CN1925318A

CN1925318A - 高频功率放大器

Info

Publication number: CN1925318A
Application number: CNA2006101062994A
Authority: CN
Inventors: 松本秀俊; 田上知纪; 大部功
Original assignee: Renesas Technology Corp
Current assignee: Renesas Electronics Corp
Priority date: 2005-08-31
Filing date: 2006-07-19
Publication date: 2007-03-07
Anticipated expiration: 2026-07-19
Also published as: US7368988B2; CN100525082C; US20070046370A1; JP2007067820A

Abstract

本发明提供一种高频功率放大器，用于极性环式发送器等，能够改善功率控制线性。在多级结构的基极偏置控制式高频功率放大器中，利用偏置电路(144)，使得提供给初级晶体管(103)的基极偏置电流(Ia)的启动电压低于提供给第二晶体管(107)的基极偏置电流(Ib)的启动电压，这两个电压的差小于放大级晶体管的基极－发射极间电压。另外，使提供给第三晶体管(111)的基极偏置电流(Ic)的启动电压等于基极偏置电流(Ia)的启动电压。

Description

高频功率放大器

技术领域

本发明涉及用于移动电话终端等的多级结构的高频功率放大器，尤其涉及有效应用于适合在极性环式发送器中使用的、具有基极偏置控制式功率控制功能的高频功率放大器的技术。

背景技术

作为本发明人所研究的技术，例如在用于移动电话终端等的多级结构的高频功率放大器中，可以考虑以下的技术。

近年来，移动电话迅速普及，图像通信等的高级服务也逐渐普及。为了能适应通信业务量的急剧增大，已经开始EDGE、W-CDMA等第三代系统的实用化。EDGE系统是提升作为第二代的主流的GSM系统的通信速度的第三代系统，能与GSM系统共用相同的频带，因此可期待今后的普及。

作为适于EDGE系统的发送器结构，有极性环式发送器。将其结构例表示在图2。极性环式发送器，包括输入端子(IF input)1、相位检测器(PD)2、VCO(Voltage Controlled Oscillator)3、高频功率放大器(PA)4、定向耦合器(Coupler)5、输出端子(RF output)6、振幅检测器(AMD)7、可变增益放大器(IVGA)8、下变频混频器(down-conversion mixer)(DCM)9、可变增益放大器(MVGA)10、以及控制端子(Vramp)11。

来自输入端子1的IF输入信号，被输入到相位检测器2和振幅检测器7。相位检测器2，输出对应于IF输入信号和来自可变增益放大器10的反馈信号之间的相位差的电压。根据相位检测器2的输出对VCO 3的RF输出进行相位调制。振幅检测器7，输出对应于IF输入信号与来自可变增益放大器10的反馈信号之间的振幅差的电压。振幅检测器7的输出被可变增益放大器8放大。VCO3的输出由高频功率放大器4放大，并根据来自可变增益放大器8的信号进行振幅调制。高频功率放大器4的输出信号，经由定向耦合器5向输出端子6输出。输出信号的一部分，在定向耦合器5分出，输入到下变频混频器9，转换成IF信号。下变频混频器9的输出，由可变增益放大器10放大，成为至相位检测器2和振幅检测器7的反馈信号。可变增益放大器8和可变增益放大器10的增益，可以根据来自控制端子11的控制信号进行改变。

在极性环式发送器中，利用相位反馈环和振幅反馈环，满足了EDGE系统所需要的线性，其中，相位反馈环由相位检测器2、VCO3、高频功率放大器4、定向耦合器5、下变频混频器9、以及可变增益放大器10构成；振幅反馈环由振幅检测器7、可变增益放大器8、高频功率放大器4、定向耦合器5、下变频混频器9、以及可变增益放大器10构成。

在极性环式发送器中使用的高频功率放大器4，是以往在GSM系统中使用的，具有功率控制功能的高频功率放大器。为了使振幅反馈环稳定工作，需要使用功率控制的线性优良的高频功率放大器。

作为与这样的高频功率放大器相关的技术，例如有记载于专利文献1-4中的技术。

在专利文献1中记载有这样的多级功率放大器的偏置电路，即：为了抑制由进行高频信号的功率放大的HBT构成的多级功率放大器中的输出功率降低时的Rx噪声的增加，仅对构成功率放大器的初级放大器的HBT的基极，输入从外部的控制电路所输入的信号Vapc，对构成功率放大器其他放大器的各HBT的各基极，从依照信号Vapc进行动作控制的稳压电路提供偏置电流。

