CN1917381A - 可变增益放大装置和无线电通信装置 - Google Patents

Abstract

本发明揭示一种可变增益放大装置，包含：一个放大器；一个或多个与所述放大器并联的第一开关单元；和一个与所述第一开关单元串联的移相器。其中假如输入信号或输出信号电平高于预设电平，则所述第一开关单元启用；假如所述输入信号或输出信号电平等于或低于所述预设电平，则所述第一开关单元禁用。当所述第一开关单元启用时，所述放大器不运行，当所述第一开关单元禁用时，所述放大器运行。且当所述输入信号通过所述放大器时的相移量基本上等于当所述输入信号通过所述第一开关单元和所述移相器时的相移量。

Description

可变增益放大装置和无线电通信装置

本申请是申请日：2002.10.08，申请号为02144280.0，名称为“可变增益放大装置和无线电通信装置”的申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及有增益控制功能的可变增益放大装置和无线电通信装置。

背景技术

无线电系统中接收设备，典型的蜂窝电话，其前级放大电路假如接收非常微弱的信号，则需要低噪声和高增益特性；假如接收强大信号则前置放大器需要低失真和低增益特性。

尤其是，在现行的移动通信中，因为电场强度在接收期间依赖于基站和移动站之间距离而发生显著的变化，所以接收装置需要一个大的动态范围，从而接收设备的前置放大电路需要具有增益控制功能。

图21显示一个蜂窝电话终端主要部分的电路结构，其中使用了带有此增益控制功能的传统可变增益放大装置。图21的蜂窝电话终端用于使用调制系统例如QPSK(正交相移键控)的数字无线通信中。

在图21中，蜂窝电话终端包含一付天线1、一个天线转换开关2、一个发射电路部分3、一个可变增益放大装置4、一个混合器7、一个滤波器8、混合器9、10、一个本地振荡器11和一个移相器12。可变增益放大装置4、混合器7、滤波器8、混合器9、10、本地振荡器11和移相器12组成一个接收电路部分。混合器9、10、本地振荡器11和移相器12组成一个正交解调器。

天线1发送一个作为发送波的发送信号，并接收一个作为接收信号的接收波。天线转换开关2引导发送信号从发射电路3输出到天线1，并引导天线1接收的接收波到可变增益放大装置4。可变增益放大装置4是一个放大接收信号的电路，作为接收电路部分的前置放大器。混合器7是一个电路，其它将来自振荡器(未示出)的输入信号与由可变增益放大装置4放大的接收信号组合，从而把放大信号转变成一个中频信号。滤波器8是一个削弱转变成中频信号的信号中的不需要频率成分的电路。混合器10是一个将从滤波器8输出的信号和从本地振荡器11输入的信号一起组合，从而解调基带I信号的电路。混合器9是一个将从滤波器8输出的信号和一个被移相器12相移90度的信号一起组合，从而解调基带Q信号的电路。移相器12是一个把由本地振荡器振荡的信号相位移相90度的电路。

可变增益放大装置4包含一个放大器5和一个开关单元6。

现描述此传统蜂窝电话终端的运行。

天线1接收的接收信号被可变增益放大装置4经天线转换开关2放大。混合器7把可变增益放大装置4放大的接收信号变换成中频信号，滤波器8削减此已变换的中频信号的不需要频率成分。

另一方面，来自本地振荡器11的信号被输出到混合器10和移相器12。混合器10将来自滤波器8输出信号和从本地振荡器11输入的信号一起组合，从而解调基带I信号。

移相器12将来自本地振荡器11的信号进行90度相移，并将此信号输出到混合器9，混合器9将来自滤波器8的输出信号和来自移相器12的信号一起组合，从而解调基带Q信号。

已解调的基带I信号和基带Q信号被输入到基带部分(未显示)，在此他们被存储成数字语音数据。

假如蜂窝电话终端存在于基站的封闭区域等等，则天线1接收的接收信号振幅是大的。在这种情况，一个大接收信号被输入到可变增益放大装置4。在这种情况，停止对用于使放大电路5工作的可变增益放大装置4的电源电压的供给，且控制开关单元6以使其启用。从而，从天线转换开关2输入的大接收信号通过开关单元6，没有被放大器5放大，输出到混合器7。那就是，可变增益放大装置4运行在一个低增益模式。这样，当接收信号振幅大时，可变增益放大装置4运行在一个低增益模式。

另一方面，假如蜂窝电话终端存在于离基站有很大的距离等等，则天线1接收的接收信号强度非常低。在这种情况，一个非常微弱信号输入到可变增益放大装置4。在这种情况，提供给可变增益放大装置4电源电压来运行放大电路5，且控制开关单元6以使它禁用。从而，从天线转换开关2输入的非常微弱接收信号被放大器5放大且不通过开关单元6，并随后输出到混合器7。那就是，可变增益放大装置4运行在一个高增益模式。这样，当接收信号强度非常低时，可变增益放大装置5运行在高增益模式。

这样，当接收信号振幅大时，可变增益放大装置4运行在低增益模式，当接收信号强度非常低时，运行在高增益模式，从而可变增益放大装置4可以拥有一个宽的动态范围。

然而，发明者发现当可变增益放大装置4运行在低增益模式时，通过可变增益放大装置4的接收信号的相移数量不同于当可变增益放大装置4运行在高增益模式时，通过可变增益放大装置4接收信号的相移数量。

因此，当可变增益放大装置4从低增益模式切换到高增益模式，或从高增益模式切换到低增益模式时，从可变增益放大装置4输出信号的相位以不连续方式被偏移，从而导致不可能在由混合器9、混合器10、本地振荡器11和移相器12组成的正交解调器中提供同步。因此，基带I信号和基带Q信号不能在正交解调器中被正常解调，直到能提供同步为止。

所述情况将更具体地描述。首先，描述正交解调器正常解调基带I信号和基带Q信号的情况。

假设输入到正交调制器的信号用式1表达。

[式1]

S(t)＝I(t)·cosωt+Q(t)sinωt

其中I(t)表示取+1或-1值的数字信号，Q(t)表示取+1或-1值的数字信号。

在这种情况，本地振荡器11可以被输入到正交调制器的信号S(t)同步，从而本地振荡器11输出一个振荡在cosωt的信号到混合器10。从而，在混合器10中，从本地振荡器信号1输出的信号和输入到正交解调器的信号一起组合，这样从混合器10输出信号由下面的式2表达。

[式2]

S(t)·cosωt＝I(t)·(1/2)·(cos2ωt+1)+

              Q(t)·(1/2)·sin2ωt

此输出信号通过低通滤波器(在图21中未显示)，由下式3表示的基带I信号被解调。

[式3]

(1/2)·I(t)

另一方面，从本地振荡器11输出信号cosωt输入到移相器12，且移相器12把该相位移相90度，从而输出信号sinωt到混合器9。在混合器9中，从移相器12输出的信号和输入到正交解调器的信号一起组合，这样从混合器9输出信号由下式4表达。

[式4]

S(t)·sinωt＝I(t)·(1/2)·sin2ωt+

              Q(t)·(1/2)·(1-cos2ωt)

输出信号通过低通滤波器(在图21中未显示)，由下式5表示的基带Q信号被解调。

[式5]

(1/2)·Q(t)

这样，在这种情况，从正交解调器输入信号S(t)可以被本地振荡器11振荡的信号同步，基带I信号和基带Q信号可被正交解调器正常地解调。

由式3和5表示的已解调的基带I信号和基带Q信号值的例子，分别示于在图22(A)中。那就是，在图22(B)中，I(t)和Q(t)的值彼此一样，随着时间变化从+1到-1到+1…。图22(B)显示一个曲线，对于给定值I(t)和Q(t)基带I信号在水平轴，基带Q信号在垂直轴。在图22(A)中显示一对基带I信号和基带Q信号被绘制在图22(B)中的第一和第三象限。当直线沿着绘制点描绘时，线关于水平轴倾斜45度角。

这里，假设天线1接收的接收信号振幅改变，结果可变增益放大装置4从低增益模式切换到高增益模式，或从高增益模式切换到低增益模式。在这种情况，如上所述，当可变增益放大装置4运行在低增益模式时，通过可变增益放大装置4接收信号的相移量不同于当可变增益放大装置4运行在高增益模式时，通过可变增益放大装置4接收信号的相移数量。从而，输入信号S(t)的相位对正交解调器来说被移相。

这样，输入信号S(t)到正交调制器，由下式6表达。

[式6]

S(t)＝I(t)·cos(ωt+)+Q(t)·sin(ωt+)

其中I(t)表示取+1或-1值的数字信号，Q(t)表示取+1或-1值的数字信号。

在这种情况，本地振荡器11输出一个振荡在cosωt的信号到混合器10。从而，在混合器10中，从本地振荡器信号1输出的信号和输入到正交解调器的信号一起组合，这样从混合器10输出信号由下式7表达。

[式7]

S(t)·cosωt＝I(t)·(1/2)·(cos+cos2ωt)+

Q(t)·(1/2)·(-sin+sin2ωt)

此输出信号通过低通滤波器(在图21中未显示)，由下式8表示的基带I信号被解调。

[式8]

(1/2)·(I(t)·cos-Q(t)·sin)

另一方面，从本地振荡器11输出信号cosωt输入到移相器12，且其相位被移相器12进行90度相移，从而输出信号sinωt到混合器9。在混合器9中，从移相器12输出的信号和输入到正交解调器的信号一起组合，这样从混合器9输出信号由下式9表达。

[式9]

S(t)·sinωt＝I(t)·(1/2)·(sin+sin2ωt)+

              Q(t)·(1/2)·(cos-cos2ωt)

此输出信号通过低通滤波器(在图21中未显示)，由下式10表示的基带Q信号被解调。

[式10]

(1/2)·(I(t)·sin+Q(t)·cos)

这样，当可变增益放大装置4的模式被切换时，其结果输入到正交调制的信号S(t)的相位被移相，已解调的基带I信号和基带Q信号被改变成如图23所示那样。即图22(A)所示情况改变为图23(A)所示情况，且在图22(B)显示的相关曲线改变为如图23(B)。特别是，图23(A)显示的一对基带I信号和基带Q信号绘制在图23(B)的第一和第三象限，但当沿直线沿着绘制点描绘时，该直线关于水平轴倾斜45度角。

这样，倘若一对已解调的基带I信号和基带Q信号值在图22(A)中用(1，1)表示，当可变增益放大装置4的模式被切换时，这对值可能被移位到第二象限。在某些情况，这对值可能被移位到第三象限。

