CN1917075B - 用于光盘驱动器的预测最大似然数据检测器 - Google Patents
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Abstract
提供了一种用于预测数据检测的装置和方法，所述装置包括：边缘函数发生器；与所述边缘函数发生器进行信号通信的边缘决策单元；与所述边缘决策单元进行信号通信的下一状态发生器；以及与所述边缘决策单元进行信号通信的采样值发生器。所述方法包括：接收从光盘感测的拾取数据；响应于所述拾取数据而提供边缘函数值；比较所述边缘函数值和可编程寄存器值；响应于所述边缘函数值，用组合逻辑产生决策输出；响应于所述决策输出而产生下一状态和所检测的数据；以及响应于所述决策输出而产生所检测的采样值。
Description
技术领域
本公开涉及盘数据检测，具体涉及用于光盘驱动器的数据检测器。提供了传统Viterbi检测器(VD)的替代。
背景技术
Viterbi检测器在工业中广泛用于光盘驱动器的数据检测。这部分上是因为在二十几年的使用中，VD是磁硬盘驱动中已得到证明的技术。Viterbi检测器的一个显著缺点是其速度瓶颈。在Viterbi检测器中，在单个时钟周期期间要完成三个特定运算。所述三个运算是加、比较和选择(ACS)运算。为了克服该速度瓶颈，对于并行结构可以利用x-基数(x＝2、4等)逼近(radix-xapproach)以降低时钟频率，所述时钟频率加剧了硬件冲模尺寸(die size)和复杂度增加的缺点。此外，因为Viterbi检测器是线性检测器，所以其缺乏校正非线性损害的能力。因此，现有技术的Viterbi检测器的缺点和劣势包括它的速度、冲模尺寸和能力。
发明内容
用于预测(look-ahead)数据检测的示例性实施例装置包括：边缘函数发生器、与边缘函数发生器进行信号通信的边缘决策单元、与边缘决策单元进行信号通信的下一状态发生器、以及与边缘决策单元进行信号通信的采样值发生器。
用于预测数据检测的示例性实施例的方法包括：接收从光盘感测的拾取(pickup)信号；响应于所述拾取信号而提供边缘函数值；比较该边缘函数值和可编程寄存器值；响应于边缘函数值，通过利用组合逻辑来产生决策输出；响应于所述决策输出而产生下一状态和所检测的数据；以及响应于所述决策输出而产生所检测的采样值。
通过参照附图阅读下面示例性实施例的描述，本公开的这些和其他特征将变得显而易见。
附图说明
参照下面的示例图，本公开提供了用于光盘驱动器的预测最大似然数据检测(look-ahead maximum-likelihood data detection)的方法和装置，其中：
图1示出了根据本公开的实施例的具有检测器的数字读取信道的示意性框图；
图2示出了根据本公开的实施例的目标信道量级(magnitude)的曲线图；
图3示出了根据本公开的实施例的目标采样值的曲线图；
图4示出了根据本公开的实施例的检测器的示意性电路图；
图5示出了根据本公开的实施例的检测器的示意性状态图表；
图6示出了根据本公开的实施例的、具有5个预测采样的PR1221EFM检测器的示意性格状图(trellis)；
图7示出了根据本公开的实施例的状态转移路径的表；
图8示出了根据本公开的实施例的、在P和Q组之间的所有对的平方的欧氏距离(Euclidian distance squared)的表；
图9示出了根据本公开的实施例的关于一个最小距离事件的曲线图；
图10示出了根据本公开的实施例的关于另一个最小距离事件的曲线图；
图11示出了根据本公开的实施例的关于再一个最小距离事件的曲线图；
图12示出了根据本公开的实施例的关于两个边缘函数的曲线图；
图13示出了根据本公开的实施例的状态转移路径的表；
图14示出了根据本公开的实施例的、在P和Q组之间的所有对儿的平方的欧氏距离的表；
图15示出了根据本公开的实施例的一个最小距离事件的曲线图；
图16示出了根据本公开的实施例的一个非最小距离事件的曲线图；
图17示出了根据本公开的实施例的一个最小距离事件的曲线图；
图18示出了根据本公开的实施例的三个边缘函数的曲线图；
图19示出了根据本公开的实施例的在状态000的决策逻辑变量R0的公式的表；
图20示出了根据本公开的实施例的在状态111的决策逻辑变量R7的公式的表；
图21示出了根据本公开的实施例的在状态000的检测器处理的表；
图22示出了根据本公开的实施例的在状态111的检测器处理的表；
图23示出了根据本公开的实施例的下一状态方程的示意性格状图；
图24示出了根据本公开的实施例的检测器输出方程的示意性格状图；
图25示出了根据本公开的实施例的RMS误差信道质量块的检测采样值发生器的逻辑的表；
图26示出了根据本公开的实施例的关于下一状态和译码器输出发生器的示意性电路图；
图27示出了数据分割器(slicer)的BER仿真器的示意性电路图；
图28示出了用于PRML 1221 Viterbi检测器的BER仿真器的示意性电路图；
图29示出了根据本公开的实施例的用于检测器的BER仿真器的示意性电路图；
图30示出了根据图27、28和29的、在关于数据分割器PR12321、ViterbiPR1221和实施例PR12321的对比下的、信道的BER对SNR的曲线图；以及
图31示出了根据图27和28以及本公开的实施例的、在关于数据分割器PR12321、Viterbi PR1221和实施例PR1221的对比下的、信道的BER对SNR的曲线图。
具体实施方式
在本公开中，提供了可被用于代替光盘驱动器中的传统Viterbi检测器(VD)的数据检测器。与在VD中使用的过去采样(past sample)相比，该新的检测器使用预测采样(look ahead sample)。该特性消除了在VD中所需的路径存储器的需要，并导致降低了门计数(gate count)。
如图1所示，数字部分响应最大似然(PRML)读取信道总的由附图标记100来表示。数字PRML读取信道100可以被用在例如光盘驱动器内，并且包括称作“检测器”的检测器块。这里，检测器不是传统的Viterbi检测器(VD)。
数字读取信道100包括主要的模块，诸如：模数转换器(ADC)；与ADC进行信号通信的不对称控制块(ASYM)；与ASYM进行信号通信的自适应均衡器(EQ)，其抽头由两个随后的块ErrorGen和COEFFUP产生，其中，ErrorGen产生提供给COEFFUP以更新EQ中的抽头的采样误差；与EQ进行信号通信的数据检测(检测器)，其目标采样值由两个随后的块ErrorGen和目标估计器产生；与ASYM进行信号通信的数字数据锁相环(DPLL)，用于数字数据PLL定时偏移的产生；与DPLL进行信号通信的由数据信号数控(digitallycontrolled)的振荡器(DCO)，用于将数字定时偏移转换为模拟定时偏移并产生PLL时钟以驱动电流控制的(current-controlled)振荡器所跟随的时钟发生器的第一部分，所述时钟发生器产生用在PRML块中的各种时钟；以及与DCO进行信号通信的时钟发生器(CLKGEN)，其中，CLKGEN使用模拟电流控制的振荡器，并且ADC与CLKGEN进行信号通信。