在专利文献2中记载有这样的无线设备，即：使提供给驱动放大器和末级放大器的用于改变发送输出的控制电压达到最佳，使得驱动放大器和末级放大器在各发送输出中始终在最佳动作点进行动作，从而能够谋求发送效率的提高以节省功率，并且能够扩大发送输出的可变范围。

[专利文献1]日本特开2000-332542号公报

[专利文献2]日本特开2004-40418号公报

[专利文献3]美国专利第6,701,138号说明书

[专利文献4]美国专利第6,236,266号说明书

发明内容

然而，关于上述那样的高频功率放大器的技术，经本发明人研究后，以下内容变得明了。

例如，作为功率控制线性优良的高频功率放大器，有LDO(LowDrop Out)控制式的高频功率放大器。其电路的一例示于图3。这是记载于专利文献3的例子。图3的高频功率放大器，包括输入端子(RFin)21、初级放大电路(1st)22、第二级放大电路(2nd)23、第三级放大电路(3rd)24、输出端子(RFout)25、偏置电路(BiasNetwork)26、启动端子(TX enable)27、电源端子(Vprim)28、控制端子(Vramp)29、LDO35、启动端子(TX enable)33、电源端子(Vprim)34。LDO35包括误差放大器30、稳压电路(Regulator)31、反馈电路(H(s))32。

来自输入端子21的输入RF信号，由初级放大电路22、第二级放大电路23、第三级放大电路24逐次放大，输出到输出端子25。偏置电路26由来自启动端子27的信号控制开关，并将偏置电压提供给各放大电路。初级放大电路22的电源从电源端子28直接提供。第二级放大电路23、第三级放大电路24的电源，从电源端子34经由LDO35提供。用反馈电路32和误差放大器30对LDO35的稳压电路31进行反馈控制。LDO35由启动端子33控制开关，接通时的输出电压由来自控制端子29的信号线性地进行控制。

图3的高频功率放大器，通过用LDO35使第二级放大电路23、第三级放大电路24的电源电压变化，来控制RF功率输出。放大电路的电源电压与输出功率的关系由于线性优良，所以图3的高频功率放大器的功率控制线性优良，能用于极性环式发送器。但是，LDO35的稳压电路31中的电压降将会出现对高频放大无贡献的无用功耗，因此出现功率利用率降低这样的问题。

作为以往在GSM系统中使用的另一类型的高频功率放大器，有偏置控制式高频功率放大器。其电路的一例示于图4。这是记载于专利文献4的例子。图4的高频功率放大器，包括输入端子41、匹配电路42、初级晶体管43、反馈电路44、电源电路45、匹配电路46、第二级晶体管47、反馈电路48、电源电路49、匹配电路50、第三级晶体管51、反馈电路52、电源电路53、匹配电路54、输出端子55、偏置电路56、以及控制端子57。

来自输入端子41的RF输入信号，经由匹配电路42、初级晶体管43、匹配电路46、第二级晶体管47、匹配电路50、第三级晶体管51、匹配电路54而被放大，输出到输出端子55。对各级晶体管43、47、51，分别附加反馈电路44、48、52以使其稳定。另外，从电源电路45、49、53对各级晶体管43、47、51提供电源。由来自控制端子57的信号所控制的偏置电路56，对各级晶体管43、47、51提供偏置电流。

图5表示偏置电路56的详细结构。该偏置电路包括控制端子57、电阻62、稳压电路63、74。稳压电路63包括电阻64、晶体管65、电阻66、电阻67、晶体管68。稳压电路74包括电阻69、晶体管70、电阻71、电阻72、晶体管73。

流向初级晶体管43的偏置电流Ia，在控制端子57的控制电压Vapc变得大于晶体管的基极-发射极间电压Vbe时开始流动，成为Ia∝Vapc-Vbe的关系。流向第二级晶体管47的偏置电流Ib和流向第三级晶体管51的偏置电流Ic，在Vapc变得大于2Vbe时开始流动，成为Ib、Ic∝Vapc-2Vbe的关系。