这样，当可变增益放大装置4的模式被切换时，基带I信号和基带Q信号可以被正常解调，直到可变增益放大装置4的模式被切换后，本地振荡器11被输入到正交解调器的信号同步，从而，语音数据信号可以被正常存储，其可以导致蜂窝电话终端的接收语音断开和噪音的产生。

换句话说，当可变增益放大装置的增益被切换时，存在诸如从可变增益放大装置4输出信号的相位以不连续方式被移相这种问题。

发明内容

考虑到这个问题，本发明的目的是提供一种可变增益放大装置和无线电通信装置。此种可变增益放大装置能够充分减少从可变增益放大装置输出的相位被以不连续方式被移相的情况，即使在可变增益放大装置的增益被切换时。

本发明的第一方面是一种可变增益放大装置，包含：

一个放大器；

一个或多个与所述放大器并联的第一开关单元；和

一个与所述第一开关单元串联的移相器；

其中，所述移相器包括使用多个无源单元的多级电路，每个所述无源单元具有从输入端向输出端的单调增加或单调减少的阻抗；

假如输入信号或输出信号电平高于预设电平，则所述第一开关单元启用；假如所述输入信号或输出信号电平等于或低于所述预设电平，则所述第一开关单元禁用；

当所述第一开关单元启用时，所述放大器不运行，当所述第一开关单元禁用时，所述放大器运行；且

当所述输入信号通过所述放大器时的相移量基本上等于当所述输入信号通过所述第一开关单元和所述移相器时的相移量。

本发明的第二方面是根据第一方面所述的可变增益放大装置，其特征在于，所述第一开关单元包含一个或多个第三开关单元和一个或多个第四开关单元；

所述第三开关单元的一端与所述放大器的输入连接；

所述第三开关单元的另一端与所述移相器的一端连接；

所述移相器的另一端与所述第四开关单元的一端连接，且

所述第四开关单元的另一端与所述放大器的输出连接。

本发明的第三方面是一种可变增益放大装置，包含：

一个放大器；

一个或多个与所述放大器并联的开关单元；和

一个与所述放大器串联的移相器；

其中，所述移相器包括使用多个无源单元的多级电路，每个所述无源单元具有从输入端向输出端的单调增加或单调减少的阻抗；

假如输入信号或输出信号电平高于预设电平，则所述开关单元启用，假如输入信号或输出信号电平等于或低于所述预设电平，则所述开关单元禁用；

当所述开关单元启用时，所述放大器不运行，当所述开关单元禁用时，所述放大器运行；且

当所述输入信号通过所述放大器时的相移量基本上等于当所述输入信号通过所述第一开关单元和移相器时的相移量。

本发明的第四方面是根据第一到第三方面任一所述的可变增益放大装置，其特征在于，所述移相器包含一个或多个串联电容器和一个或多个并联电阻器。

本发明的第五方面是根据第一到第三方面任一所述的可变增益放大装置，其特征在于，所述移相器包含一个或多个串联的电阻器和一个或多个并联电容器。

本发明的第六方面是根据第一到第三方面任一所述的可变增益放大装置，其特征在于，所述移相器包含一个或多个带状传输线，所述带状传输线连接得使特征阻抗单调增加或单调减少。

本发明的第七方面是根据第一到第三方面任一所述的可变增益放大装置，其特征在于，所述移相器包含一个或多个并行双线传输线，所述并行双线传输线连接得使特征阻抗单调增加或单调减少。

本发明的第八方面是根据第一到第三方面任一所述的可变增益放大装置，其特征在于，所述移相器包含一个或多个串联的电容器和一个或多个并联电感器。

本发明的第九方面是根据第一到第三方面任一所述的可变增益放大装置，其特征在于，所述移相器包含一个或多个串联的电感器和一个或多个并联电容器。

本发明的第十方面是根据第一到第三方面任一所述的可变增益放大装置，其特征在于，通过电阻器或电感器，所述开关单元的一端或两端都接地。

本发明的第十一方面是一种无线电通信装置，包含根据第一到第三方面任一所述的可变增益放大装置，并使用相位调制信号作为发送/接收信号。

本发明的第十二方面是一种无线电通信装置，包含：

根据第一到第三方面任一所述的可变增益放大装置；

一个电平检测电路用于检测所述可变增益放大装置后部中的接收信号电平；和

一个控制电路用于切换所述可变增益放大装置的增益；

其中假如所述电平检测电路检测到的电平高于预设电平，则所述可变增益放大装置被切换到一个低增益状态；和

假如所述电平检测电路检测到的电平等于或低于预设电平，则所述可变增益放大装置被切换到一个高增益状态。

本发明的第十三方面是一种无线电通信装置，包含：

根据第一到第三方面任一所述的可变增益放大装置；

一个信道选择滤波器；

一个第一电平检测电路用于检测信道选择滤波器前级中的接收信号电平；

一个第二电平检测电路用于检测信道选择滤波器后级中的接收信号电平；和

一个控制电路用于切换所述可变增益放大装置的增益；

其中所述可变增益放大装置的输出输入到所述信道选择滤波器；

假如所述第二电平检测电路检测到的电平高于第一预设电平，则所述可变增益放大装置被切换到一个低增益状态；和

假如所述第二电平检测电路检测到的电平等于或低于所述第一预设电平，且所述第一电平检测电路检测到的电平等于或低于第二预设电平，则所述可变增益放大装置被切换到一个高增益低电流状态且

假如所述第二电平检测电路检测到的电平等于或低于所述第一预设电平，且所述第一电平检测电路检测到的电平等于或低于所述第二预设电平，则所述可变增益放大装置被切换到一个高增益高电流状态。

附图说明

图1显示本发明第一实施例中可变增益放大装置的结构。

图2显示本发明第一实施例中可变增益放大装置的另一种结构。

图3显示本发明第一实施例中可变增益放大装置的另外一种结构。

图4显示本发明第二实施例中可变增益放大装置的一种结构。

图5显示本发明第二实施例中可变增益放大装置的另一种结构。

图6显示本发明第三实施例中可变增益放大装置的电路图。

图7显示本发明第三实施例中具有平衡电路的可变增益放大装置的电路图。

图8显示本发明第三实施例中另一种结构的可变增益放大装置的电路图。

图9显示本发明第三实施例中另一种结构的可变增益放大装置的电路图。

图10显示本发明第三实施例中另外一种结构的可变增益放大装置的电路图。

图11显示了高频开关单元的剖视结构的示意图，此高频开关单元用于本发明第三实施例中可变增益放大装置中。

图12显示本发明第四实施例中使用带状传输线的可变增益放大装置的电路图。

图13显示本发明第四实施例中使用带状传输线的另一种结构的可变增益放大装置的电路图。

图14显示本发明第五实施例中使用并行双线的可变增益放大装置的电路图。

图15显示本发明第五实施例中使用并行双线的另一种结构的可变增益放大装置的电路图。

图16显示本发明第六实施例中可变增益放大装置的电路图。

图17显示本发明第六实施例中通过平衡电路构成的可变增益放大装置的电路图。

图18显示本发明第六实施例中另一结构的可变增益放大装置的电路图。

图19显示本发明第六实施例中另外一种结构的可变增益放大装置的电路图。

图20显示本发明第六实施例中另外一种结构的可变增益放大装置的电路图。

图21显示使用可变增益放大装置的蜂窝电话终端的结构。

图22(A)显示当信号同步时，通过正交解调器解调的基带I信号和基带Q信号对值的曲线。

图22(B)显示当信号同步时，通过正交解调器解调的基带I信号和基带Q信号对值的信号波形。

图23(A)显示当信号不同步时，通过正交解调器解调的基带I信号和基带Q信号对值的曲线。

图23(B)显示当信号不同步时，通过正交解调器解调的基带I信号和基带Q信号对值的信号波形。

图24是微带状传输线的方块图。

图25(A)显示本发明第一实施例中另一种结构的可变增益放大装置的结构。

图25(B)显示本发明第一实施例中另一种结构的可变增益放大装置的结构。

图26显示本发明第四实施例中另一种结构的可变增益放大装置的电路图。

图27显示本发明第七实施例中无线电通信装置的方块图。

图28显示本发明第七实施例中无线电通信装置结构的方块图。

图29显示本发明第七实施例中无线电通信装置结构的方块图。

图30显示本发明第七实施例中无线电通信装置结构的方块图。

符号描述

13放大器

14开关单元

15移相器

16输入终端

17输出终端

18可变增益放大装置

19可变增益放大装置

20开关单元

21可变增益放大装置

22反馈电路

23开关单元

24可变增益放大装置

25可变增益放大装置

30可变增益放大装置

31开关单元电源供应终端

32可变增益放大装置

33可变增益放大装置

34可变增益放大装置

35可变增益放大装置

36可变增益放大装置

37可变增益放大装置

101、101a、101b    晶体管

102、102a、102b    晶体管

103、103a、103b    电感器

104、104a、104b    电阻器

105、105a、105b    负反馈侧电容器

106  旁路电容器

107  偏置电源电路

108  偏置电源电路

111、112、113    电阻器

114、114a、114b、115、115a、115b、116、116a、116b    电容器

121、121a、121b、122、122a、122b、123、123a、123b    开关单元

124、124a、124b    反相器

131、131a、131b    输入侧电容器

132、132a、132b    扼流圈

133、133a、133b    输出侧电容器

311、312、313    电阻器

314、315、316    电容器

411、412、413    电容器

414、415、416    电阻器

511、512、513    电容器

514、515、516    电阻器

601  半导体基底

602  n-型井

603  p-型井

604  栅极绝缘薄膜

605  栅极电极

606  漏极层

607  源极层

608  沟道部分

609  沟道部分

610、611、612    电阻器

P3     电压控制终端

P10    输入节点

P20    输出节点

711、712、713    带状传输线

811、812、813    带状传输线

911a、911b       传输线

912a、912b       传输线

913a、913b       传输线

1011a、1011b     传输线

1012a、1012b     传输线

1013a、1013b     传输线

具体实施方式

接下来本发明的实施例将参照附图描述。

(第一实施例)

首先描述第一实施例。

图1显示了此实施例的可变增益放大装置18。例如，可变增益放大装置18作为如图21中的蜂窝电话终端的可变增益放大装置4那样使用。

可变增益放大装置18包含一个放大器13、一个开关单元14和一个移相器15。

放大器13的输入与输入终端16连接，它的输出与输出终端17连接。开关单元14的一端与放大器13的输入连接，另一端与移相器15的一端连接。移相器15的另一端与放大器13的输出连接。输入终端16是一个终端，向其输入从图21中天线转换开关2的前级输出的接收信号；输出终端17是一个终端，用于输出在可变增益放大装置18中放大的信号到图21的混合器7和类似的混合器的后级。