转到图2，总的由附图标记200表示目标信道量级的图。如图例所指示，绘制了目标信道量级PR12321、PR3443、PR1221和PR24542。这里，选择PR12321和PR1221以用于说明。
现在转到图3，总的由附图标记300表示关于PR12321和PR1221的、均衡化后的目标采样值。这里，对PR12321给定8个级别，而对PR1221给定5个级别。
如图4所示，总的由附图标记400来表示一个检测器实施例的顶级图。该检测器400包括：放大器(“增益”)450；与放大器450进行信号通信的边缘函数发生器(“BFG”)410；与发生器410进行信号通信的决策逻辑变量发生器(“边缘决策器”)420；与发生器420进行信号通信的下一状态和检测器输出逻辑(“Next_State，Detected_Data”)430；与逻辑430进行信号通信的目标采样估计器(“TSE”)440；与逻辑430进行信号通信的NRZI-NRZ转换器(“NRZ_Gen”)460；以及与放大器450和估计器440进行信号通信的信道质量块(“Channel_Quality”)470。
转到图5，总的由附图标记500表示PR1221检测器实施例的状态图。在该图中，定义状态为：
sk＝(pk-3，pk-2，pk-1) (方程1)
其中，pk-1是来自组{+1/2，-1/2}的先前输入，pk-2是下一先前输入，等等。
并且将输出定义为：
lk＝(apk+bpk-1+bpk-2+apk-3) (方程2)
其中，pk是输入符号，{+1/2，-1/2}，a＝1且b＝2。
在状态图500中，在状态0＝(-1/2，-1/2，-1/2)，其是通过使用pk的符号来表示的(---)以便定义该状态，负输入pk产生-3的输出1k，且没有状态变化，而正输入产生-2的输出，并且状态变化到状态1。在状态1或(--+)，正输入产生0的输出，并且状态变化到状态3。在状态3或(-++)，正输入产生+2的输出，并且状态变化到状态7。在状态7或(+++)，正输入pk产生+3的输出1k，且没有状态变化，而负输入产生+2的输出，并且状态变化到状态6。在状态6或(++-)，负输入pk产生0的输出1k，并且状态变化到状态4。在状态4或(+--)，负输入pk产生-2的输出，并且状态变化到状态0。
现在转到图6，总的由附图标记600表示具有5个预测采样的PR1221EFM检测器的格状图。格状图600利用方程2的变量(变量a和b)示出输出1k和下一状态。因此，从状态0，对于状态中没有变化产生-a-b的输出，而对于到状态1的变化产生-b的输出。从状态4，对于到状态1的变化产生-b的输出。从状态6，对于到状态4的变化产生0的输出。从状态1，对于到状态3的变化产生0的输出。从状态3，对于到状态7的变化产生+b的输出。从状态7，对于没有状态变化产生+a+b的输出，而对于到状态6的变化产生+b的输出。在该图中注意，例如，状态0——其是通过使用pk的符号来表示的(-1/2，-1/2，-1/2)或(---)以便定义该状态——现在通过使用“0”和“1”的二进制输入符号被表示为(000)。
如图7所示，总的由附图标记700表示被分组到P和Q组中的具有从在t＝k时的状态0开始的6个连续采样的所有输出路径。这里，P组包括经过在t＝k+1时的下一状态0的所有路径，而Q组包括经过在t＝k+1时的下一状态1的所有路径。因此，因为这是在下一状态0的输出，经过下一状态0的从状态0开始的6个输出总是以-3开始，并且包括9个可能的变化。因为这是在下一状态1的输出，经过下一状态1的从状态0开始的6个输出总是以-2开始，并且包括4个可能的变化。
转到图8，总的由附图标记800表示在P和Q组之间的所有对的平方的欧氏距离。这里，认为P5到P9与所有Q路径一起产生涉及信号转换检测的边缘函数，其中Yk是进入到检测器的实际采样值，而1k是目标采样值。
Fa＝y0+2y1+2y2+y3；A＝(Fa<＝0) (方程3)
Fb＝y0+2y1+2y2-2y4-2y5；B＝(Fb<＝-2.5) (方程
4)
例如，在P5和Q1之间的平方的欧氏距离(EDS)是：
EDS(P5，Q1)＝EDS([-3-3-2-0+2+2]，[-2-0+2+2+0-2])
＝1+9+16+4+4+16＝50。在P7和Q2之间的平方的欧氏距离是：
EDS(P7，Q2)＝EDS([-3-2-0+2+2+0]，[-2-0+2+3+2+0])
＝1+4+4+1+0+0＝10，因为没有P和Q的其他对产生更低的值，所以这就产生了最小距离事件。
现在转到图9，总的由附图标记900表示涉及状态000下的正转换检测的最小距离事件。该事件涉及P7(图中的“O”)和Q2(图中的“X”)。从该事件中，由方程3和关于A的决策逻辑得到Fa的边缘线性函数(定义Fa<＝0)。如果A为真，则选择P7而不是Q2，这意味着下一状态将是000的状态而不是001，并且在t＝k下的对应的目标采样值是-3而不是-2。决策逻辑变量被定义为：
C＝{Error2(P7)<＝Error2(Q2)} (方程5)
或
(y0+3)2+(y1+2)2+(y2+0)2+(y3-2)2<＝ (方程6)
(y0+2)2+(y1+0)2+(y2-2)2+(y3-3)2
在方程3中定义边缘函数Fa，并且A＝(Fa<＝0)。因此，如果A为真，则下一状态是0，且采样值是-3；否则下一状态是1，且采样值是-2。
如图10所示，总的由附图标记1000表示涉及状态000下的正转换检测的另一个最小距离事件。该事件涉及P9(图中的“O”)和Q4(图中的“X”)。如上述的对P7和Q2那样，从该事件得到同样的边缘函数Fa和关于A的同样的决策逻辑，这对于对儿P8和Q3也为真。
转到图11，总的由附图标记1100表示涉及状态000下的正转换检测的另一个最小距离事件。该事件涉及P7(图中的“O”)和Q1(图中的“X”)。该事件产生新的Fb的边缘和关于B的新的决策逻辑。新的决策逻辑变量被定义为：
B＝{Error2(P7)<＝Error2(Q1)} (方程7)
根据方程4，新的边缘函数和逻辑是：
Fb＝y0+2y1+2y2-2y4-2y5<＝-2.5 (方程8)
其中，B＝(Fb<＝-2.5)
这里，如果B是真或“1”，则下一状态是0，且采样值是-3。如果B是假或“0”，则下一状态是1，且采样值是-2。
现在转到图12，总的由附图标记1200表示两个边缘函数Fa和Fb，其中，Y轴是脉冲响应(y0+2y1+2y2+y3)，X轴是增强子(enhancer)(-y3-2y4-2y5)。点P5、P6、P7、P8和P9被包括在底端部分中，而点Q1、Q2、Q3和Q4被包括在顶端部分中。关于正转换检验的边缘图使用Fa＝(Y＝0)和Fb＝(Y＝-X-2.5)。这里，可以看出，这两个函数提供用于使Q组与P5到P9分离的最佳边缘。