图6表示专利文献4所述的偏置电路56的另一电路例。该偏置电路56包括控制端子57、稳压电路88、89、90。流向各级晶体管43、47、51的偏置电流Ia、Ib、Ic，任何一者都在控制端子57a控制电压Vapc变得大于2Vbe时开始流动，成为Ia∝Vapc-2Vbe的关系。

在图4的偏置控制式高频功率放大器中，经由低损耗的电源电路45、49、53对各级晶体管43、47、51进行电源供给，因此没有图3的LDO控制式高频功率放大器那样的无用的功耗，能够提高效率。但是，使用了图5或图6的偏置电路的偏置控制式高频功率放大器，功率控制的线性差，未能用于极性环式发送器。

图7(a)和图7(b)示出试制使用了图5的偏置电路的偏置控制式高频功率放大器并进行了检测的结果。图7(a)是横轴取控制电压Vapc，纵轴取偏置电流Ia、Ib、Ic，而示出偏置电路特性的图。如上所述，Ia的启动电压等于Vbe，Ib、Ic的启动电压等于2Vbe。图7(b)是横轴取控制电压Vapc，纵轴取输出电压振幅的有效值Vout和其微分dVout/dVapc，而示出功率控制特性的图。为了在极性环式发送器中使用，需要dVout/dVapc在控制电压的较宽范围内大致恒定，而从图7(b)可知，dVout/dVapc随Vapc的值的变化而产生大的变化，功率控制线性差。

同样，使用了图6的偏置电路的偏置控制式高频功率放大器的试制结果示于图8(a)和图8(b)。从图8(a)可知，此时的Ia、Ib、Ic的启动电压等于2Vbe。从图8(b)可知，其功率控制特性也是dVout/dVapc的变化大，功率控制线性差。

因此，本发明的目的在于，提供一种能解决高频功率放大器中上述那样的功率控制线性的问题的技术。

本发明的上述及其他目的和新特性，将通过本说明书的记载和附图得以明确。

简单说明本申请所公开的发明中典型技术的概要如下。

即，本发明的高频功率放大器，提供给多个放大级晶体管中初级的放大级晶体管的基极偏置电流的启动电压，低于提供给初级以外的放大级晶体管的基极偏置电流的启动电压，这两个电压的差小于上述放大级晶体管的基极-发射极间电压。

具体来讲，本发明的高频功率放大器，包括多个放大级晶体管和对上述多个放大级晶体管的各放大级晶体管提供基极偏置电流的偏置电路，其特征在于：提供给各放大级晶体管的上述基极偏置电流，相对于输入到上述偏置电路的控制电压进行线性变化，上述多个放大级晶体管中，提供给初级的第一放大级晶体管的第一基极偏置电流开始流动的第一控制电压，小于提供给初级以外的第二放大级晶体管的第二基极偏置电流开始流动的第二控制电压，上述第二控制电压与上述第一控制电压的差，小于上述放大级晶体管的基极-发射极间电压。

根据本发明，能够改善高频功率放大器的功率控制线性。

附图说明

图1是表示本发明的一实施方式的基极偏置控制式高频功率放大器的结构的电路图。

图2是表示作为本发明的前提所研究的极性环(polar loop)式发送器的结构电路图。

图3是表示作为本发明的前提所研究的LDO控制式高频功率放大器的结构的框图。

图4是表示作为本发明的前提所研究的偏置控制式高频功率放大器的结构的电路图。

图5是表示作为本发明的前提所研究的偏置电路的结构的电路图。

图6是表示作为本发明的前提所研究的偏置电路的结构的电路图。

图7(a)是表示图5所示的偏置电路的偏置电流Ia、Ib、Ic的控制电压Vapc依赖关系的图，图7(b)是表示使用了图5的偏置电路的偏置控制式高频功率放大器的功率控制特性的图。

图8(a)是表示图6所示的偏置电路的偏置电流Ia、Ib、Ic的控制电压Vapc依赖关系的图，图8(b)是表示使用了图6的偏置电路的偏置控制式高频功率放大器的功率控制特性的图。

图9(a)是表示图1所示的偏置电路的偏置电流Ia、Ib、Ic的控制电压Vapc依赖关系的图，图9(b)是表示使用了图1的偏置电路的偏置控制式高频功率放大器的功率控制特性的图。