这样，此实施例的可变增益放大装置18有这样一种结构，即开关单元14与放大器13并联，移相器15与开关单元14串联。

现在描述此实施例的运行。

此实施例的可变增益放大装置18依照控制电路(未显示)的控制运行。基于在天线1接收的接收信号电平，控制电路控制可变增益放大装置18的运行。

这就是，执行控制以使假如输入信号电平高于预设电平时开关单元14启用，假如输入信号电平等于或低于预设电平时开关单元14禁用。

同样，执行控制以使当开关单元14启用时，放大器13不运行，当开关单元14禁用时，放大器13运行。例如，通过当放大器13将被运行时，提供运行放大器13的电源电压，当放大器13的运行将被终止时，终止提供运行放大器13的电源电压来执行控制。

从而，假如接收信号电平高于预设电平，则可变增益放大装置18运行在低增益模式。那就是，因为开关单元启用和放大器13终止它的运行，所以接收信号从输入终端16输入，通过开关单元14和移相器15，从输出终端17输出。

另一方面，假如接收信号电平等于或低于预设电平，则可变增益放大装置18运行在高增益模式。那就是，因为开关单元禁用和放大器13运行，所以接收信号从输入终端16输入，通过放大器13放大，并从输出终端17输出。

移相器15对输入移相器15的接收信号的相位移相，以使当接收信号通过放大器时的相移量基本上等于当接收信号通过开关单元14和移相器15时的移相量。

从而，即使接收信号的信号电平改变，结果可变增益放大装置18从高增益模式切换到低增益模式，或从低增益模式切换到高增益模式，从输出终端17输出的信号相位没有以不连续方式移相。

那就是，即使可变增益放大装置18的模式被切换，输入图21的正交解调器的输入信号相位没有以不连续方式移相，因此使防止接收语音从蜂窝电话终端的断开和有关模式切换噪音的产生成为可能。因此，通过在典型蜂窝电话的无线电系统的接收装置的前置放大电路中，使用此实施例的可变增益放大装置18，可提供蜂窝电话终端和类似产品的高品质接收语音。

此外，在此实施例中，开关单元14与放大器13的输入连接，移相器15与放大器13的输出连接。但本发明不局限于此种结构。

图2显示的可变增益放大装置19拥有不同于图1显示的结构。在可变增益放大装置19中，开关单元14与放大器13的输出连接，移相器15与放大器13的输入连接。在可变增益放大装置19中，开关单元14和移相器15与在可变增益放大装置18中的位置彼此互换。那就是，移相器15的一端与放大器13的输入连接，移相器15的另一端与开关单元14的一端连接，开关单元14的另一端与放大器13的输出连接。可变增益放大装置19的使用，使获得如上所述的相同有效程度成为可能。

图3显示的可变增益放大装置21拥有不同于图1显示的结构。不像图1的可变增益放大装置18，可变增益放大装置21包含二个开关单元。特别是，在可变增益放大装置21中，开关单元14的一端与放大器13的输入连接，开关单元14的另一端与移相器15连接，移相器15的另一端与开关单元20的一端连接，开关单元20的另一端与放大器13的输出连接。

假如从输入终端16输入的接收信号电平高于预设电平，则开关单元14、20启用，假如从输入终端16输入的接收信号电平等于或低于预设电平，则开关单元14、20禁用。如在所述实施例的情况一样，控制运行放大器13的电源电压，以使当开关单元14、20启用时，放大器13不运行，当开关单元14、20禁用时，放大器13运行。

移相器15对输入移相器15的接收信号相位移相，以使当从输入终端16输入的接收信号通过放大器13时的相移量基本上等于当从输入终端16输入的接收信号通过开关单元14、移相器15和开关单元20时的相移量。

在图1的可变增益放大装置18中，假如输入到输入终端16的接收信号电平等于或低于预设电平，开关单元14禁用，但移相器15的另一端仍然与放大器13的输出连接。因此，由于移相器15与放大器13的输出连接的事实，放大器13的品质或多或少地被牺牲了。

同样，在图2的可变增益放大装置19中，假如输入到输入终端16的接收信号电平等于或低于预设电平，开关单元14禁用，但移相器15的另一端仍然与放大器13的输入连接。因此，由于移相器15与放大器13的输入连接的事实，放大器13的品质或多或少地被牺牲了。

另一方面，在图3的放大器13中，假如输入到输入终端16的接收信号电平等于或低于预设电平，开关单元14和20都禁用，因此移相器15与放大器13的输入和输出断开。因此，在图3的可变增益放大装置21中，除获取此实施例的效率外，还可预防由移相器15导致的放大器13的某种降质。

图25(A)显示的可变增益放大装置61拥有不同于图1显示的结构。不像图1的可变增益放大装置18，可变增益放大装置61拥有与放大器13串联的移相器15a。特别是，在可变增益放大装置61中，开关单元14的一端与放大器13的输入连接，开关单元14的另一端与移相器15a的一端连接，移相器15a的另一端与放大器13的输出连接。移相器15a与图1可变增益放大装置18的移相器15不同。那就是，移相器15a对输入移相器15a的接收信号相位移相，以使当接收信号通过放大器13和移相器15a时的相移量基本上等于当接收信号通过开关单元14时接收信号的相移数量。

移相器15a的位置和可变增益放大装置61的放大器13的位置可以彼此交换。图25(B)显示了由这些位置变换而产生的可变增益放大装置62。可变增益放大装置62中，移相器15a的一端与放大器13的输入连接，移相器15a的另一端与开关单元14的一端连接。放大器13的输出与开关单元14的另一端连接。这样，即使移相器15a与放大器13的位置彼此交换，也可以获得与此实施例相同的有效程度。如图25(A)和25(B)所示，放大器13也可以与移相器15a串联。

(第二实施例)

现在描述第二实施例。

图4显示此实施例的可变增益放大装置24。例如，可变增益放大装置24像图21的蜂窝电话终端的可变增益放大装置4一样使用。此外，与第一实施例同样的部分使用相同的符号，在此就不再描述。

可变增益放大装置24包含放大器13、开关单元14、移相器15、开关单元20、反馈电路22和开关单元23。

放大器13的输入与终端16的输入连接，其输出与终端17的输出连接。开关单元14一端与放大器13的输入连接，另一端与移相器15的一端连接。移相器15的另一端与开关单元20的一端连接，开关单元20的另一端与放大器13的输出连接。开关单元23的一端与放大器13的输出连接，开关单元23的另一端与反馈电路22的一端连接，反馈电路22的另一端与放大器12的输入连接。

现在描述此实施例的运行。

此实施例的可变增益放大装置24依照如第一实施例情况的控制电路(未显示)的控制运行。基于在天线1接收的接收信号电平，控制电路控制可变增益放大装置18的运行。

这就是，执行控制以使假如输入信号电平高于预设电平时开关单元14和20启用，假如输入信号电平等于或低于预设电平时开关单元14和20禁用。

执行控制以使当开关单元14启用时，放大器13不运行，当开关单元14禁用时，放大器13运行。例如，通过当放大器13将被运行时，提供运行放大器13的电源电压，当放大器13的运行将被终止时，终止提供运行放大器13的电源电压来执行控制。另外，当开关单元14和20启用时，开关单元23禁用，当开关单元14和20禁用时，开关单元23启用。

从而，假如接收信号电平高于预设电平，则可变增益放大装置24运行在低增益模式。那就是，因为开关单元14和20启用，放大器13终止运行且开关单元23禁用，所以接收信号从输入终端16输入，通过开关单元14、移相器15和开关单元20，从输出终端17输出。

另一方面，假如接收信号电平等于或低于预设电平，则可变增益放大装置18运行在高增益模式。那就是，因为开关单元14和20禁用，放大器13运行且开关单元23启用，所以接收信号从输入终端16输入，通过放大器13放大，从输出终端17输出，且对来自放大器13的某些输出信号，通过开关单元23和反馈电路22，对放大器13的输入应用负反馈。

移相器15移相输入移相器15的接收信号相位，以使当接收信号通过放大器13时的相移量基本上等于当接收信号通过开关单元14、移相器15和开关单元20时的移相量。

从而，即使接收信号的信号电平改变，结果可变增益放大装置24从高增益模式切换到低增益模式，或从低增益模式切换到高增益模式，从输出终端17输出的信号相位没有以不连续方式被移。

那就是，即使可变增益放大装置24的模式被切换，输入图21的正交解调器的输入信号相位也没有以不连续方式被移相，因此使防止了从蜂窝电话终端接收语音的断开和有关模式切换产生噪音成为可能。因此，通过在典型蜂窝电话的无线电系统的接收装置的前置放大电路中，使用此实施例的可变增益放大装置24，可提供蜂窝电话终端和类似产品的高品质接收语音。

图5显示可变增益放大装置25，是图4中可变增益放大装置24的开关单元23和反馈电路22的位置彼此互换。那就是，在可变增益放大装置25中，开关单元23的一端与放大器13的输入连接，开关单元23的另一端与反馈电路22的一端连接，反馈电路22的另一端与放大器13的输出连接。可变增益放大装置25的使用，使获得与此实施例相同的有效程度成为可能。

(第三实施例)

现在描述第三实施例。

图6是此实施例的可变增益放大装置电路图。

在图6显示的可变增益放大装置30中，输入终端P1与用于阻隔直流的输入侧电容器131的一端连接，输入侧电容器131的另一端与开关单元121的一端和晶体管101的基极连接。偏置电源电路107与晶体管101的基极连接，晶体管101的发射极通过用于扩大输入动态范围的电感103来接地，且晶体管101的集电极与晶体管102的发射极连接。晶体管102的基极与偏置电源电路108和旁路电容器106连接，所述旁路电容器接地。晶体管102的集电极与用于阻隔直流的输出侧电容器133的一端和用于阻隔直流的负反馈侧电容器105的一端连接，且晶体管102的集电极也通过用于高频截止的扼流圈与一个用于放大器Vcc的电源供应端连接。输出侧电容器133的另一端与输出端P2连接。

负反馈侧电容器105的另一端与开关单元123的一端和开关单元122的一端连接。开关单元123的另一端与用于施加负反馈的电阻器104的一端连接，且电阻器104的另一端与晶体管101的基极连接。

开关单元122的另一端与电容器116的一端连接，电容器116的另一端与接地电阻器113和电容器115的一端连接。电容器115的另一端与接地电阻器112和电容器114的一端连接。电容器114的另一端与接地电阻器111和开关单元121的另一端连接。