如图13所示，总的由附图标记1300表示被分组到P和Q组中的从在t＝k下的状态000开始的所有路径。这与图7类似，但是此处使用6个预测采样来代替5个。P组包括经过下一状态0的路径，而Q组包括经过下一状态1的路径，其每个总共有7个采样。找到一个额外的预测采样，以改善对涉及信号的底端包络的采样的译码的可靠性，这仅涉及从P1到P6的路径和所有Q路径。P组包括经过在t＝k+1下的状态000的所有路径，而Q组包括经过在t＝k+1下的状态001的所有路径。
转到图14，总的由附图标记1400表示对于在P和Q组之间的所有对平方的欧氏距离。这里，认为P1到P6与所有Q路径一起产生涉及信号底端包络采样的边缘函数。因为没有其他考虑过的P和Q对产生低于70的距离值，所以对P1/Q1、P2/Q2、P5/Q5和P6/Q6每个产生最小距离事件。关于P1/Q1和P2/Q2的逻辑被定义为D，而关于P5/Q5和P6/Q6的逻辑被定义为F。
现在转到图15，总的由附图标记1500表示涉及在状态000下的信号底端包络检测的最小距离事件。该事件涉及P1(图中的“O”)和Q1(图中的“X”)。从该事件中，得到Fd的边缘线性函数和关于D的决策逻辑，被定义为Fd<＝0。如果D为真，则选择P1而不是Q1，这意味着下一状态将是000的状态而不是001，并且在t＝k下的对应的目标采样值是-3而不是-2。这里，底端包络检验将决策逻辑变量定义为：
D＝{Error2(P1)<＝Error2(Q1)} (方程9)
并且定义边缘函数为：
Fd＝y0+3y1+5y2+5y3+3y4+y5<＝-19 (方程10)
其中，D＝(Fd<＝-19)
如图16所示，总的由附图标记1600表示涉及在状态000下的底端包络检测的非最小距离事件。该事件涉及P4(图中的“O”)和Q3(图中的“X”)。因为其相关距离测量103大于最小距离测量70，所以该事件是非最小距离事件。从该事件，得到Fe的边缘线性函数和关于E的决策逻辑，被定义为Fe<＝0。如果E为真，则选择P4而不是Q3，这意味着下一状态将是000的状态而不是001，并且在t＝k下的对应的目标采样值是-3而不是-2。这里，底端包络检验将决策逻辑变量定义为：
E＝{Error2(P4)<＝Error2(Q3)} (方程11)
并且定义边缘函数为：
Fe＝y0+3y1+5y2+5y3+3y4+y5-y5-4y6<＝-9.5 (方程12)
其中，E＝(Fe<＝-9.5)
转到图17，总的由附图标记1700表示涉及在状态000下的底端包络检测的最小距离事件。该事件涉及P6(图中的“O”)和Q6(图中的“X”)。从该事件，得到Ff的边缘线性函数和关于F的决策逻辑，被定义为Ff<＝0。如果F为真，则选择P6而不是Q6，这意味着下一状态将是000的状态而不是001，并且在t＝k下的对应的目标采样值是-3而不是-2。这里，底端包络检验将决策逻辑变量定义为：
F＝{Error2(P6)<＝Error2(Q6)} (方程13)
并且定义边缘函数为：
Ff＝y0+3y1+5y2+5y3+3y4+y5<＝0， (方程14)
其中，F＝(Ff<＝0)
现在转到图18，总的由附图标记1800表示Fd、Fe和Ff的三个边缘函数，其中Y轴被定义为目标底端形状(y0+3y1+5y2+5y3+3y4+y5)，而X轴是增强子(-y3-y4+y5+4y6)。可以看出，这三个函数提供了关于使Q组与P1到P6分离的最佳边缘。这里，边缘逻辑变量是：
C＝D+E*F (方程15)
如果C＝“1”或真，则选择P1、P2、P3、P4、P5和P6，而不是Q组。
如图19所示，总的由附图标记1900表示在状态000下的决策逻辑变量R0。在状态0下的决策逻辑变量R0使用目标采样px(＝3)、pm(＝2)、z(＝0)、nm(＝-2)和nx(＝-3)的估计，由图1中的目标估计器块产生所述决策逻辑变量R0：
R0＝A0*B0+C0 (方程16)
A0＝(|y0-nx|+|y1-nm|+|y2-z|+|y3-pm|<＝ (方程17)
|y0-nm|+|y1-z|+|y2-pm|+|y3-px|)
B0＝(|y0-nx|+|y1-nm|+|y2-z|+|y4-pm|+|y5-z|<＝ (方程18)
|y0nm|+|y1-z|+|y2-pm|+|y4-z|+|y5-nm|)
C0＝D0+E0*F0，其中 (方程19)
D0＝(|y0-nx|+|y1-nx|+|y2-nx|+|y3-nx|+|y4-nx|+|y5-nx|<＝
|y0-nm|+|y1-z|+|y2-pm|+|y3-pm|+|y4-z|+|y5-nm|)
(方程20)
E0＝(|y0-nx|+|y1-nx|+|y2-nx|+|y3-nx|+|y4-nm|+|y6-pm|<＝
|y0-nm|+|y1-z|+|y2-pm|+|y3-px|+|y4-pm|+|y6-nm|)
(方程21)
F0＝(|y0-nx|+|y1-nx|+|y2-nx|+|y3-nm|+|y4-z|+|y5-pm|<＝
|y0-nm|+|y1-z|+|y2-pm|+|y3-px|+|y4-px|+|y5-px|)
(方程22)
转到图20，总的由附图标记2000表示在状态111下的决策逻辑变量R7。在状态7下的决策逻辑变量R7使用目标采样px(＝3)、pm(＝2)、z(＝0)、nm(＝-2)和nx(＝-3)的估计，由图1中的VLA块产生所述决策逻辑变量R7：
R7＝A7*B7+C7 (方程23)
A7＝(|y0-px|+|y1-pm|+|y2-z|+|y3-nm|<＝ (方程24)
|y0-pm|+|y1-z|+|y2-nm|+|y3-nx|)
B7＝(|y0-px|+|y1-pm|+|y2-z|+|y4-nm|+|y5-z|<＝ (方程25)
|y0-pm|+|y1-z|+|y2-nm|+|y4-z|+|y5-pm|)
C7＝D7+E7*F7，其中 (方程26)
D7＝(|y0-px|+|y1-px|+|y2-px|+|y3-px|+|y4-px|+|y5-px|<＝
|y0-pm|+|y1-z|+|y2-nm|+|y3-nm|+|y4-z|+|y5-pm|)
(方程27)
E7＝(|y0-px|+|y1-px|+|y2-px|+|y3-px|+|y4-pm|+|y6-nm|<＝
|y0-pm|+|y1-z|+|y2-nm|+|y3-nx|+|y4-nm|+|y6-pm|)
(方程28)
F7＝(|y0-px|+|y1-px|+|y2-px|+|y3-pm|+|y4-z|+|y5-nm|<＝
|y0-pm|+|y1-z|+|y2-nm|+|y3-nx|+|y4-nx|+|y5-nx|)
(方程29)
现在转到图21，总的由附图标记2100表示状态000下的检测器处理。这里，定义了两个正转换检验A0和B0的边缘函数和底端包络检验C0的边缘函数。将决策逻辑变量定义为：
R0＝A0*B0+C0 (方程30)
如果R0为真，则下一状态为状态0＝000，或者如果R0不为真，则下一状态为状态1＝001。如果R0为真，则所检测的采样值是-3，或者如果R0不为真，则为-2。如果R0为真，则检测器输出为0，或者如果R0不为真，则为1。
如图22所示，总的由附图标记2200表示在状态111下的检测器处理。这里，定义了两个负转换检验A7和B7的边缘函数和底端包络检验C7的边缘函数。将决策逻辑变量定义为：