图10(a)是表示本发明其他实施方式的偏置电路的偏置电流Ia、Ib、Ic的控制电压Vapc依赖关系的图，图10(b)是表示使用了该偏置电路的偏置控制式高频功率放大器的功率控制特性的图。

图11(a)、图11(b)是表示使用了图1的偏置电路的偏置控制式高频功率放大器的功率控制特性的模拟结果的图。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。在用于说明实施方式的所有图中，原则上对相同的部件赋予相同的标号，并省略对其反复说明。

首先，根据图1说明本实施方式的高频功率放大器的结构的一例。本实施方式的高频功率放大器，被做成例如基极偏置控制式高频功率放大器，包括RF输入端子101、匹配电路102、初级晶体管103(第一放大级晶体管)、反馈电路104、电源电路105、匹配电路106、第二级晶体管107(第二放大级晶体管)、反馈电路108、电源电路109、匹配电路110、第三级晶体管111(第三放大级晶体管)、反馈电路112、电源电路113、匹配电路114、RF输出端子115、控制端子116、以及偏置电路114等。偏置电路114包括电压电流转换电路140、恒流电路141、稳压电路142、以及稳压电路143等。电压电流转换电路140包括运算放大器117、p型MOSFET118、电阻119、p型MOSFET120、p型MOSFET121、p型MOSFET122等。恒流电路141包括电阻123、电阻124、运算放大器125、p型MOSFET126、电阻127、p型MOSFET128、p型MOSFET129、n型MOSFET130、以及n型MOSFET131等。稳压电路142包括晶体管132、电阻133、晶体管134、以及电阻135等。稳压电路143包括晶体管136、电阻137、晶体管138、以及电阻139等。

来自RF输入端子101的输入信号，依次经由匹配电路102、初级晶体管103、匹配电路106、第二级晶体管107、匹配电路110、第三级晶体管111、匹配电路114而被放大，输出到RF输出端子115。对各级晶体管103、107、111，分别附加反馈电路104、108、112以使其稳定。另外，施加给各级晶体管103、107、111的电源，分别由电源电路105、109、113提供。各级晶体管103、107、111的基极偏置电流Ia、Ib、Ic由偏置电路144提供。

以下说明偏置电路144的动作。控制端子116的控制信号(Vapc)，被输入到偏置电路144内的电压电流转换电路140中的运算放大器117，由运算放大器117的输出电压驱动p型MOSFET118的栅极。p型MOSFET118的漏极电流Id，与恒流电路141内的p型MOSFET128的漏极电流Ie一起，流入电阻119(电阻值Rd)，p型MOSFET118与电阻119的连接点的电压被反馈给运算放大器117。利用该反馈电路，p型MOSFET118的漏极电流Id，与输入到控制端子116的控制电压Vapc被控制为Id＝(Vapc/Rd)-Ie的关系。p型MOSFET118、120、121、122的栅极电压公用，因此各p型MOSFET的漏极电流比取决于栅极宽度比。设p型MOSFET118、120、121、122的栅极宽度分别为Wd、Wa、Wb、Wc，漏极电流分别为Id、Ia、Ibo、Ico，则Ia＝Id(Wa/Wd)，Ibo＝Id(Wb/Wd)，Ico＝Id(Wc/Wd)。

恒流电路141的运算放大器125接收由电源电压和电阻123、电阻124的电阻比所确定的电压Voff。运算放大器125的输出驱动p型MOSFET126的栅极。p型MOSFET126的漏极电流Io流入电阻127(电阻值Rd)。p型MOSFET126与电阻127的连接点的电压被反馈给运算放大器125。利用该反馈电路，p型MOSFET126的漏极电流Io，被控制为Io＝Voff/Rd。p型MOSFET126、128、129的栅极电压公用，因此各p型MOSFET的漏极电流比取决于栅极宽度比。设p型MOSFET126、128、129的栅极宽度分别为Wd、Wd、Wb。设p型MOSFET126、128、129的漏极电流分别为Io、Ie、If，则Ie＝Io(Wd/Wd)，If＝Io(Wb/Wd)。p型MOSFET129的漏极电流If，由n型MOSFET130、131构成的电流镜电路乘以镜比，成为n型MOSFET131的漏极电流Ig。将镜比取为x1，则Ig＝x1·If。

