CN1913375A - 可补偿片上lc网络损耗的镜像抑制滤波装置 - Google Patents

Abstract

本发明属于超外差式接收机镜像抑制技术领域，其特征在于，该装置由低噪声放大器、镜像抑制滤波器和片上Q值自动调谐电路依次串接而成，所述片上自动Q值调谐电路由探测镜像抑制滤波器输出是否振荡的包络检测器、比较器以及为镜像抑制滤波器中数控电流源提供9位数字控制信号的数字信号处理器串接而成，该数字信号处理器采用逐次逼近算法向所述数控电流源提供关键数字控制信号，该信号能使镜像抑制滤波器中的由两个MOS管组成的互耦对所提供的能量最接近补偿LC网络的损耗，但又不至于使镜像抑制滤波器振荡。该方法能使镜像抑制滤波器中的LC网络的损耗得到最优补偿，但又不至引发振荡，使镜像抑制性能达到最优。

Description

可补偿片上LC网络损耗的镜像抑制滤波装置

技术领域

本发明属于超外差式接收机镜像抑制技术领域，尤其涉及用片上自动Q值调谐电路控制负阻值来自动补偿LC网络损耗的一种镜像抑制滤波装置。

背景技术

在各种接收机结构中，传统的超外差式接收机具有最优的性能。但超外差式接收机难以集成在同一块芯片上，集成度不高，其主要原因在于超外差式接收机存在镜像信号抑制问题。为了在最坏的情况下依然具有良好的性能，接收机必须具有足够高的镜像信号抑制率，一般要求镜像信号抑制率必须达到60-70dB。对镜像信号的抑制是由镜像抑制滤波器来完成的，在高频的情况下要达到这么高的抑制率，对滤波器的要求是很高的。而且，当接收机发生信道切换时，镜像抑制滤波器的中心频率还应该跟着切换，即镜像抑制滤波器的中心频率应是可调的。由于上面所说的这些原因，将镜像抑制滤波器集成在硅片上是很困难的，一般采用分立元件来实现该滤波器。

但接收机采用外接的滤波器，不仅降低了集成度，提高了产品成本，而且由于分立元件的采用，使整个接收机系统的稳定性大大降低。更为严重的是，驱动这些外部低阻抗的分立元件需要消耗很大的功耗，滤波器工作频率越高，功耗越大。另外，分立元件和集成电路之间的隔离也是一个很大的问题。

为了解决超外差式接收机难以集成的问题，人们开始研究可集成的镜像抑制滤波器，这种高频滤波器一般含有电感元件。在硅工艺下，由于受到各种损耗的影响，片上LC网络的品质因子Q难以做到很高(目前片上LC网络的品质因子Q一般小于10)。LC网络的损耗将极大减小集成镜像抑制滤波器的品质因子Q，降低镜像抑制滤波器的镜像抑制率。为了解决这种问题，可以采用负阻来补偿片上LC网络的损耗，提高镜像抑制滤波器的镜像抑制率。但在这种类型的滤波器中，负阻的大小必须准确控制，如果负阻提供的能量正好补偿LC网络的损耗，镜像抑制滤波器具有优异的镜像抑制性能；如果负阻提供的能量小于LC网络的损耗，则镜像抑制滤波器的品质因子提高有限，镜像抑制性能并不会提高很多；如果负阻提供的能量大于LC网络的损耗，则该镜像抑制滤波器将成为振荡器而不能稳定工作。由于集成电路的工艺偏差，能够正好补偿LC网络损耗的负阻值很难准确确定，因此实用的镜像抑制滤波器需要一个片上自动Q值调谐电路来控制负阻值，使得负阻提供的能量正好补偿LC网络的损耗，让镜像抑制滤波器具有优良的镜像抑制率。

本发明提出了一种可补偿片上LC网络损耗的镜像抑制滤波装置。该装置由三部分组成：低噪声放大器、镜像抑制滤波器和片上自动Q值调谐电路，它能够同时实现对射频信号进行低噪声放大和镜像抑制的功能。通过采用互耦对形成的负阻来补偿片上LC网络的损耗，可以大大提高LC网络的品质因子，从而提高该装置的镜像抑制性能。互耦对所提供的能量大小由片上自动Q值调谐电路控制的数控电流源来调节，通过采用逐次逼近算法可以搜寻到数控电流源的最优控制值，在该控制值下，镜像抑制滤波器中LC网络的损耗得到最优的补偿，从而使得该装置达到最优的镜像抑制性能。

发明内容

本发明的目的在于提出一种用片上自动Q值调谐电路来自动控制用互耦对形成的负阻的负阻值以补偿片上LC网络损耗的镜像抑制滤波装置，以提高超外差接收机中低噪声放大器的镜像抑制性能。

本发明的特征在于：片上含有依次串接的低噪声放大器、镜像抑制滤波器以及自动Q值调谐电路，其中：

低噪声放大器，含有：

MOS晶体管(M0)，栅极依次串接电感(L_g1)、电容(C_p1)后接输入电压V_in ⁺，该(M0)管的源极接电感(L_s1)；

MOS晶体管(M1)，栅极依次串接电感(L_g2)、电容(C_p2)后接输入电压V_in ^-，该(M1)管的源极接电感(L_s2)；所述(M0)管的栅极和(M1)管的栅极之间依次串接着电阻(R_B1)和电阻(R_B2)，串接点上有直流偏压(V_B)；