R7＝A7*B7+C7 (方程31)
如果R7为真，则下一状态为状态7＝111，或者如果R7不为真，则下一状态为状态6＝110。如果R7为真，则所检测的采样值是3，或者如果R7不为真，则为2。如果R7为真，则检测器输出为0，或者如果R7不为真，则为1。
转到图23，总的由附图标记2300表示关于下一状态方程的转换图。这里，当前状态被定义为(a0b0c0)，而下一状态被定义为(a1b1c1)。因为我们在图5中将该状态定义为(pk-3pk-2pk-1)，所以a1和b1分别从a0和b0移位，而c1依赖于决策和当前状态，如下所示。因此，下一状态方程是：
a1＝(～b0) (方程32)
b1＝(～b0) (方程33)
c1＝(～b0)+(～R0)(～a0)(～c0)+(～a0)(b0)+(～b0)(c0)+R7(a0)(c0)
(方程34)
现在转到图24，总的由附图标记2400表示关于检测器输出方程的转换图。检测器输出方程是：
D0＝(a0)(b0)(～c0)+(～a0)(～b0)(c0)(方程35)
如图25所示，总的由附图标记2500表示关于RMS误差信道质量块的检测采样值发生器。这里，在左列中的关于采样值检测的逻辑对应于在右列中的采样值。
转到图26，总的由附图标记2600表示下一状态和译码器输出发生器。该发生器2600包括输入寄存器2610、2612、2614和2616，以及时钟寄存器2618。该发生器也包括逻辑AND运算器2620、2622、2624、2626、2628、2630、2642和2644，以及逻辑OR运算器2632和2646。其还包括触发器2634、2636、2638和2640。此外，该发生器具有13个输出寄存器2648、2650、2652、2654、2656、2658、2660、2662、2664、2666、2668、2670和2672。
输入寄存器2610以信号通信方式连接到AND运算器2624和第十输出寄存器2666。输入寄存器2612以信号通信方式连接到AND运算器2626和第十一输出寄存器2668。输入寄存器2614以信号通信方式连接到AND运算器2628和第十二输出寄存器2670。输入寄存器2616以信号通信方式连接到AND运算器2630和第十三输出寄存器2672。AND运算器2620、2622、2624、2626、2628和2630每个都以信号通信方式连接到OR运算器2632。然后，OR运算器2632以信号通信方式连接到触发器2634的D输入。
触发器2634具有：用于提供d0的d0输出，以信号通信方式连接到第八输出寄存器2662；以及用于提供非(NOT)d0的非d0输出，以信号通信方式连接到第九输出寄存器2664。触发器2636具有用于提供c0的c0输出，以信号通信方式连接到第六输出寄存器2658，并以信号通信方式连接到触发器2638的D输入，并且还以信号通信方式连接到AND运算器2644。触发器2636具有用于提供非c0的非c0输出，以信号通信方式连接到AND运算器2642和2620，并且以信号通信方式连接到第七输出寄存器。触发器2638具有用于提供b0的b0输出，以信号通信方式连接到第三输出寄存器2652，且以信号通信方式连接到触发器2640的D输入，并且以信号通信方式连接到AND运算器2644和2628。触发器2638具有用于提供非b0的非b0输出，以信号通信方式连接到AND运算器2642、2630和2622，且以信号通信方式连接到触发器的D输入，并且以信号通信方式连接到第四输出寄存器2654。触发器2640具有用于提供a0的a0输出，以信号通信方式连接到AND运算器2644、2624和2630，并且以信号通信方式连接到第一输出寄存器2648。触发器2640具有用于提供非a0的非a0输出，以信号通信方式连接到AND运算器2642、2628和2626，并且以信号通信方式连接到第二输出寄存器2650。AND运算器2642和2644以信号通信方式连接到OR运算器2646，然后，OR运算器2646以信号通信方式连接到第五输出寄存器，用于提供det_data。
现在转到图27，总的由附图标记2700表示数据分割器的BER仿真器模型。该模型2700包括数字前端(DFE)块2710，以产生编码的写入数据。DFE块2710以信号通信方式连接到信道仿真器块2712，用于模拟来自媒体的信号。信道块2712以信号通信方式连接到均衡器块2714，用于实现有限脉冲响应(FIR)均衡。然后，均衡器块2714以信号通信方式连接到分割器块2716。分割器块以信号通信方式连接到误码率(BER)块2718，用于测量误码率，并显示诸如在错误中的位数2720、BER2722、读取的位数2724和错误位置2726等输出。该模型2700还包括噪声发生块2728，以信号通信方式连接到信噪比(SNR)块2730，用于在均衡之前提供SNR的输出2732。
如图28所示，总的由附图标记2800表示用于PRML1221Viterbi检测器的BER仿真器模型。该模型2800包括数字前端(DFE)块2810，以产生编码的写入数据。DFE块2810以信号通信方式连接到信道仿真器块2812，用于模拟来自媒体的信号。信道块2812以信号通信方式连接到均衡器块2814，用于实现PR1221均衡。然后，均衡器块2814以信号通信方式连接到Viterbi检测器块2816。Viterbi检测器块以信号通信方式连接到误码率(BER)块2818，用于测量误码率，并显示诸如在错误中的位数2820、BER2822、读取的位数2824和错误位置2826等输出。该模型2800还包括噪声发生块2828，以信号通信方式连接到信噪比(SNR)块2830，用于在均衡之前提供SNR的输出2832。
转到图29，总的由附图标记2900表示用于本公开的PR12321预测最大似然数据检测器实施例的BER仿真器模型。该模型2900包括数字前端(DFE)块2910，以产生编码的写入数据。DFE块2910以信号通信方式连接到信道仿真器块2912，用于模拟来自媒体的信号。信道块2912以信号通信方式连接到均衡器块2914，用于实现PR12321均衡。然后，均衡器块2914以信号通信方式连接到预测检测器(LAD)块2916。LAD块以信号通信方式连接到误码率(BER)块2918，用于测量误码率，并显示诸如在错误中的位数2920、BER
2922、读取的位数2924和错误位置2926等输出。该模型2900还包括噪声发生块2928，以信号通信方式连接到信噪比(SNR)块2930，用于在均衡之前提供SNR的输出2932。
现在转到图30，总的由附图标记3000表示本公开的、在关于数据分割器PR12321、Viterbi PRML1221和LAD12321实施例的对比下的、信道的BER对SNR的图。
如图31所示，总的由附图标记3100表示本公开的、在关于数据分割器PR12321、ViterbiPRML-VD1221和PRML-LAD1221的对比下的、信道的BER对SNR的图。