开关单元电源供应终端31与用于控制开关单元121和开关单元122的端头连接。另外，开关单元电源供应端31与转换器124的一端连接，且转换器124的另一端与用于控制开关单元123的终端连接。

此实施例的可变增益放大装置30相当于图4第二实施例的可变增益放大装置24。

特别是，输入终端P1相当于图4的输入终端16，终端P2相当于图4的输出终端17，电阻器104相当于图4的反馈电路22，转换器124和开关单元123相当于图4的开关单元23，且晶体管101和102、电容器106、电感103、偏置电源电路107和108相当于图4的放大器13。电容器114、115和116及电阻器111、112和113相当于图4的移相器15，开关单元121相当于图4的开关单元14，开关单元122相当于图4的开关单元20。

开关单元电源供应终端31是用于为改变开关单元121、122和123从启用状态到禁用状态相反而提供电源电压的终端。

偏置电源电路107是用于为晶体管101基极提供偏置电压的电路，偏置电源电路108是用于为晶体管102基极提供偏置电压的电路，且能够使用控制电路(未显示)来终止和启动工作电压的供应。

用于放大器Vcc的电源供应终端是用于为晶体管102和101提供工作电压的终端。

开关单元电源供应终端21是用于改变开关单元121、122和123状态的终端。通过对开关单元121、122和123的各控制终端供应控制电源电压或终止电源电压的供应来使其状态从启用状态到禁用状态和相反地改变。

此外，如输入终端P1和输出终端P2之类的此实施例终端也包括了作为连线中的元件接头点的衬垫电极和模式。

电阻器111、112和113之类由多晶硅制成及电容器114、115和116之类由MOS电容器构成。此外，电容器114、115和116可以由MIM电容器构成。

现在描述此实施例的运作。

在此情况，可变增益放大装置30用于高增益模式，接收信号被如晶体管101和102的单元放大，但这些单元，即相当于图4放大器13的单元导致从输出终端P2输出的接收信号相位远远比输入到输入终端P1的接收信号相位超前。晶体管101基极的输入阻抗比晶体管102集电极的输出阻抗小。

首先，描述可变增益放大装置30运行在高增益模式的操作。

当从输入终端P1输入的接收信号电平等于或低于预设电平时可变增益放大装置30运行在高增益模式。那就是，当检测到接收信号电平低于预设电平时，控制电路(未显示)提供一个电压(例如0V电压)，使开关单元122和121变为禁用，此电压作为提供给开关单元电源供应终端31的控制电压。控制电路(未显示)从偏置电路107和108提供一个电压，使晶体管101和102运行。因此，晶体管101和102变为启用。

此时，从输入终端P1输入的接收信号通过输入侧电容器131，然后输入到晶体管101的基极。由于开关单元121禁用，接收信号没有流向电容器114。偏置电源电路107提供一个偏置电压给晶体管101的基极，偏置电源电路108提供一个偏置电压给晶体管102的基极。输入晶体管101基极的接收信号被晶体管101和102放大，然后从晶体管102的集电极输出。

从晶体管102集电极输出的某些信号通过电容器133，然后从输出终端P2输出到例如混合器7的后级。其他从晶体管102集电极输出的信号通过负反馈侧的电容器105被传送。通过负反馈侧电容器105的信号再通过开关单元123，在电阻器104中调整到一个预设电平，再输入到晶体管101的基极。由于开关单元122禁用，通过负反馈侧电容器105的信号没有流向电容器116。

这样，在高增益模式的情况下，当晶体管101、102接收一个负反馈时，从输入终端P1输入的接收信号被放大，然后从输出终端P2输出到后级。

此时，从输出终端P2输出的接收信号相位远远提前于从输入信号P1输入的接收信号相位。且晶体管101基极的输入阻抗|Zi(high)|小于晶体管102集电极的输出阻抗|Zo(high)|。然而，Zi(high)和Zo(high)都是复数。

现在描述可变增益放大装置30运行在低增益模式的操作。

当从输入终端P1输入的接收信号电平高于预设电平时可变增益放大装置30运行在低增益模式。那就是，当检测到接收信号电平高于预设电平时，为了防止晶体管101和102处于饱和状态，控制电路(未显示)转向低增益模式。

那就是，当检测到接收信号电平高于预设电平时，控制电路(未显示)提供一个电压(例如3V电压)，使开关单元122和121变为启用，此电压作为提供给开关单元电源供应终端31的控制电压。控制电路(未显示)终止一个允许晶体管101和102从来自放大器Vcc的电源供应终端提供的电压。因此，晶体管101和102终止它们的运行。

此时，从输入终端P1输入的接收信号通过输入侧电容器131，开关单元121、电容器114、115和116及包含电容器114、115和116和电阻器111、112和113的电路部分。电路部分的功能类似于上面描述的图4中的移相器15。进行调整以使从输入终端P1输入的接收信号相位在此电路部分中被超前。

特别是，电阻器111的阻抗值和电阻器112的阻抗值及电阻器113的阻抗值之间的比率是1∶a∶a²。电容器114的电容值和电容器115的电容值及电容器116的电容值之间的比率是a²∶a∶1。在此，进行调整以2代表的预设值大于1。

功能如图4移相器15的电路部分，拥有偏置单元电路，每个包含一个电阻器和一个电容器组合在三个级中。功能如图4移相器15的电路部分也扮演像阻抗转换器的角色。

给定由电阻器111和电容器114组成的第一级基本单元电路的输入阻抗值等于Z1，则此电路的输出阻抗值可以使用上面描述的预设数字值a来表示为a|Z1|。在此，Z1是一个复数。因此，由电阻器112和电容器115组成的第二级基本单元电路的输入阻抗值等于a|Z1|，则此电路的输出阻抗值可以使用上面描述的预设数字值a来表示为a²|Z1|。因此，由电阻器113和电容器116组成的第三级基本单元电路的输入阻抗值等于a²|Z1|，从而此电路的输出阻抗值可以使用上面描述的预设数字值a来表示为a³|Z1|。这样，在某一级的基本单元电路的输出阻抗值与接下一级中基本单元的输出阻抗值相当接近，从而级间的损耗被减少。此外，级间的通过相位的频率特性彼此相当接近。

另一方面，如上所述在高增益模式，晶体管101基极的输入阻抗等于|Zi(high)|，晶体管102集电极的输出阻抗等于|Zo(high)|，且|Zi(high)|小于晶体管102集电极的输出阻抗|Zo(high)|。

因此，a的值用满足下式11的值来定义。

[式11]

|Zo(high)|/|Zi(high)|＝a³

此外，使阻抗Z1和Zi(high)彼此接近，从而在高增益模式下的输出阻抗值与在低增益模式输出阻抗值相当接近。在这种情况，因为功能如图4移相器15的电路部分的通过相位被唯一确定，通过增加/减少包含电阻器和电容器的基本单元电路的级数来使通过相位值接近于在高增益模式的通过相位值。此外，功能如图4移相器15的电路部分由n个基本单元电路组成(n是一个大于1的整数)，在这种情况，作为满足下式12的值来定义a。

[式12]

|Zo(high)|/|Zi(high)|＝aⁿ

从而，通过此电路部分，从输出终端P2输出的接收信号作为一个信号，其相位超前量基本上等于在高增益模式情况下通过相位的超前量。

那就是，通过此电路部分的信号通过开关单元122。因为开关单元124禁用，此信号不流向电阻器104。因此，通过开关单元122的信号通过负反馈侧电容105，然后通过输出侧电容器133从输出终端P2输出。

如上所述，在对应于图4移相器15的部分调整通过信号的相位，从而即使可变增益放大装置从高增益模式切换到低增益模式，从输出终端P2输出的信号相位被以不连续方式移位的情况可以充分地被减少。

此外，本实施例的可变增益放大装置30可以有如图26所示这样的结构，其在开关单元122和地之间插入电阻器2641，在开关单元123和地之间插入电阻器2642，在晶体管101基极和电阻器104之间插入电容器2643。从而，开关单元121、122和123至少在一端占用0电位，从而开关单元可靠地启用/禁用，改善了当开关单元启用时的插入损耗。

电感四分之一波长线可替代电阻器2641、2642使用。

此外，本实施例可变增益放大装置30以作为不平衡电路被描述，但也可作为平衡电路实现。

那就是，图7显示了通过修改本实施例可变增益放大装置30的作为平衡电路实现的可变增益放大装置32。

图6的输入终端P1由图7中输入终端P1a和P1b替代，图6的输入侧电容器131由图7中输入侧电容器131a、131b替代，图6开关单元121由图7中开关单元121a、121b替代，图6的晶体管101由图7中晶体管101a、101b替代，图6的晶体管102由图7中晶体管102a、102b替代，图6的电感器103由图7中电感器103a、103b替代，图6的电阻器104由图7中电阻器104a、104b替代，图6的输出侧电容器133由图7中输出侧电容器133a、133b替代，图6中扼流圈132由图7中扼流圈132a、132b替代，图6负反馈侧电容器105由图7中负反馈侧电容器105a、105b替代，图6反相器124和开关单元123分别由图7中反相器124a、124b和开关单元123a、123b替代，图6开关单元122由图7中的开关单元122a、122b替代，图6电容器114、115和116由图7电容器114a、114b、电容器115a、115b、电容器116a、116b分别替代，图6输出终端P2由图7输出终端P2a、P2b替代。结构的其他方面与本实施例可变增益放大装置30的一样，从而在此不再描述。

此外，可变增益放大装置32也可以有这样的结构，其开关单元121、122、123a和123b至少有一端采取0电位，像在可变增益放大装置30的情况一样。这种结构，开关单元可靠地启用/禁用，且改善了当开关单元启用时的插入损耗。

这样，本实施例可变增益放大装置30可以像例如可变增益放大装置32一样作为平衡电路实现。

此外，在图6可变增益放大装置30中，当可变增益放大装置用于高增益模式时，接收信号通过相应于图4放大器13的电路部分，由此从输出终端P2输出的接收信号相位远超前于输入到输入终端P1的接收信号相位，且晶体管101基极的输入阻抗小于晶体管102集电极输出阻抗，但假如对应于图4放大器13的电路部分具有不同于所述的特性，则对应于图4移位器15的电路部分应作改变。

首先，图8显示了可变增益放大装置33的电路图，其对应于移位器15电路部分改变了。对可变增益放大装置33来说，在高增益模式下的通过相移超前了，且对应于放大电路13的部分的输入阻抗大于相同部分的输出阻抗。

对于在可变增益放大装置33中对应于移相器15的部分来说，电容器314的一端与开关单元121的一端连接，电容器314的另一端与接地电阻器311和电容器315的一端连接。电容器315的另一端与接地电阻器312和电容器316的一端连接。电容器316的另一端与接地电阻器313和开关单元122的一端连接。

