路径状况。

31.一种通信质量估计方法，由通过基于第1无线通信标准的无线通信方式传输的信号的接收信号，对以基于与第1无线通信标准不同的第2无线通信标准的无线通信方式传输信号的情况下的通信质量，模拟地估计，所述第2无线通信标准与所述第1无线通信标准的无线信号占有的一部分频带或全部存在重复关系。

32.如权利要求31所述的通信质量估计方法，其中，

对以所述第2无线通信标准传输信号的情况下的通信质量，使用在利用基于所述第1无线通信标准的无线通信方式的通信中未使用的所述第2无线通信标准的通信功能模拟地估计。

33.如权利要求31所述的通信质量估计方法，其中，

通过对通过基于第1无线通信标准的无线通信方式传输的已知信号的接收信号和基准信号，基于第2无线通信标准的无线通信方式进行特有的变换处理而进行比较，从而对以基于所述第2无线通信标准的无线通信方式传输信号的情况下的通信质量模拟地估计。

34.如权利要求33所述的通信质量估计方法，其中，

使用通过基于第1无线通信标准的无线通信方式传输的已知信号的接收信号的频率特性和基准信号的频率特性，对通过基于所述第2无线通信标准的无线通信方式传输信号的情况下的通信质量，模拟地估计。

35.如权利要求32所述的通信质量估计方法，其中，

通过比较所述接收已知信号和基准信号而求所述接收已知信号和基准信号之间的相位变动，基于所述相位变动，对以基于所述第2无线通信标准的无线通信方式传输信号的情况下的通信质量，模拟地估计。

36.如权利要求4所述的无线通信装置，其中，

作为所述已知信号，使用这样的信号：在通过基于所述第1无线通信标准的无线通信方式所插入的已知信号区间中，所述信号被配置于使后端的一定区间的信号序列和前端的一定区间的信号序列为同一信号序列的信号区间，或配置于从所述信号区间中除去了所述前端的一定区间后的信号区间。

37.如权利要求36所述的无线通信装置，其中，

所述通信质量估计单元具有信号提取单元，所述信号提取单元从通过基于所述第1无线通信标准的无线通信方式所插入的已知信号区间中提取以下信号区间：后端的一定区间的信号序列和前端的一定区间的信号序列为同一信号序列的信号区间，或从所述信号区间中除去所述前端的一定区间后的信号区间。

38.如权利要求5所述的无线通信装置，其中，

所述通信质量估计单元包括：

第1变频处理单元，将通过基于所述第1无线通信标准的无线通信方式所插入的已知信号区间的接收信号从时间序列信号变换为接收频率序列信号；

第2变频处理单元，将作为基准信号而预先存储在所述基准信号存储单元中的所述已知信号区间的时间序列信号从时间序列信号变换为频率序列信号；以及

BER估计单元，使用由所述第1变频处理单元获得的接收频率序列信号和所述第2变频处理单元中获得的基准信号的频率序列信号，对每个频率分量的通信质量，模拟地估计。

39.如权利要求38所述的无线通信装置，其中，

所述BER估计单元通过比较由所述第1变频处理单元获得的接收频率序列信号和由所述第2变频处理单元获得的基准信号的频率序列信号，求比特差错率(BER)。

40.如权利要求38所述的无线通信装置，其中，

所述BER估计单元使用由所述第1变频处理单元获得的任意的每个频带的接收频率序列信号和所述第2变频处理单元中获得的任意的每个频带的基准信号的频率序列信号，对任意的每个频带的通信质量，模拟地估计。

41.如权利要求38所述的无线通信装置，其中，

所述BER估计单元使用由所述第1变频处理单元获得的OFDM的每个副载波频带的接收频率序列信号和所述第2变频处理单元中获得的OFDM的每个副载波频带的基准信号的频率序列信号，对OFDM的每个副载波频带的通信质量，模拟地估计。

Images