除了门计数的减少，因为是在当前时间产生检测器输出而不是如在VD中的延迟的时间产生检测器输出，所以目标采样值也能在当前时间产生。这样的目标采样能被用于产生均方根(RMS)采样误差值，然后，所述均方根采样误差值可以被用作信道的指示符，其中，这样的指示符通常被称作信道质量。这样的目标采样值的另一个应用是用于噪声预测最大似然(NPML)，其中，为了以少的收敛时间自适应地设置NPML中的抽头，需要精确的采样误差。
在本公开的该实施例中的检测决策基于输入信号的物理性状，而VD则不是这样的。该实施例中的决策标准可以涉及到诸如信号转换的信号属性，可负可正，也可以涉及顶端和底端包络形状。以这种方式，可以容易地跟踪涉及信号形状的检测器误差的原因。例如，如果涉及正转换的标准失败，导致检测器错误，则可以通过调整决策边缘边界(limit)而容易地优化对应的检测逻辑。这暗示出，本公开的实施例能够校正非线性损害，这在作为线性检测器的VD中是不可能的。另外，该实施例克服了现有技术VD中固有的速度瓶颈，在现有技术的VD中，加-比较-选择(ACS)运算必须在一个周期内完成。
在该实施例中，根据不等式设计方程表示加(A)和比较(C)运算，这能被容易地实现为简单的组合逻辑。选择(S)运算是唯一需要在一个时钟周期内完成的运算，其为二级逻辑。因此，不存在速度瓶颈，这使得本公开的该实施例更适合于其中信号带宽实质上比DVD中的信号带宽更宽的蓝光(Blue Rays)应用。因此，该实施例可被应用于采用蓝色激光的驱动器的蓝光技术(BlueDisk，BD)和高精度DVD(HDDVD)格式。
用于导出这样的设计方程的过程如下：找到在t＝k下具有两个离开其的分支的状态。将从在t＝k+1下的两个下一状态中的一个离开的一组路径与从在t＝k+1下的另一下一状态离开的另一组路径进行比较。保持具有最小欧氏距离的一对路径，并且获得作为不等式方程的、应当选择哪组(或下一状态)的条件。以这种方式，在组合逻辑中，只有选择(S)运算需要在一个时钟周期期间完成，而另两个运算加和比较在周期外预先完成。类似地，对于具有离开而进入下一采样时间的两个分支的其他状态也重复同样过程。
本公开的该实施例使用了这样的事实，即光盘是可更换的介质，而硬盘不是。该可更换的性质意味着一旦对于诸如CD、DVD、HDDVD或蓝盘的给定媒体固定所述编码方案，则必须对于这样的固定的编码方案设计译码。而作为包括固定媒体的子系统的硬盘驱动器则具有选择编码和解码方案的最佳组合的自由。
例如，CD和DVD分别使用被称为8到14调制(EFM)和EFM+的编码方案，而蓝盘(BD)使用被称为(1，7)PP的编码方案。这样的编码器被称作(d，k)RLL(游程长度(runlength)受限)，其中，它们共享d≠0的共同性质。对于CD和DVD，d＝2，而对于HD-DVD和BD，d＝1。
本公开的该实施例利用了d≠0的编码约束，该编码约束简化了便利从周期中除去AC(加-比较)运算的处理的状态图。由于非0d约束，所以实质上减少了需要ACS运算的状态的数量。
在传统VD中，在给定采样时间，在每个状态执行ACS，所述每个状态具有来自以前的一个采样时间而到达其的两个分支。在ACS之后，每个状态被留下一个残存的路径，其必须被存储在路径存储器中。路径存储器长度依赖于信道存储器，其因为BD中区域密度的增加而从DVD到BD增加。也就是说，BD具有比DVD更大的、在径向的每英寸轨道数(TPI)和在轨道中的每英寸的位数量(BPI)，其中二者的乘积定义了区域密度。例如，对于DVD的典型的路径存储器是8×24D型触发器(D-FF)阵列，其占据冲模区域，并且必须通过消耗有功功率来定时。
和现有技术VD不同，本公开的实施例使用将来采样(futuresample)来代替过去采样。因此，在给定采样时间，考虑在将来采样时间的所有路径，所述所有路径连接到离开(在VD中是到达)在当前时间下的状态的两个分支中的每个。因为本公开的该实施例使用将来采样，所以它被称为预测检测器(LAD)。因此，所述输出在当前时间是可得到的，而无需路径存储器。
在此公开的实施例包括可用于光盘系统中的方法和装置，并且基于边缘决策而使用预测检测技术，以便通过以最小硬件复杂度使用用于均衡的更高阶的多项式来最小化噪声增加。
为了说明的目的，结合此处公开的一个或多个实施例描述示例性数字回放系统。该数字回放系统允许诸如压缩盘(CD)、数字视频或通用盘(DVD)以及蓝光盘(BD)之类的光盘的回放，在所述光盘中可以包括数据、音频、视频或其组合。
该数字回放系统包括：光盘；光盘电机，用于旋转光盘；伺服驱动器，用于控制光盘电机的速度；以及光拾取单元(OPU)，用于感测存储在光盘中的信息，并响应于其而产生信号。在CD的情况下，存储在光盘中的信息是凹陷(pit)的形式。OPU包括用于感测在光盘上的凹陷的电路，典型的是激光(例如，单光束、三光束等)。在CD上的凹陷的排列与在DVD和BD上的标记的排列不同。因此，OPU能够感测光盘上凹陷和标记的不同的排列。
OPU耦接到读取信道，并向读取信道提供拾取信号。在一个实施例中，所述拾取信号是模拟信号。在其他元件中，该读取信道包括均衡器、数据分割检测器和时钟恢复块。时钟恢复块典型的是锁相环(PLL)，其从拾取信号中恢复时钟信号。所恢复的时钟信号被发送到数据检测器。当最小化噪声时均衡器放大拾取信号，并且数据检测器检测包括所发送的数据的信号转换，并产生数字数据流。
数据检测器的输出耦接到数字信号处理器(DSP)，尤其是，数字信号处理器提供信号处理功能。DSP能够将信号处理成不同的格式，诸如与CD、DVD和BD兼容的格式。更具体地说，对于DVD和BD，DSP可以提供同步、数据的调制、ECC纠错、解扰(descrambling)、EDC和IED检测、认证(例如CSS、CPPM、CPRM)和缓冲管理。对于CD，DSP可以提供模数转换、解调(例如，8到14“EFM”解调)和纠错。DSP也可以提供用于便利信号处理功能的存储器资源。
另外，DSP包括伺服和光盘电机控制功能。特别地，DSP识别拾取信号中的误差，响应于其而产生误差信号，并将该误差信号发送到伺服驱动器。误差信号的例子包括主轴电机控制、光学拾取、聚焦和跟踪(OPU的)。DSP计算伺服误差控制信号，其典型地包括聚焦误差信号、跟踪误差信号和跟踪交叉脉冲信号。DSP可以计算几个闭合环伺服，包括光盘电机伺服、聚焦伺服和跟踪伺服。基于伺服误差控制信号，DSP向伺服驱动器输出控制电压，以校正旋转速度、将容纳(house)OPU的滑板(sled)移到正确的轨道、将OPU向上或向下移到距离光盘的合适距离、或者校正脱轨(off-track)错误。
DSP还提供与移动图像专家组(MPEG)译码器的接口。从DSP输出到MPEG译码器的数字输出流可以是下列多个格式中的一个，所述多个格式包括但不限于如红皮书标准定义的光盘数字音频(CD-DA)数据、如黄皮书标准定义的压缩盘只读存储器(CD-ROM)数据、或MPEG程序流。DSP处理DC/DVD/BD位流，包括特定效果的支持。MPEG译码器耦接到存储器、视频回放子系统和音频回放子系统。