在可变增益放大装置33中功能如图4移相器15的电路部分以第三实施例一样的方法调整相位。

特别是，电阻器311阻抗值和电阻器312阻抗值及电阻器313阻抗值之间的比率是1∶a∶a²。电容器314的电容值和电容器315的电容值及电容器316的电容值之间的比率是a²∶a∶1。在此，作出调整以使a的值等于一个小于1的预设值。那就是，预先设定a的值，以使提供的相位超前量在高增益模式情况下等于从输出终端P2输出的接收信号相位相对于从输入终端P1输入的接收信号相位的超前量。a的值可以用如所述同样的方法确定。

从而，依靠通过此电路部分，相位超前量基本上等于在高增益模式情况下通过相位的超前量的接收信号从输出终端P2输出。

这样，即使在高增益模式情况下接收信号的通过相位被超前，且对应于放大电路13的部分输入阻抗大于同样部分的输出阻抗时，充分地减少了当从高增益模式切换到低增益模式，或从低增益模式切换到高增益模式时，从输出终端P2输出的信号相位被以不连续方式移相的情况是可能的。

此外，本实施例可变增益放大装置33可以有这样的结构，开关单元121、122、123像在本实施例中可变增益放大装置30的情况一样，至少在一端采取0电位。从而，开关单元可靠地启用/禁用，且改善了当开关单元启用时的插入损耗。

此外，本实施例的可变增益放大装置33也可以包含在本实施例中描述的平衡电路。

图9显示了另一个可变增益放大装置34的电路图，其对应于移位器15的电路部分被改变了。对图9的可变增益放大装置34来说，延迟了在高增益模式下接收信号的通过相移，且对应于放大电路13部分的输入阻抗小于相同部分的输出阻抗。

特别是，对于对应于图4移相器15的部分来说，电阻器414的一端与开关单元121的一端连接，接地电容器411的一端与电阻器414的一端连接。电阻器414的另一端与电阻器415的一端及接地电容器412连接。接地电容器413与电阻器415的另一端连接，电阻器415的另一端与电阻器416的一端连接。电阻器416的另一端与开关单元122的一端连接。

功能如图4移相器15的电路部分以本实施例一样的方法调整相位。

特别是，电阻器414阻抗值和电阻器415阻抗值及电阻器416阻抗值之间的比率是1∶a∶a²。电容器411的电容值和电容器412的电容值及电容器413的电容值之间的比率是a²∶a∶1。在此，作出调整以使a的值等于一个小于1的预设值。那就是，预先设定a的值，以使提供的相位延迟量在高增益模式情况下等于从输出终端P2输出的接收信号相位相对于从输入终端P1输入的接收信号相位的延迟量。a的值可以用如所述同样的方法确定。

从而，依靠通过此电路部分，相位延迟量基本等于在高增益模式情况下通过相位的延迟量的接收信号从输出终端P2输出。

这样，即使在高增益模式情况下接收信号的通过相位被延迟，且对应于放大电路13的部分输入阻抗小于同样部分的输出阻抗时，充分减少当从高增益模式切换到低增益模式，或从低增益模式切换到高增益模式时，从输出终端P2输出的信号相位被以不连续方式移相的情况是可能的。

此外，本实施例可变增益放大装置34可以有这样的结构，开关单元121、122、123像在本实施例中可变增益放大装置30的情况一样，至少在一端占采取0电位。从而，开关单元可靠地启用/禁用，且改善了当开关单元启用时的插入损耗。

此外，本实施例的可变增益放大装置34也可以包含在本实施例中描述的平衡电路。

图10显示了另一个可变增益放大装置35的电路图，其对应于移位器15电路部分改变了。对图10的可变增益放大装置35来说，延迟了在高增益模式下接收信号的通过相移，且对应于放大电路13的部分的输入阻抗大于相同部分的输出阻抗。

对于对应于图4移相器15的部分来说，电阻器514的一端与开关单元121的一端连接，接地电容器511的一端与电阻器514的另一端连接。电阻器515的一端与电阻器514的另一端连接，接地电容器512与电阻器515的另一端连接。电容器515的另一端与电阻器516的一端连接。接地电容器513与电阻器516的另一端连接，开关单元122的一端与电阻器516的另一端连接。

功能如图4移相器15的电路部分以本实施例一样的方法调整相位。

特别是，电阻器514阻抗值和电阻器515阻抗值及电阻器516阻抗值之间的比率是1∶a∶a²。电容器511的电容值和电容器512的电容值及电容器513的电容值之间的比率是a²∶a∶1。在此，作出调整以使a的值等于一个小于1的预设值。那就是，预先设定a的值，以使提供的相位延迟量在高增益模式情况下等于从输出终端P2输出的接收信号相位相对于从输入终端P1输入的接收信号相位的延迟量。a的值可以用如所述同样的方法确定。

从而，依靠通过此电路部分，相位延迟量基本上等于在高增益模式情况下通过相位的延迟量的接收信号从输出终端P2输出。

这样，即使在高增益模式情况下接收信号的通过相位被延迟，且对应于放大电路13的部分的输入阻抗大于同样部分的输出阻抗时，充分减少当从高增益模式切换到低增益模式，或从低增益模式切换到高增益模式时，从输出终端P2输出的信号相位被以不连续方式移相的情况是可能的。

此外，本实施例可变增益放大装置35可以有这样的结构，开关单元121、122、123像在本实施例中可变增益放大装置30的情况一样，至少在一端占采取0电位。从而，开关单元可靠地启用/禁用，且改善了当开关单元启用时的插入损耗。

此外，本实施例的可变增益放大装置35也可以包含在本实施例中描述的平衡电路。

此外，对开关单元121、122和123来说，一个由钾和砷构成的FET开关、一个三次阱结构的MOSFET开关和一个硅绝缘体开关以及类似的开关可以被使用。

图11以图表方式显示了用于开关单元121、122和123中的高频率开关单元50的横截面结构。那就是，高频率开关单元是三次阱结构的MOSFET开关。

如图11所示，高频率开关单元50形成在由被选择性地提供在一个由例如P型硅制成的半导体基板601上的由沟道部分608、609分割的单元形成区域上。

在半导体结构601中在单元形成区域上形成n型阱602和被n型阱602包围的p型阱603。

在p型阱603上以相同距离形成-漏极层606和-源极层607，以及在p型阱603上在漏极层606和源极层603之间的区域内氧化硅构成的栅极绝缘薄膜604形成由多晶硅构成的栅极电极605。

在这种情况，MOSFET开关50是图6的开关单元121，漏极层606与接收从图6输入侧电容器11输入的接收信号的输入节点P10连接，源极层607与输出接收信号到图6所示电容器114和电阻器111的输出节点P20连接。

栅极电极605通过电阻器611与接收从开关单元电源供应终端31提供的控制电压的电压控制终端P3连接，而n型阱602通过电阻器610与电压控制终端P3连接。

半导体基板601接地，p型阱603通过电阻器612接地。

对于用这种方法构成的高频开关单元50，一反向偏置电压施加在n型阱602和p型阱603之间，导致一个通过pn连接在n型阱602和p型阱603之间界面构成的耗尽层，从而，在关于基板表面垂直方向上，n型阱602和p型阱603彼此绝缘。此外，一个反向电压施加在半导体基板601和n型阱602之间，导致一个通过pn连接在半导体基板601和n型阱602界面之间构成的耗尽层，从而半导体基板601和n型阱602彼此绝缘。

因此，当高频率开关单元50启用时，由于在输入到输入节点P10的接收信号从漏极层606、源极层607和在漏极层606与源极层607之间形成的通道区域泄漏到半导体基板601的情况下，接收信号的损耗电平可以减少。结果在高频单元50运行在低增益模式期间，插入损耗的电平可以减少。

此外，在这种方法中通过使用三级阱结构，即使当高频率开关单元50禁用时，输入到输入节点P10的接收信号，通过漏极层606泄漏到半导体基板601的泄漏电平可以被减少。结果，在运行于高增益模式期间，由于输入到图6显示的输入终端P1的某些高频信号带来关于高频率开关单元50的插入损耗的事实引起的，噪音特性的下降可以被减少。

此外，电感单元可以用于替代电阻器610、611和612。

(第四实施例)

现在描述第四实施例。

图12显示第四实施例可变增益放大装置36的电路图。

对于此实施例的可变增益放大装置36来说，与图4移相器15对应的部分是由带状传输线构成。

此外，与第三实施例相同的部分赋予同样的符号，在此不再描述。

对于第四实施例的可变增益放大装置36来说，在高增益模式的情况下，接收信号的通过相位被延迟，且对应于放大电路13的部分的输入阻抗小于同样部分的输出阻抗。

在对应于图4移相器15的部分中，可变增益放大装置36不同于可变增益放大装置33。

具体说，对应于图4移相器15的部分是由带状传输线711、712、713组成。带状传输线711之一与开关单元121之一连接，带状传输线711另一端与带状传输线712的一端连接，带状传输线712的另一端与带状传输线713的一端连接，带状传输线713的另一端与开关单元122连接。

同样，带状传输线711、712、713每个都由铝线制成。带状传输线711、712、713也可以用铜线或金线制成。

现在描述此实施例的运行，集中描述在它本身与第三实施例不同之处。

功能如图4移相器15的电路部分以像第三实施例同样的方法调整相位。

特别是，带状传输线711的阻抗值和带状传输线712的阻抗值及带状传输线713的阻抗值之间的比率是1∶a∶a²。在此，作出调整以使a的值等于一个大于1的预设值。那就是，预先设定a的值，以使提供的相位延迟量在高增益模式情况下等于从输出终端P2输出的接收信号相位相对于从输入终端P1输入的接收信号相位的延迟量。a的值可以用如所述同样的方法确定。

功能如图4移相器15的电路部分有基本单元电路，即组合成三级的带状传输线。功能如图4移相器15的电路部分也起到了阻抗转换器的角色。

假如是第一级基本单元电路的带状传输线711的阻抗等于Z1，且在高增益模式情况下，晶体管101基极输入阻抗等于|Zi(high)|，则选择Z1的值以使Z1和|Zi(high)|的值彼此接近。

假如作为第三级基本单元电路的带状传输线713的阻抗等于Z3，且晶体管102集电极输出阻抗等于|Zo(high)|，则选择Z3的值以使Z3和|Zo(high)|的值彼此接近。

这样，选择Z1的值以使在高增益模式情况下的输入阻抗接近于在低增益模式情况下的输入阻抗，选择Z3的值以使在高增益模式情况下的输出阻抗接近于在低增益模式情况下的输出阻抗。