稳压电路142的输出电流Ib，在晶体管134、107的尺寸比为x2时，利用输入电流Ibo-Ig和晶体管的hfe，成为Ib＝(Ibo-Ig)·(hfe·x2)/(hfe+x2+1)。同样，稳压电路143的输出电流Ic，在晶体管138、111的尺寸比为x3时，利用输入电流Ico和晶体管的hfe，成为Ic＝Ico·hfe·x3/(hfe+x3+1)。

根据以上结果计算后，提供给各级晶体管的偏置电流Ia、Ib、Ic为：

Ia＝(Vapc-Voff)/Rd·(Wa/Wd)

Ib＝{Vapc-(1+x1)·Voff}/Rd·(Wb/Wd)·(hfe·x2)/(hfe+x2+1)

Ic＝(Vapc-Voff)/Rd·(Wc/Wd)·(hfe·x3)/(hfe+x3+1)

将0代入Ia、Ib、Ic，则Ia、Ib、Ic的启动电压Vapc分别为Voff、(1+x1)Voff、Voff。

因此，使用本实施方式的偏置电路144后，能够用镜比x1将提供给第二级晶体管107的偏置电流Ib的启动电压与提供给初级晶体管103和第三级晶体管111的偏置电流Ia、Ic的启动电压的差(即x1·Voff)设定成任意的正值。由于镜比不易受工艺离差的影响，所以能够再现性优良地设定启动电压的差。

本实施方式的偏置控制式高频功率放大器，通过调整镜比x1能够提高功率控制的线性。图9(b)表示使镜比x1为最佳时的功率控制特性。与图5和图6所示的偏置电路的例子不同，dVout/dVapc的平坦区域已扩展到Vout小的低输出侧，可知改善了功率控制线性。

图9(a)是偏置电流Ia、Ib、Ic的控制电压Vapc依赖关系的图。在该例子中，偏置电流的启动电压差的最佳值为80mV。在该例子中所使用的晶体管为InGaAs/GaAs异质结双极晶体管，基极-发射极间电压Vbe约为1.3V。这样，偏置电流的启动电压差的最佳值通常为大致比Vbe小1位的值(即，优选的是小于等于基极-发射极间电压Vbe的0.1倍。)。

图11(a)、图11(b)是表示将偏置电流Ib的启动电压与偏置电流Ia、Ic的启动电压的差(x1·Voff)变为0mV、50mV、100mV、125mV、150mV、200mV进行了模拟时的功率控制特性。图11(a)表示Vout，图11(b)表示dVout/dVapc。将Voff取为500mV进行了模拟。从图11(a)、图11(b)可知，在偏置电流的启动电压差为125mV的位置，能得到最佳结果。比图9(a)、图9(b)所示的实测值(80mV)略高，这可认为是模拟误差导致的结果。根据该结果，可以认为偏置电流的启动电压差，大致在200mV或在200mV以下存在最佳值。

用图5所示的偏置电路也能对启动电压设置差，但可设置的差仅限于Vbe，因此，无法实现由本实施方式所得到的那样的功率控制线性改善效果。因此，本实施方式的功率控制线性改善效果，是利用能实现任意启动电压差的本实施方式的偏置电路，设置比Vbe约小1位的启动电压差时才会出现的效果，是用以往技术无法实现的效果。

通过基于图1的电路进行本领域技术人员公知的电路变更，能够实现能将提供给第三级晶体管111的偏置电流Ic的启动电压与提供给初级晶体管103和第二级晶体管107的偏置电流Ia、Ib的启动电压的差设定成任意正值的偏置电路。此时通过调整启动电压差，能得到与本实施方式等同的功率控制线性改善效果。该功率控制特性的具体例子示于图10(b)。该例子中的偏置电流的启动电压差的最佳值，由图10(a)可知为90mV。在该例子中所使用的晶体管也是InGaAs/GaAs异质结双极晶体管。

同样，通过基于图1的电路进行本领域技术人员公知的电路变更，也能够实现将提供给初级晶体管103的偏置电流Ia的启动电压与提供给第二级晶体管107和第三级晶体管111的偏置电流Ib、Ic的启动电压的差设定成任意值的偏置电路。但是，此时功率控制线性的改善效果变小。