MPEG译码器译码从DSP接收的数据流，以多种所选择的格式中的一种将其转换为视频数据和/或音频数据，用于分别输出到视频和音频子系统。在一个实施例中，MPEG译码器是MPEG-II译码器，其从DSP接收MPEG-II数据流，并将该数据流转换为数字音频和视频输出。MPEG译码器从MPEG数据流中提取定时信息，并且将所压缩的MPEG数据流去多路复用(de-multiplex)为解压缩(decompress)音频和视频数据流。MPEG译码器通常包括：MPEG音频译码器，用于解压缩和译码所压缩的MPEG音频流，以产生解压缩的音频数据流；以及MPEG视频译码器，用于解压缩和译码所压缩的MPEG视频数据流，以产生解压缩的视频数据流。然后，解压缩的音频和视频流可以被输送到用于回放的视频和音频回放子系统。由MPEG译码器提取的定时信息用于同步音频和视频输出。可选存储器提供用于译码该处理的存储器资源。
微控制器耦接到DSP、MPEG译码器和用于控制数字回放系统的操作的其他设备。应当理解的是，微处理器、门阵列和其他设备(或多个设备)可以用来代替作为数字回放系统的中央处理单元的微控制器。微控制器可以被耦接到易失性存储器(和/或内部易失性存储器，未示出)，用于执行指令、存储数据和变量等。诸如只读存储器(ROM)、闪存等的非易失性存储器存储程序代码，所述程序代码由微控制器执行，以控制数字回放系统的操作。存储在非易失性存储器中的程序代码可以在启动时被加载进易失性存储器，以便由微控制器执行。微控制器也可以耦接到整个系统的CPU(未示出)，其中，实现数字回放系统，用于其间的通信。
现在将参照如前面介绍的附图描述示例性实施例的操作。应当明白，给定的实施例仅仅是示例性的，并且相关领域的普通技术人员可以在不背离该公开的范围的情况下选择形式上和细节的各种选项。
返回参照图1，部分响应最大似然(PRML)块可以被用在光盘驱动器的IC中。本公开的实施例可以用于定义图中的检测器块。本公开的检测器实施例可以使用预测检测器(Look-Ahend-Detector，LAD)。如所讨论的，由于在硬盘驱动器(HDD)应用中的其已经得到证明的技术，并且不去管此处提到的包括功耗和冲模尺寸的缺点，传统的Viterbi检测器(VD)已经被广泛使用。
返回参照图2，示出了4个不同的部分响应信道量级，其可以被考虑用于光信道。这样的函数可以被表达成具有变量系数a、b、c、d和e的通用多项式：
H(D)＝a+bD+cD2+dD3+eD4
其中D是延迟算子。
因为来自媒体的回读(readback)信号被均衡以产生与在该方程中描述的脉冲响应中一样的采样，所以该方程通常被称为调制转移函数(MTF)。选择标准包括选择与给定头(head)和媒体接口的频率响应量级类似的MTF。这里，选择两种情况，其中a＝1、b＝2、c＝3、d＝2和e＝1，在此称为PR12321。以及a＝1、b＝2、c＝2、d＝1和e＝0，在此称为PR1221。将示出，对于这两个作为本公开的实施例的多项式，可以构造两个LAD检测器。
返回参照图3，提供了关于这些相应的多项式的目标采样值，这对于给定的检测器是理想的。对于关于PR12321实施例的均衡的信道，级别的数目是8，而对于PR1221实施例，级别的数目是5。
返回参照图4，根据本公开的一个实施例的预测检测器使用被边缘决策逻辑块跟随的边缘函数发生器、用于下一状态和检测器输出的块，以及用于确定检测目标采样的逻辑，所述检测目标采样然后被提供给信道质量监控器(CQM)块。因为检测器输出是NRZI格式的，所以其被转换为NRZ格式。例如，检测器输出...00100100...将被该块转换为NRZ格式的...0011100...。
返回参照图5，本公开的该实施例被操作为具有基于图5的状态图的结构的有限状态机(FSM)。在该图中，对于MTF的多项式被选择为PR1221。参见图5，由于(2，10)EFM+约束，所以仅仅存在8个可能的状态中的6个状态。可以导出关于PR12321的类似的图，其中由于与PR1221的同样原因，所以存在16个可能的状态中的8个状态。
在图5中，可以容易地看到，根据状态和分支，左半部分和右半部分构成彼此的映像。例如，十六进制的状态0具有十进制的映像状态7，等等。从状态0到0的分支是从状态7到7的分支的映像，等等。另外，左半部分表示正转换，而右半部分表示负转换。将探究这里所述的性质，以导出边缘函数，并促进硬件设计。
该实施例的检测方法基于信号形状。在光学记录信道中，当其包络也能够影响数据检测决策时，存储在媒体中的数据信息被嵌入到信号的零交叉中。如果信号没有被消弱，以致于其零交叉发生在错误的定时上，或者其包络与理想形状产生偏移，则防止了错误。
基于其是否涉及转换检测或包络检测而对决策逻辑进行分类。这样，只要有错误，就可以容易地跟踪错误源并且调整相应的边缘偏移以最小化错误概率。
返回参照图6，该格状图是由图5中的6个采样y0，y1，y2，y3，y4，y5绘制而来的，其中y0是在t＝k(当前时间)下的采样，而其他的5个采样分别处于t＝k+1、k+2、k+3、k+4和k+5的将来采样时间。因为检测器使用这样的将来采样，所以该检测器被称为预测检测器(LAD)。
从图6中，可以看出仅存在两个这样的状态，即有两个分支离开它而到相应的下一状态。例如，状态0具有在下一采样时间到达状态0和状态1的两个分支。如前所述，在这4个状态中存在对称性。例如，状态0、1和4分别是状态7、6和3的映像。这样的对称性可被用来促进硬件设计，以便于用于状态0的决策电路可以仅通过将在处理中涉及的采样的符号取反而被容易地重用于状态7，如将在随后的部分中看到的。
首先，因为状态0分支到状态0或1，所以必须作出哪个分支应当给定为当前采样y0的决策。图7示出了在t＝0时起始于状态0、经过状态0和状态1的6个采样y0，y1，y2，y3，y4，y5的所有可能的路径。经过状态0的所有路径被归组为P组，而经过状态1的所有路径被归组为Q组。
对两组之间的所有排列计算平方的欧氏距离，并显示在图8中。图8中的表格用于导出涉及正转换的边缘函数，以使得只有P组中的P5到P9被使用，如图表中所示。从该表中，看出存在具有最小距离特性的三对，它们是P7/Q2、P8/Q3和P9/Q4。这三个产生最佳边缘函数Fa，所述Fa将P5-P9从Q1-Q4中分离出来，但是并不是对于Q1的。图9和10示出了两个这样的对，即P7/Q2和P9/Q4对，并且也示出了怎样导出边缘函数Fa和相应的决策逻辑变量A。
如在图8中可以看到的，与Q1进行最小距离配对的是P7。在图11中，获得了新的边缘函数并被表示为Fb，并获得新的决策逻辑变量B。
返回参照图12，通过对逻辑变量A和B进行AND运算来定义边缘。这里，将Q组与由P5到P9组成的P组的子组等距离分开。因为P5到P9都是正转换路径，所以在该边缘上的决策被称为正转换检验。
下面的描述关于如何导出边缘函数和决策逻辑，用于检测信号包络，特别是在状态000的信号底端包络。
从实验研究中发现，添加一个额外的预测采样是有益的，以便于在总共7个采样而不是先前所述的用于转换检验的6个采样上构造出新的一套P和Q组。这提高了当包络受到靠近基线(baseline)的倾斜(drooping)影响时的检测能力。