假如作为第二级基本单元电路的带状传输线712的阻抗等于Z2，则当Z1、Z2和Z3通常代表实数时，在相对宽度的频率范围内损耗保持在低电平，并满足下式13。

[式13]

Z2＝(Z1·Z3)^1/2

因此，选择a的值以使满足下式14。

[式14]

Z2＝aZ1

Z3＝a²Z1

此外，为拓宽频率范围增加级数。在这种情况下，倘若分别用Z1、Z2、Z3和Z4代表第一到第四级基本单元电路的阻抗，功能如图4移相器15的电路部分具有基本单元电路，即例如组合成四级的带状传输线，选择a值以使满足下面的式15时，损耗在一个比组合成三级基本单元电路的电路部分在更宽频率范围内保持低电平。

[式15]

Z2＝aZ1

Z3＝a²Z2

Z4＝a³Z3

通常，在电路部分具有组合成n级的基本单元电路(n是等于或大于1的整数)的情况下，选择a值以使满足下式16。

[式16]

Z_i+1＝aⁱZ_i

其中i是从1到n-1范围内任何整数。

在一个类似的方法中，功能如图4移相器15的电路部分由一条其线宽连续变化的带状传输带组成，且当电路部分具有组合成3级的基本单元电路时，输入侧带状传输线路阻抗被给定为Z1值，而当电路部分具有组合成3级的基本单元电路时，输出侧带状传输线路阻抗被给定为Z3值。

通过改变带状传输线总长可实现相位调整。

在这种情况，带状传输线路711、712和713作为微波带状传输线路形成，用所述同样的方法，对带状传输线路711、712和713执行下面的过程，可以确定带状传输线路711、712和713的阻抗。

特别是，图24显示了构成基本单元电路的微波带状传输线82。微波带状传输线82在电介质81上形成，在微波带状传输线82中，没有任何电介质形成在电介质81的对面侧。假设微波带状传输线82的宽度是w，电介质81的高度是h，电介质81的电介质常数是εr。在这种情况，假如w/h等于或小于1，则带状传输线82的阻抗Z近似为在下式17找到的值。

[式17]

$z_0=\frac{120\mathrm{\π}}{2\mathrm{\π}\sqrt{\mathrm{\ϵre}}}\ln (\frac{8h}{w}+0.25\frac{w}{h})$

假如w/h等于或小于1，则带状传输线82的阻抗Z近似为在下式18找到的值。

[式18]

$z_0=\frac{120\mathrm{\π}}{2\mathrm{\π}\sqrt{\mathrm{\ϵre}}}{[\frac{w}{h}+1.393+0.667\ln (\frac{w}{h}+1.444)]}^{-1}$

其中εre由下式19给出。

[式19]

$\mathrm{\ϵre}=\frac{\mathrm{\ϵr}+1}{2}+\frac{\mathrm{\ϵr}-1}{2}{(1+10\frac{h}{w})}^{-\frac{1}{2}}$

从而，通过调整微波带状传输线82的宽度w和类似项，可以获得例如满足式16的基本单元电路。

从而，依靠通过此电路部分，相位延迟量基本上等于在高增益模式情况下通过相位延迟量的接收信号从输出终端P2输出。

这样，即使在高增益模式情况下接收信号的通过相位被延迟，且对应于放大电路13的部分的输入阻抗小于同样部分的输出阻抗时，充分减少当从高增益模式切换到低增益模式，或从低增益模式切换到高增益模式时，从输出终端P2输出的信号相位被以不连续方式移移的情况是可能的。

此外，对图12的可变增益放大装置36来说，使用拥有不同线宽的带状传输线711、712和713可改变阻抗，但使用不同相对电介质常数或不同厚度，也可以改变阻抗。

此外，作为替代带状传输线711、712和713，可以使用特性阻抗从Z1到Z4渐变的传输线。

此外，本实施例可变增益放大装置36可以有这样的结构，开关单元121、122、123像在第三实施例中可变增益放大装置30的情况一样，至少在一端采取0电位。从而，开关单元可靠地启用/禁用，且改善了当开关单元启用时的插入损耗。

此外，可变增益放大装置36也可以包含在第三实施例中描述的平衡电路。

假如对应于放大电路13的部分的输入阻抗大于同样部分的输出阻抗，且接收信号的通过相位被延迟，通过改变对应于图4移相器15的电路部分，可以获得与此实施例相同的有效程度，下面描述。

那就是，对于图13的可变增益放大装置37来说，在高增益模式情况下，接收信号的通过相位被延迟，且对应于放大电路13的部分的输入阻抗大于同样部分的输出阻抗。

对应于图4移相器15的部分包含带状传输线811、812、813。带状传输线811的一端与开关单元121的一端连接，带状传输线811的另一端与带状传输线812的一端连接，且带状传输线812的另一端与带状传输线813的一端连接。带状传输线路813的另一端与开关单元122连接。

此电路部分采用如第三实施例相同的方法调整相位。

特别是，带状传输线811阻抗值和带状传输线812阻抗值及带状传输线813阻抗值之间的比率是1∶a∶a²。在此，进行调整以使a的值等于-小于1的预设值。那就是，预先设定a值，使得在高增益模式情况下提供的相位延迟量等于从输出终端P2输出的接收信号相对于从输入终端P1输入接收信号的相位的相位延迟量。用如上所述同样的方法可以确定a值。

从而，依靠通过此电路部分，在高增益模式情况下，相位延迟量基本上等于通过相位的延迟量的信号从输出终端P2输出。

这样，即使在高增益模式情况下接收信号的通过相位被延迟，且对应于放大电路13的部分的输入阻抗大于同样部分的输出阻抗，当从高增益模式切换到低增益模式，或从低增益模式切换到高增益模式时，充分减少从输出终端P2输出信号的相位被以不连续方式移相的情况成为可能。

此外，作为替代带状传输线811、812、813，可以使用特性阻抗从Z1到Z4渐变的传输线。

此外，本实施例可变增益放大装置37可以有这样的结构，开关单元121、122、123像在第三实施例中可变增益放大装置30的情况一样，至少在一端采取0电位。从而，开关单元可靠地启用/禁用，且改善了当开关单元启用时的插入损耗。

此外，可变增益放大装置37也可以包含在第三实施例中描述的平衡电路。

(第五实施例)

现在描述第五实施例。

图14显示第五实施例可变增益放大装置37的电路图。

对于此实施例的可变增益放大装置37来说，对应于图4移相器15的部分是由并行双线构成。

可变增益放大装置38是一个可变增益放大装置，其对应于第三实施例的平衡可变增益放大装置的移相器15的部分被并行双线所替代。

这样，此实施例的可变增益放大装置38具有平衡电路。

此外，与第三实施例相同的部分赋予同样的符号，在此不再描述。

对于可变增益放大装置38来说，在高增益模式的情况下，接收信号的通过相位被延迟，且对应于放大电路13的部分的输入阻抗小于同样部分的输出阻抗。

在可变增益放大装置38中对应于图4移相器15的部分中，包含并行双线911a、911b、并行双线912a、912b和并行双线913a、913b。并行双线911a、911b的一端分别与开关单元121a和121b连接，并行双线911a、911b的另一端分别与并行双线912a、912b的一端连接，并行双线线路912a、912b的另一端分别与并行双线913a、913b一端连接，并行双线913a、913b的另一端分别与开关单元122a和122b连接。

并行双线911a、911b、并行双线912a、912b和并行双线913a、913b每个都由铝线制成。此外并行双线911a、911b、并行双线912a、912b和并行双线913a、913b也可以用铜线或金线制成。

现在描述此实施例的运行，集中描述在它本身与第三实施例不同之处。

功能如图4移相器15的电路部分以像第三实施例同样的方法调整相位。

特别是，并行双线911a、911b间的距离和并行双线912a、912b的间距离及并行双线913a、913b间的距离之间的比率是1∶a∶a²。在此，作出调整以使a的值等于-小于1的预设值。那就是，预先设定a的值，使得在高增益模式情况下，提供的相位延迟量等于从输出终端P2a和P2b输出的接收信号相对于输入终端P1a和P1b输入的接收信号相位的相位延迟量。

对于并行双线来说，依靠线宽来确定输入/输出阻抗，从而采用像在第四实施例中描述的带状传输线相同的方法，确定a的值。

从而，依靠通过此电路部分，相位延迟量基本上等于在高增益模式情况下相位延迟量的接收信号从输出终端P2a和P2b输出。

这样，即使在高增益模式情况下接收信号的通过相位被延迟，且对应于放大电路13的部分的输入阻抗小于同样部分的输出阻抗时，充分减少当从高增益模式切换到低增益模式，或从低增益模式切换到高增益模式时，从输出终端P2a和P2b输出的信号相位被以不连续方式移相的情况是可能的。

此外，为替代并行双线911a、911b、并行双线912a、912b和并行双线913a、913b，通常可以使用逐渐改变线宽以使输入输出线宽比率是1∶a²的两条传输线。

此外，本实施例可变增益放大装置38可以有这样的结构，开关单元121、122、123像在第三实施例中可变增益放大装置30的情况一样，至少在一端采取0电位。从而，开关单元可靠吕启用/禁用，且改变了当开关单元启用时的插入损耗。

假如对应于放大电路13的部分的输入阻抗大于同样部分的输出阻抗，且接收信号的通过相位被延迟，通过改变对应于图4移相器15的电路部分，可以获得与此实施例相同的有效程度，如下面描述。

那就是，对于图15的可变增益放大装置39来说，在高增益模式情况下，接收信号的通过相位被延迟，且对应于图4放大电路13的部分的输入阻抗大于同样部分的输出阻抗。

在可变增益放大装置39中，对应于图4移相器15的部分包含并行双线1011a、1011b、并行双线1012a、1012b和并行双线1013a、1013b。并行双线1011a、1011b的一端分别与开关单元121a和121b连接，并行双线1011a、1011b的另一端分别与并行双线1021a、1021b的一端连接，且并行双线1021a、1021b的另一端分别与并行双线1013a、1013b的一端连接。并行双线1013a、1013b的另一端分别与开关单元121a和121b连接。

此电路部分采用如第三实施例相同的方法调整相位。

特别是，并行双线1011a、1011b间的距离和并行双线1012a、1012b的间距离及并行双线1013a、1013b间的距离之间的比率是1∶a∶a2。在此，作出调整以使a的值等于-大于1的预设值。那就是，预先设计的a值，使得在高增益模式情况下，提供的相位延迟量等于从输出终端P2a和P2b输出的接收信号相对于输入终端P1a和P1b输入的接收信号相位的相位延迟量。对于并行双线来说，依靠线宽来确定输入/输出阻抗，从而采用像在第四实施例中描述的带状传输线相同的方法，确定a的值。