同样，通过基于图1的电路进行本领域技术人员公知的电路变更，也能够实现将提供给某一级晶体管的偏置电流的启动电压与提供给其他极晶体管的偏置电流Ib、Ic的启动电压的差设定成任意负值的偏置电路。但是，此时功率控制线性的改善效果也变小。因此，为了得到功率控制线性改善效果，将提供给初级以外的级的晶体管的偏置电流的启动电压，与提供给初级晶体管的偏置电流的启动电压相比向正值挪动的方法是尤为有效的。

可以认为，出现这样的效果的原因在于，将提供给初级放大级晶体管的偏置电流的启动电压设置成比提供给初级以外的放大级晶体管的偏置电流的启动电压低数10mV至100mV，从而在初级以外的放大级晶体管进行动作时，初级放大级晶体管已经进行动作，因此功率控制的线性区域扩大。

因此，本实施方式的偏置控制式高频功率放大器，功率控制线性优良，能够比LDO控制式高频功率放大器效率高，通过在极性环式发送器中使用，能够实现适于在EDGE系统中使用的高效发送器。

即，根据本实施例，能够改善高频功率放大器的功率控制线性，能够实现可用于极性环式发送器的高频功率放大器，能够实现比LDO控制式高频功率放大器效率高的高频功率放大器。

以上，对本发明人所完成的发明基于其实施方式具体地进行了说明，但本发明不限于上述实施方式，当然在不脱离其主旨的范围内可以进行各种变更。

例如，在上述实施方式中，作为放大级晶体管说明了异质结双极晶体管，但不限于此，也可应用其他晶体管。

另外，在上述实施方式中，说明了放大级晶体管为3级结构的情况，但不限于此，也可应用2级结构的高频功率放大器。

在以上说明中，主要说明了将本发明人所完成的发明应用于在作为其所属技术领域的移动电话终端中使用的极性环式发送器的情况，但不限于此，也可应用于其他通信设备。

Claims

1.一种高频功率放大器，包括多个放大级晶体管和对上述多个放大级晶体管的各放大级晶体管提供基极偏置电流的偏置电路，其特征在于：

提供给各放大级晶体管的上述基极偏置电流，相对于输入到上述偏置电路的控制电压线性地进行变化，

上述多个放大级晶体管中，提供给初级的第一放大级晶体管的第一基极偏置电流开始流动的第一控制电压，低于提供给初级以外的第二放大级晶体管的第二基极偏置电流开始流动的第二控制电压，

上述第二控制电压与上述第一控制电压的差，小于上述放大级晶体管的基极-发射极间电压。

2.根据权利要求1所述的高频功率放大器，其特征在于：

上述第二控制电压与上述第一控制电压的差，大于0V，小于等于上述放大级晶体管的基极-发射极间电压的0.1倍。

3.根据权利要求1所述的高频功率放大器，其特征在于：

上述第二控制电压与上述第一控制电压的差，大于0V，小于等于200mV。

4.根据权利要求1所述的高频功率放大器，其特征在于：

上述偏置电路，包括调整上述第二控制电压与上述第一控制电压的差的电路。

5.根据权利要求4所述的高频功率放大器，其特征在于：

调整上述第二控制电压与上述第一控制电压的差的电路，由电流镜电路来稳定。

6.根据权利要求1所述的高频功率放大器，其特征在于：

上述偏置电路包括

电压电流转换电路，将输入到上述偏置电路的控制电压转换成电流；

恒流电路，对由上述电压电流转换电路所转换的电流添加补偿电流；以及

稳压电路，接受由上述电压电流转换电路所转换的电流，输出上述基极偏置电流。

7.根据权利要求6所述的高频功率放大器，其特征在于：

上述恒流电路包括电流镜电路，由上述电流镜电路来稳定。

8.根据权利要求1所述的高频功率放大器，其特征在于：

上述多个放大级晶体管是三级结构，

上述第二放大级晶体管是第二级的放大级晶体管，

提供给第三级的第三放大级晶体管的第三基极偏置电流开始流动的第三控制电压，等于初级的上述第一控制电压。

9.根据权利要求1所述的高频功率放大器，其特征在于：

上述多个放大级晶体管是三级结构，

上述第二放大级晶体管是第三级的放大级晶体管，

对第二级的第三放大级晶体管提供的第三基极偏置电流开始流动的第三控制电压，等于初级的上述第一控制电压。

10.根据权利要求1所述的高频功率放大器，其特征在于：

上述多个放大级晶体管是异质结双极晶体管。