返回参照图13，示出了关于状态000的对于P和Q组的所有路径。如在图7中，在P组中的所有路径具有下一状态000，而在Q组中的所有路径具有下一状态001。由于一个额外的预测采样，P路径的数量从9增长到13，而Q路径的数量从4增长到6。
返回参照图14，其示出了关于状态000的对于P和Q组的所有对的平方的欧氏距离。其证明无论被用于正转换检验的是6个采样还是7个采样，决策边缘逻辑都将是相同的。底端包络检验仅涉及到P1到P6和Q组。
如图15所示，从两对P1/Q1和P2/Q2中的任一个导出边缘函数Fd，其中也导出了决策逻辑变量D。类似地，如图16所示，从P4和Q3对导出另一个边缘函数Fe和相应的逻辑E。如图17所示，可以使用P5/Q5或P6/Q6导出第三个边缘函数和逻辑，分别使用Ff和F。
返回参照图18，其示出作为如图中所示的D、E和F的组合逻辑的整体决策逻辑变量C。变量C确定关于状态000的下一状态，即，如果C为真，则下一状态是000，否则下一状态将为001，如同图12中的变量A*B一样。
返回参照图19，其示出了在状态000下的关于决策逻辑变量R0的方程。变量R0是通过分别OR运算图12和18中所示的边缘决策逻辑变量A0*B0和C0的逻辑变量。在该图中，利用采样错误条件(term)表示逻辑变量A0、B0和C0，其中采样目标是关于PR1221的变量px、pm、z、nm和nx。它们的典型值分别是3、2、0、-2和3，如图中所示。可以使用固定值以减少在方程中的条件的数目。
类似地，图20示出了关于状态111的决策逻辑变量R7。如果对目标值保持对称性，则除了目标采样值被反转外，同样的设计可被用于状态000。
返回参照图21，其示出了关于状态000的对于R0、下一状态、目标采样估计和检测器输出的表格，而图22示出了关于状态111的相应表格。
返回参照图23，其示出了对于下一状态的每个位的方程，被定义为{a1，b1，c1}。注意，因为在编码中的d＝2的约束，所以关于方程34，对于c1的每个小项在尺寸上被减小。在方程34中有4个小项，其中由于d＝2的约束，每个小项的尺寸被减小。例如，第一小项应当是(～R0)(～a0)(～b0)(～c0)，其被减小为(～R0)(～a0)(～c0)，如图23中所示。这是因为d＝2意味着在一行中应该至少存在3个0。因此，因为a0和c0是“0”，b0也总是“0”，所以b0不参与该方程。
返回参照图24，其示出了关于检测器输出的方程。注意，该输出是NRZI格式的，即“1”意味着转换，而不是电平。这在随后的块中必须被转换为NRZ格式。
对于所定义的从当前状态到下一状态的给定分支，可以预测采样值。这可被用于信道质量监控。在实时中，监控器跟踪信号RMS误差，所述信号RMS误差能够通过给定所接收的采样值而从所检测的采样值中容易地计算出来。在图25中，表格示出了关于每个目标采样值的逻辑方程。
返回参照图26，确定下一状态，并且分别从图19和20中的R0和R7的边缘决策中译码出数据。这里要注意，仅有两个逻辑级别AND-OR限制本公开的实施例的速度，而PRMLViterbi检测器被称为加-比较-选择(ACS)的运算所限制，这是其速度瓶颈的罪魁祸首。因为ACS瓶颈，使用VD的高速应用需要并行设计，导致了硬件的复杂性。本公开的实施例在这方面具有显著的优势。
如在本领域中所公知的那样来选择关于PRMLViterbi检测器的多项式的阶数，其中阶数是3。本公开的示例性实施例使用4阶多项式。即使使用了更高阶的多项式，但是本公开的实施例的硬件复杂性也显著小于VD。在PRML VD的情况下，4-基数设计被用于高速应用，在高速应用中，格状图的两个级被组合到十进制因子2的一个级中。在这样的实施例中，每隔一个时钟周期执行译码处理，这需要双倍的硬件。
表1.硬件复杂性比较：PRMLViterbi检测器对本公开的检测器实施例
实施例 PRML(1)
加法器 17 56
D-FF 10 308
比较器 12 15
乘法器 10 100
AND 22 0
OR 10 0
性能：优于1dB(2)
注意：(1)对于20XDVD的PRML4-基数设计，用CSA代替ACS；
(2)由于比PR1221更高阶的目标信道1+2D+2D2+D3，从而获得了改进。
根据误码率(BER)比较示例性实施例与其模型分别被示出在图27和28中的传统数据分割器和对比Viterbi检测器技术。
输入模式是随机的，以便于所有可能波长被以随机的次序使用，并且每周期被经取反的版本所跟随。由输入模式，通过使用其参数被调整以产生20％的分辨率(resolution)的公知余弦信道模型来产生模拟波形。该分辨率被定义为最短波长峰值与最长波长峰值的比率。
返回参照图27，数据分割器模型使用7-抽头自适应均衡器，而Viterbi需要9抽头自适应均衡器。原因在于，因为Viterbi是用于3阶多项式的，需要更高阶的均衡器，导致了9抽头，而不是其BER模型被示出在图29中的本公开的数据分割器和实施例中所使用的7抽头。如在随后的讨论中所看到的，这是为什么Viterbi的性能被本公开的实施例超过的部分原因，仅仅因为Viterbi受到了高频噪声增加的影响，所述高频噪声增加是由于这样的事实，即目标MTF多项式是3阶的，而本公开的实施例使用了4阶作为其的替代。
返回参照图30，本公开的实施例执行得最好。这里要注意，由于采样尺寸仅为所读取的70,000位，所以在较高SNR范围内的BER数据是不精确的，然而对于相关的比较物来说，这仍然是足够好的。例如，对于该采样尺寸，本公开的实施例在20DBSNR上是无错误的。
本公开的该实施例的优点来自于这样的事实，即它允许使用更高阶的多项式以最小化由于均衡而导致的高频噪声增加，而由于硬件复杂性，Viterbi方法受限于更低阶的多项式。因为本实施例的速度仅受限于逻辑的两个级，所以本实施例比Viterbi更容易允许高速应用。
返回参照图31，同样的部分响应信道被用于Viterbi检测器和本公开的另一个实施例，该实施例在这里被称为PR1221。该实施例使用更少的硬件。
这样，已经提供了关于使用预测数据检测技术的光盘系统的方法和装置，其中用最小的硬件复杂性得到了最佳的检测。由于简化了硬件，所以本公开的实施例允许用于模信道转移函数的更高阶的多项式，以增加可靠性，并在最小化噪声的同时减小了均衡器硬件。
在一个示例性实施例中，通过对预测采样仅使用包括关于每个状态的最小距离对的所选择的对来导出关于下一状态确定的边缘函数和相应的边缘决策，从而与Viterbi相比显著减少检测器硬件，其中在每个状态搜索最有可能发生的路径。依赖于采样质量，边缘决策的边界可以是可编程的，以阻止类似误均衡(misequalization)、信号不对称等的信道损害。
使用预测采样，由于无需如在传统Viterbi检测器中的那样追溯过去的试探性的决策，所以本检测器的硬件复杂性显著降低。
Viterbi检测器中对于高速应用的瓶颈在于必须在一个周期之内完成ACS(加-比较-选择)运算，导致了并行执行，可以执行本公开的实施例以使得速度仅受限于两级逻辑，所以即使对于最高的DVD速度，也不需要并行设计。本公开的实施例容易地被应用到使用更高速度的蓝色激光系统。