从而，依靠通过此电路部分，相位延迟量基本上等于在高增益模式情况下相位延迟量的接收信号从输出终端P2a和P2b输出。

这样，即使在高增益模式情况下接收信号的通过相位被延迟，且对应于放大电路13的部分的输入阻抗大于同样部分的输出阻抗时，充分减少当从高增益模式切换到低增益模式，或从低增益模式切换到高增益模式时，从输出终端P2a和P2b输出的信号相位以不连续方式移相的情况是可能的。

此外，为替代并行双线1011a、1011b、并行双线1012a、1012b和并行双线1013a、1013b，通常可以使用逐渐改变线宽以使输入输出线宽比率是1∶a²的两条传输线。

此外，本实施例可变增益放大装置39可以有这样的结构，开关单元121、122、123像在第三实施例中可变增益放大装置30的情况一样，至少在一端采取0电位。从而，开关单元可靠地启用/禁用，且改善了当开关单元启用时的插入损耗。

(第六实施例)

现在描述第六实施例。

图16显示第六实施例可变增益放大装置40的电路图。

对于此实施例的可变增益放大装置40来说，对应于图4移相器15的部分是由电容器和电阻器构成。

此外，与第三实施例相同的部分赋予同样的符号，在此不再描述。

对于此实施例的可变增益放大装置40来说，在高增益情况下接收信号的通过相位被超前，且对应于放大电路13的部分的输入阻抗小于同样部分的输出阻抗。

对应于图4移相器15的部分中，可变增益放大装置40不同于可变增益放大装置33。

特别是，对应于图4移相器15的部分包含电容器114、115、116和电感器1111、1112、1113。对于可变增益放大装置40来说，在高增益模式的情况下，接收信号的通过相位被超前，且对应于放大电路13的部分的输入阻抗小于同样部分的输出阻抗。

对于在可变增益放大装置40中对应于图4移相器15的部分来说，电容器1114的一端与开关单元121的一端连接，接地电感器111与电容器1114的一端连接。电容器1114的另一端与与接地电感器1112和电容器1115的一端连接。电容器1115的另一端与接地电感器1112和电容器1116的一端连接。开关单元122的一端与电容器1116的另一端连接。

此外，电感器1111、1112、1113由铝线制成，电容器1114、1115、1116由MOS电容器组成，连接电容到电感的连线由金线制成。此外，电感器1111、1112、1113可以用铜线制成，电容器1114、1115、1116由MIM电容器组成。

现在描述此实施例的运行，集中描述在它本身与第三实施例不同之处。

在可变增益放大装置40中，功能如图4移相器15的电路部分以像第三实施例同样的方法调整相位。

特别是，电感器1111的电感值和电感器1112的电感值及电感器1113的电感值之间的比率是1∶a∶a²。电容器1114的电容值和电容器1115的电容值及电容器1116的电容值之间的比率是a²∶a∶1。在此，作出调整以使a的值等于-大于1的预设值。那就是，预先设定a的值，以使提供的相位延迟量在高增益模式情况下等于从输出终端P2输出的接收信号相位相对于从输入终端P1输入的接收信号相位的延迟量。a的值可以用如所述同样的方法确定。因为使用电感器替代第三实施例的电阻器，所以相对第三实施例通过损耗电平减小。

从而，依靠通过此电路部分，相位延迟量基本上等于在高增益模式情况下相位延迟量的接收信号从输出终端P2输出。

这样，即使在高增益模式情况下接收信号的通过相位被超前，且对应于放大电路13的部分的输入阻抗小于同样部分的输出阻抗时，充分减少当从高增益模式切换到低增益模式，或从低增益模式切换到高增益模式时，从输出终端P2输出的信号相位被以不连续方式移相的情况是可能的。

此外，本实施例可变增益放大装置40可以有这样的结构，开关单元121、122、123像在第三实施例中可变增益放大装置30的情况一样，至少在一端采取0电位。从而，开关单元可靠地启用/禁用，且改善了当开关单元启用时的插入损耗。

此外，本实施例可变增益放大装置40作为不平衡电路描述，但也可以作为平衡电路实现。

那就是，图17显示通过修改本实施例可变增益放大装置40，可变增益放大装置41作为平衡电路实现。

对于图17的可变增益放大装置41来说，对应于第三实施例可变增益放大装置32的移相器15的部分由电容器1114a、1114b、1115a、1115b、1116a、1116b和电感器1111、1112、1113替代。对与其他方面，可变增益放大装置41与第三实施例相同。

这样，使用有平衡电路的可变增益放大装置41可以是获得与此实施例的有效程度相同的有效程度成为可能。

此外，在图17的可变增益放大装置40中，当可变增益放大装置用于高增益模式时，接收信号通过对应于图4放大电路13的电路部分，因为从输出终端P2输出的接收信号相位远超前于输入到输入终端P1的接收信号相位，且晶体管101的基极输入阻抗小于晶体管102集电极输出阻抗，但假如对应于图4放大电路13的电路部分由不同与所述的特性，则对应于图4移相器15的电路部分应改变。

首先，图18显示了可变增益放大装置42的电路图，其对应于移位器的15电路部分改变了。对可变增益放大装置42来说，在高增益模式的通过相移被超前了，且对应于放大电路13的部分输入阻抗大于相同部分的输出阻抗。

对在可变增益放大装置42中对应于移相器15的部分来说，电容器1314的一端与开关单元121的一端连接，电容器1314的另一端与接地电感器1311和电容器1315的一端连接。电容器1315的另一端与接地电感器1312和电容器1316的一端连接。电容器1316的另一端与接地电感器1313和开关单元122的一端连接。

在可变增益放大装置42中功能如图4移相器15的电路部分以第三实施例一样的方法调整相位。

特别是，电感器1311感抗值和电感器1312感抗值及电感器1313感抗值之间的比率是1∶a∶a²。电容器1314的电容值和电容器1315的电容值及电容器1316的电容值之间的比率是a²∶a∶1。在此，作出调整以使a的值等于-小于1的预设值。那就是，预先设定a的值，以使提供的相位超前量在高增益模式情况下等于从输出终端P2输出的接收信号相位相对于从输入终端P1输入的接收信号相位的超前量。a的值可以用如所述同样的方法确定。因为使用电感器替代第三实施例的电阻器，所以相对第三实施例通过损耗电平减小。

从而，依靠通过此电路部分，相位超前量基本上等于在高增益模式情况下相位超前量的接收信号从输出终端P2输出。

这样，即使在高增益模式情况下接收信号的通过相位被超前，且对应于放大电路13的部分输入阻抗大于同样部分的输出阻抗时，充分减少当从高增益模式切换到低增益模式，或从低增益模式切换到高增益模式时，从输出终端P2输出的信号相位被以不连续方式移相的情况是可能的。

此外，本实施例可变增益放大装置42可以有这样的结构，开关单元121、122、123像在第三实施例中可变增益放大装置30的情况一样，至少在一端采取0电位。从而，开关单元可靠地启用/禁用，且改善了当开关单元启用时的插入损耗。

此外，本实施例的可变增益放大装置42也可以由本实施例中描述的平衡电路构成。

图19显示了另一个可变增益放大装置43的电路图，其对应于移位器15的电路部分改变了。对图19的可变增益放大装置43来说，延迟了在高增益模式接收信号的通过相移，且对应于放大电路13的部分输入阻抗小于相同部分的输出阻抗。

特别是，对对应于图4移相器15的部分来说，电感器1414的一端与开关单元121的一端连接，接地电容器1411的一端与电感器1414的一端连接。电感器1414的另一端与电感器1415的一端及接地电容器1412连接。接地电容器1413与电感器1415的另一端连接，电感器1415的另一端与电感器1416的一端连接。开关单元122的一端与电感器1416的另一端连接。

功能如图4移相器15的电路部分以本实施例一样的方法调整相位。

特别是，电感器1414感抗值和电感器1415感抗值及电感器1416感抗值之间的比率是1∶a∶a²。电容器1411的电容值和电容器1412的电容值及电容器1413的电容值之间的比率是a²∶a∶1。在此，作出调整以使a的值等于-大于1预设值。那就是，预先设定a的值，以使提供的相位延迟量在高增益模式情况下等于从输出终端P2输出的接收信号相位相对于从输入终端P1输入的接收信号相位的延迟量。除了电阻器由电感器替代外，a的值可以用在第三实施例中描述的同样的方法确定。因为电感器用于替代第三实施例的电阻器，所以相对第三实施例的通过损耗电平降低。

从而，依靠通过此电路部分，相位延迟量基本上等于在高增益模式情况下相位延迟量的接收信号从输出终端P2输出。

这样，即使在高增益模式情况下接收信号的通过相位被延迟，且对应于放大电路13的部分的输入阻抗小于同样部分的输出阻抗时，充分减少当从高增益模式切换到低增益模式，或从低增益模式切换到高增益模式时，从输出终端P2输出的信号相位被以不连续方式移相的情况是可能的。

此外，本实施例可变增益放大装置43可以有这样的结构，开关单元121、122、123像在第三实施例中可变增益放大装置30的情况一样，至少在一端采取0电位。从而，开关单元可靠地启用/禁用，且改善了当开关单元启用时的插入损耗。

此外，本实施例的可变增益放大装置43也可以由本实施例中描述的平衡电路构成。

图20显示了另一个可变增益放大装置44的电路图，其对应于移位器15的电路部分改变了。对图65的可变增益放大装置44来说，延迟了在高增益模式下接收信号的通过相移，且对应于放大电路13的部分的输入阻抗大于相同部分的输出阻抗。

对对应于图4移相器15的部分来说，电感器1514的一端与开关单元121的一端连接，接地电容器1511与电感器1514的另一端连接。电感器1515的一端与电感器1514的另一端连接，接地电容器1512与电感器1515的另一端连接。电容器1515的另一端与电感器1516的一端连接。接地电容器1513与电感器1516的另一端连接，开关单元122的一端与电感器1516的另一端连接。

功能如图4移相器15的电路部分以本实施例一样的方法调整相位。

特别是，电感器1514感抗值和电感器1515感抗值及电感器1516感抗值之间的比率是1∶a∶a²。电容器1511的电容值和电容器1512的电容值及电容器1513的电容值之间的比率是a²∶a∶1。在此，作出调整以使a的值等于-小于1的预设值。那就是，预先设定a的值，以使提供的相位延迟量在高增益模式情况下等于从输出终端P2输出的接收信号相位相对于从输入终端P1输入的接收信号相位的延迟量。除了电阻器由电感器替代外，a的值可以用在第三实施例中描述的同样的方法确定。因为电感器用于替代第三实施例的电阻器，所以相对第三实施例的通过损耗电平降低。