根据此处的示教，相关领域的普通技术人员可以容易地确知本公开的这些和其他特性和优点。应当明白，可以硬件、软件、固件、专用处理器或其组合的各种形式来实现本公开的示教。
最优选的，本公开的示教被实现为硬件和软件的组合。此外，软件被优选地实现为有形地嵌入到程序存储单元上的应用程序。所述应用程序可以被上载到包括任何合适的结构的机器、或由其运行。优选的，所述机器在具有诸如一个或多个中央处理单元(“CPU”)、随机存取存储器(“RAM”)和输入/输出(“I/O”)接口的硬件的计算机平台上被实现。所述计算机平台也可以包括操作系统和微指令代码。在此描述的各种处理和功能可以是微指令代码的部分或应用程序的部分，或者是其的任意组合，其可以被CPU执行。此外，各种其他的外围单元可以被连接到诸如附加数据存储单元和打印单元的计算机平台。
还应当明白，因为在附图中所述的某些组成系统元件和方法被优选地实现为软件，所以在系统元件或处理功能块之间的实际的连接可能依赖于本公开被编程的方式而不同。这里给出示教，相关领域的普通技术人员将可以预计本公开的这些和类似的实现或配置。
虽然在此参照附图描述了说明性实施例，但是应当明白，本发明不限于这些精确的实施例，并且在不背离本发明的范围和精神的情况下，相关领域的普通技术人员可以在此实现各种改变和修改。所有这样的改变和修改意欲被包括在所附权利要求所阐明的本发明的范围内。
Claims (2)
1.一种用于光盘系统的预测数据检测器，其执行从维特比检测器的多个函数当中选择函数，包括：
边缘函数发生器，用于通过将用于转换存储在光盘系统中的信息的当前采样的值y0、连续输入的六个将来采样y1-y6的值和目标采样值的估计值px、pm、z、nm和nx应用于预定边缘函数来产生在状态0和7的多个判决逻辑变量A0L、A0R、B0L、B0R、C0、D0L、D0R、E0L、E0R、F0L、F0R、A7L、A7R、B7L、B7R、C7、D7L、D7R、E7L、E7R、F7L和F7R；
边缘决策单元，用于通过使用所述多个判决逻辑变量A0L、A0R、B0L、B0R、C0、D0L、D0R、E0L、E0R、F0L、F0R、A7L、A7R、B7L、B7R、C7、D7L、D7R、E7L、E7R、F7L和F7R来产生在状态0和7的多个边缘判决逻辑值R0、-R0、R7和-R7；
下一状态发生器，用于通过利用所述多个边缘判决逻辑值R0、-R0、R7和-R7来确定下一状态，
其中，如果状态0处于时刻t＝k，则所述预定边缘函数将具有在时刻t＝k+1之后的连续输入采样的所有可用输出路径分成两个组P和Q，所述两个组包括在时刻t＝k+1经由下一状态0的输出路径P以及包括在时刻t＝k+1经由下一状态1的输出路径Q，计算包含在该两个组中的相应排列对的欧氏距离平方，所述预定边缘函数是利用根据从所述欧氏距离平方的不对称设计等式获得的选择值而选择的最小距离事件来产生的，
其中，所述多个边缘判决逻辑值R0、-R0、R7和-R7包括：在状态0的判决逻辑值R0、具有在状态0的判决逻辑值的相反值的相反判决逻辑值-R0、在状态7的判决逻辑值R7、和具有在状态7的判决逻辑值的相反值的相反判决逻辑值-R7，
其中，当R0＝A0*B0+C0时满足在状态0的判决逻辑值R0，其中：
如果A0L≤A0R，则A0具有值1，而如果A0L＞A0R，则A0具有值0，
如果B0L≤B0R，则B0具有值1，而如果B0L＞B0R，则B0具有值0，
并且C0＝D0+E0*F0，其中：
如果D0L≤D0R，则D0具有值1，而如果D0L＞D0R，则D0具有值0，
如果E0L≤E0R，则E0具有值1，而如果E0L＞E0R，则E0具有值0，
如果F0L≤F0R，则F0具有值1，而如果F0L＞F0R，则F0具有值0，
A0L＝|y0-nx|+|y1-nm|+|y2-z|+|y3-pm|，
A0R＝|y0-nm|+|y1-z|+|y2-pm|+|y3-px|，
B0L＝|y0-nx|+|y1-nm|+|y2-z|+|y4-pm|+|y5-z|，
B0R＝|y0-nm|+|y1-z|+|y2-pm|+|y4-z|+|y5-nm|，
D0L＝|y0-nx|+|y1-nx|+|y2-nx|+|y3-nx|+|y4-nx|+|y5-nx|，
D0R＝|y0-nm|+|y1-z|+|y2-pm|+|y3-pm|+|y4-z|+|y5-nm|，
E0L＝|y0-nx|+|y1-nx|+|y2-nx|+|y3-nx|+|y4-nm|+|y6-pm|，
E0R＝|y0-nm|+|y1-z|+|y2-pm|+|y3-px|+|y4-pm|+|y6-nm|，
F0L＝|y0-nx|+|y1-nx|+|y2-nx|+|y3-nm|+|y4-z|+|y5-pm|，
F0R＝|y0-nm|+|y1-z|+|y2-pm|+|y3-px|+|y4-px|+|y5-px|，
其中，当R7＝A7*B7+C7时满足在状态7的判决逻辑值R7，其中：
如果A7L≤A7R，则A7具有值1，而如果A7L＞A7R，则A7具有值0，
如果B7L≤B7R，则B7具有值1，而如果B7L＞B7R，则B7具有值0，
并且C7＝D7+E7*F7，其中：
如果D7L≤D7R，则D7具有值1，而如果D7L＞D7R，则D7具有值0，
如果E7L≤E7R，在E7具有值1，而如果E7L＞E7R，则E7具有值0.
如果F7L≤F7R，则F7具有值1，而如果F7L＞F7R，则F7具有值0，
A7L＝|y0-px|+|y1-pm|+|y2-z|+|y3-nm|，
A7R＝|y0-pm|+|y1-z|+|y2-nm|+|y3-nx|，
B7L＝|y0-px|+|y1-pm|+|y2-z|+|y4-nm|+|y5-z|，
B7R＝|y0-pm|+|y1-z|+|y2-nm|+|y4-z|+|y5-pm|，
D7L＝|y0-px|+|y1-px|+|y2-px|+|y3-px|+|y4-px|+|y5-px|，
D7R＝|y0-pm|+|y1-z|+|y2-nm|+|y3-nm|+|y4-z|+|y5-pm|，
E7L＝|y0-px|+|y1-px|+|y2-px|+|y3-px|+|y4-pm|+|y6-nm|，
E7R＝|y0-pm|+|y1-z|+|y2-nm|+|y3-nx|+|y4-nm|+|y6-pm|，
F7L＝|y0-px|+|y1-px|+|y2-px|+|y3-pm|+|y4-z|+|y5-nm|，
F7R＝|y0-pm|+|y1-z|+|y2-nm|+|y3-nx|+|y4-nx|+|y5-nx|。
2.如权利要求1所述的预测数据检测器，其中，所述多个判决逻辑变量A0L、A0R、B0L、B0R、C0、D0L、D0R、E0L、E0R、F0L、F0R、A7L、A7R、B7L、B7R、C7、D7L、D7R、E7L、E7R、F7L和F7R是根据与存储在所述光盘系统中的数据信息对应的零交叉信号的轮廓形状来确定的。
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