从而，依靠通过此电路部分，相位延迟量基本上等于在高增益模式情况下相位延迟量的接收信号从输出终端P2输出。

这样，即使在高增益模式情况下接收信号的通过相位被延迟，且对应于放大电路13的部分的输入阻抗大于同样部分的输出阻抗时，充分减少当从高增益模式切换到低增益模式，或从低增益模式切换到高增益模式时，从输出终端P2输出的信号相位被以不连续方式移相的情况是可能的。

此外，本实施例可变增益放大装置44可以有这样的结构，开关单元121、122、123像在本实施例中可变增益放大装置30的情况一样，至少在一端采取0电位。从而，开关单元可靠地启用/禁用，且改善了当开关单元启用时的插入损耗。

此外，本实施例的可变增益放大装置44也可由本实施例中描述的平衡电路构成。

(第七实施例)

现在描述第七实施例。

图27显示本实施例的无线电通信装置。在此图中，蜂窝电话终端由一付天线1、一个天线共享装置2、一个发射电路部分3、一个可变增益放大装置4、一个混合器7、一个滤波器8、一个解调器2711、一个基带信号处理电路2712、一个信号电平检测电路2713和一个控制电路2714组成。可变增益放大装置4、混合器7、滤波器8、解调器2711和基带信号处理电路2712构成一个接收电路部分。

天线1、天线共享装置2、发射电路部分3、可变增益放大装置4、混合器7和滤波器8在此不再描述，因为它们与以前技术的一样。解调器2711是用于从滤波器8输出的信号解调基带信号的电路。基带信号处理电路2712是用于处理已解调信号成为数字数据。信号电平检测电路2713是用于检测混合器7输入或输出的信号电平的电路。控制电路2714是用于依靠信号电平检测电路2713的电平来切换可变增益放大装置4处于高增益模式或低增益模式的电路。

可变增益放大装置4与本发明第一到第六实施例的可变增益放大装置一样。

现在描述此实施例无线电通信装置的运行。

天线1接收的接收信号通过天线共享装置2被可变增益放大装置4放大。混合器7转换可变增益放大装置4放大的接收信号成中频信号，滤波器8削弱转换后的中频信号的不必要的频率部分。解调器2711变换中频信号成基带IQ信号，且基还信号处理电路2712在基带部分中存储基带信号为数字语音数据。

信号电平检测电路2713检测混合器7的输入或输出信号电平。控制电路2714接收来自信号电平检测电路2713的检测信号电平，且执行控制以使为运行可变增益放大装置4的放大电路提供电源电压被停止，当确定接收信号电平高时，可变增益放大装置4的开关单元启用。从而，从天线共享装置2输出的大接收信号被通过可变增益放大装置4的开关单元输出到混合器7，没有被可变增益放大装置4的放大电路放大。那就是，可变增益放大装置4运行在低增益模式。

另一方面，当确定接收信号电平为低时，执行控制以使运行可变增益放大装置4放大电路的电源电压工作，并使可变增益放大装置4的开关单元禁用。从而，从天线共享装置2输入的非常微弱的信号被可变增益放大装置4的放大器放大，然后没有通过可变增益放大装置4的开关单元，输出到混合器7。那就是，可变增益放大装置4运行在高增益模式。

在这种情况，通过使用本发明第一到第七实施例中的任何可变增益放大装置，可以实现这样的无线电通信装置。在其中，当可变增益放大装置4被从高增益模式切换到低增益模式，或是从低增益模式切换到高增益模式时，从可变增益放大装置4输出信号的相位没有被以不连续的方式移相。从而，使对带自身调制相位的信号执行正常解调成为可能。

同样，有一个优点是，对信号电平改变的响应相对于把信号检测电路与IF滤波器后的某些点连接的情况下的响应更迅速。

此外，用图27中混合器7的输入或输出执行电平检测，但如图28所示，可由解调器2711执行电平检测。在混合器7的输入或输出用于电平检测的情况，当所希望的波和干扰波都被接收时，不能从干扰波中区分出所希望的波。从而，图27的无线电通信装置增加了这种可能性，即尽管所希望的波的电平是低的，但为响应干扰波的高电平，增益模式被切换到低增益模式，从而所希望的波被隐藏在噪音中，不能用合适的方式被接收。另一方面，对于图28所示结构，因为在解调器2711中占用IF滤波器的后级来执行电平检测，根据所需波电平切换增益模式，从而解决了所述问题。

如图29所示，可在基带处理电路2712中以数字方式执行电平检测。此结构提供如图28结构相同的有效程度，并允许执行数字处理，从而使执行电平检测更简单成为可能。

此外，如图30所示，可以以组合方式使用混合器7的输入或输出和解调器2711来执行电平检测。对于图28和29的系统来说，当所需波电平低，干扰波电平高时，增益模式不会被切换到低增益模式，从而通常可以合适的方式接收到所需波。然而，假如一个大得多的干扰波进来，可变增益放大装置4的放大电路被饱和，导致增益降低和噪音指数变坏，从而增加了不能用合适的方式接收所需波的可能性。另一方面，对于图30的结构来说，混合器7检测到所需波和干扰波的总电平，解调器2711检测到所需波的电平。从而，可以各别地得知所需波电平和干扰波电平。此时，假如所需波电平等于或低于某个电平，干扰波电平等于或高于某个电平，通过增加放大电路的电流消耗可解决上面问题。

此外，在图30中IF滤波器的前级和后级中，检测接收信号的电平，但假如在基带滤波器的前级和后级中对接收信号的电平检测，则将获得相同的有效性程度。

如所述装置，本发明可提供可变增益放大装置和无线电通信装，它能够充分减少从可变增益放大装置输出相位被以不连续方式移相的情况，即使当可变增益放大装置的增益被切换。

Claims (13)

1.一种可变增益放大装置，包含：

一个放大器；

一个或多个与所述放大器并联的第一开关单元；和

一个与所述第一开关单元串联的移相器；

其中，所述移相器包括使用多个无源单元的多级电路，每个所述无源单元具有从输入端向输出端的单调增加或单调减少的阻抗；

假如输入信号或输出信号电平高于预设电平，则所述第一开关单元启用；假如所述输入信号或输出信号电平等于或低于所述预设电平，则所述第一开关单元禁用；

当所述第一开关单元启用时，所述放大器不运行，当所述第一开关单元禁用时，所述放大器运行；且

当所述输入信号通过所述放大器时的相移量等于当所述输入信号通过所述第一开关单元和所述移相器时的相移量。

2.根据权利要求1所述的可变增益放大装置，其特征在于，所述第一开关单元包含一个或多个第三开关单元和一个或多个第四开关单元；

所述第三开关单元的一端与所述放大器的输入连接；

所述第三开关单元的另一端与所述移相器的一端连接；

所述移相器的另一端与所述第四开关单元的一端连接，且

所述第四开关单元的另一端与所述放大器的输出连接。

3.一种可变增益放大装置，包含：

一个放大器；

一个或多个与所述放大器并联的开关单元；和

一个与所述放大器串联的移相器；

其中，所述移相器包括使用多个无源单元的多级电路，每个所述无源单元具有从输入端向输出端的单调增加或单调减少的阻抗；

假如输入信号或输出信号电平高于预设电平，则所述开关单元启用，假如输入信号或输出信号电平等于或低于所述预设电平，则所述开关单元禁用；

当所述开关单元启用时，所述放大器不运行，当所述开关单元禁用时，所述放大器运行；且

当所述输入信号通过所述放大器时的相移量等于当所述输入信号通过所述第一开关单元和所述移相器时的相移量。

4.根据权利要求1到3中任何一个所述的可变增益放大装置，其特征在于，所述移相器包含一个或多个串联电容器和一个或多个并联电阻器。

5.根据权利要求1到3中任何一个所述的可变增益放大装置，其特征在于，所述移相器包含一个或多个串联的电阻器和一个或多个并联电容器。

6.根据权利要求1到3中任何一个所述的可变增益放大装置，其特征在于，所述移相器包含一个或多个带状传输线，所述带状传输线连接得使特征阻抗单调增加或单调减少。

7.根据权利要求1到3中任何一个所述的可变增益放大装置，其特征在于，所述移相器包含一个或多个并行双线传输线，所述并行双线传输线连接使得特征阻抗单调增加或单调减少。

8.根据权利要求1到3中任何一个所述的可变增益放大装置，其特征在于，所述移相器包含一个或多个串联的电容器和一个或多个并联电感器。

9.根据权利要求1到3中任何一个所述的可变增益放大装置，其特征在于，所述移相器包含一个或多个串联的电感器和一个或多个并联电容器。

10.根据权利要求1到3中任何一个所述的可变增益放大装置，其特征在于，通过电阻器或电感器，所述开关单元的一端或两端都接地。

11.一种无线电通信装置，包含根据权利要求1到3中任何一个所述的可变增益放大装置，并使用相位调制信号作为发送/接收信号。

12.一种无线电通信装置，包含：

根据权利要求1到3中任何一个所述的可变增益放大装置；

一个电平检测电路用于检测所述可变增益放大装置后部中的接收信号电平；和

一个控制电路用于切换所述可变增益放大装置的增益；

其中假如所述电平检测电路检测到的电平高于预设电平，则所述可变增益放大装置被切换到一个低增益状态；和

假如所述电平检测电路检测到的电平等于或低于预设电平，则所述可变增益放大装置被切换到一个高增益状态。

13.一种无线电通信装置，包含：

根据权利要求1到3中任何一个所述的可变增益放大装置；

一个信道选择滤波器；

一个第一电平检测电路用于检测所述信道选择滤波器前级中的接收信号电平；

一个第二电平检测电路用于检测所述信道选择滤波器后级中的接收信号电平；和

一个控制电路用于切换所述可变增益放大装置的增益；

其中所述可变增益放大装置的输出输入到所述信道选择滤波器；

假如所述第二电平检测电路检测到的电平高于第一预设电平，则所述可变增益放大装置被切换到一个低增益状态；和

假如所述第二电平检测电路检测到的电平等于或低于所述第一预设电平，且所述第一电平检测电路检测到的电平等于或低于第二预设电平，则所述可变增益放大装置被切换到一个高增益低电流状态，且

假如所述第二电平检测电路检测到的电平等于或低于所述第一预设电平，且所述第一电平检测电路检测到的电平等于或低于第二预设电平，则所述可变增益放大装置被切换到一个高增益高电流状态。

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