尾电流源(I_S)，一端同时与电感(L_s1)、(L_s2)的另一端相连，而尾电流源(I_S)的另一端接地；

MOS晶体管(M2)，漏极作为该低噪声放大器的一个输出端(V_out ^-)，又同时连接着电感(L_d1)，栅极与该电感(L_d1)的另一端共同接电源(V_DD)，而该(M2)的源极和所述(M0)管的漏极相连后构成该(M0)管输出电流的分流点(X)；

MOS晶体管(M3)，漏极作为该低噪声放大器的另一个输出端(V_out ⁺)，同时该漏极又连接着一个电感(L_d2)，栅极与该电感(L_d2)的另一端相连后接电源(V_DD)，而该(M3)的源极和所述(M1)管的漏极相连后构成该(M1)管的输出电流的分流点(Y)；

镜像抑制滤波器，含有：

构成互耦对的MOS晶体管(M4)和(M5)，所述(M4)管的源极和(M5)管的源极相连后接地，该(M4)管的栅极与(M5)管的漏极相连，而(M5)管的栅极与(M4)管的漏极相连，所述(M4)管的漏极、(M5)管的漏极分别构成包络信号输出端(M)和(N)，所述(M)、(N)两端分别与二极管(D1)和(D2)的正极相连，而该两个二极管(D1)、(D2)的负极相连后接镜像频率控制电压输入端(V_FC)；

第一LC网络，由电容(C_B1)和电感(L_n2)串接而成，串接点在该(N)端，电容(C_B1)的另一端与所述(X)端相连；

第二LC网络，由电容(C_B2)和电感(L_n1)串接而成，串接点在该(M)端，电容(C_B2)的另一端与所述(Y)端相连；

数控电流源，输入端接电源(V_DD)，控制信号输入端与所述片上自动Q值调谐电路输出端相连，输出端同时接所述电感(L_n1)和(L_n2)的另一端，输出电流 $I_q=(\underset{i=0}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}{2}^{b_i}-1)I_0,$ 其中：

I₀为一个单位电流，

b_i为该数控电流源的9位数字控制信号中的第i位，i＝0，1，…，8；

片上自动Q值调谐电路，含有包络检测器、比较器和数字信号处理器，其中：

包络检测器，含有：

MOS晶体管(M6)，栅极与镜像抑制滤波器中的包络信号输出端(N)相连；

MOS晶体管(M7)，栅极与镜像抑制滤波器中的包络信号输出端(M)相连，漏极与所述(M6)管的漏极相连后接电源(V_DD)；

电流源(I_T)，一端同时与所述(M6)管的源极、所述(M7)管的源极以及电容(C_T)的一端相连后构成所述包络检测器输出端(T)，而电流源(I_T)的另一端和电容(C_T)的另一端接地；

比较器，该比较器的正输入端与所述包络检测器输出端(T)相连，负输入端接直流参考电压(V_REF)，而该比较器的输出为一位数字信号，高电平表示所述包络检测器的输入端存在信号，镜像抑制滤波器产生了振荡，否则，便反之；

数字信号处理器，输入端与所述比较器的输出端相连，所述数字信号处理器采用逐次逼近算法来确定所述数控电流源的9位输入数字控制信号b₀，b₁，…，b₈的值，所述逐次逼近算法按以下步骤进行：

a.在第1个时钟周期，把数控电流源的数字控制信号置为000000000，包络检测器的输入信号为0，比较器的输出为低电平；

b.在第2个时钟周期，把数控电流源的数字控制信号置为100000000，若比较器的输出为高电平，则关键数字控制信号的值应小于100000000，其最高位(b₈)应为0，否则最高位(b₈)应为1；

c.按步骤b所述方法来判断该数字控制信号的次高位(b₇)；

d.依此类推，一直到第9位(b₀)为止，得到一个既不会使镜像抑制滤波器产生振荡，但又使互耦对提供的能量最接近于LC网络损耗的数字控制信号值。

我们所提出的可补偿片上LC网络损耗的镜像抑制滤波装置由三部分组成：低噪声放大器、镜像抑制滤波器和片上自动Q值调谐电路，它能够同时实现对射频信号进行低噪声放大和镜像抑制的功能。通过采用互耦对形成的负阻来补偿片上LC网络的损耗，可以大大提高LC网络的品质因子，从而提高该装置的镜像抑制性能。互耦对所提供的能量大小由片上自动Q值调谐电路控制的数控电流源来调节，通过采用逐次逼近算法可以搜寻到数控电流源的最优控制值，在该控制值下，镜像抑制滤波器中LC网络的损耗得到最优的补偿，从而使得该装置达到最优的镜像抑制性能。该装置在有用信号频率处(1.5GHz)的增益可达到20dB，而在镜像频率处(2.5GHz)的增益则为-49dB，因此镜像抑制率可以达到69dB，镜像抑制性能非常好。

附图说明

图1，本发明的电路原理图。

具体实现方式

本发明由低噪声放大器、镜像抑制滤波器和片上自动Q值调谐电路三部分组成。其中，低噪声放大器由四个MOS晶体管(M0-M3)、六个电感(L_g1、L_g2、L_s1、L_s2、L_d1、L_d2)、两个电容(C_p1、C_p2)和两个电阻(R_B1、R_B2)组成。它们之间的连接关系为：输入差分信号V_in ⁺、V_in ^-分别接电容C_p1、C_p2的一端，C_p1的另一端接L_g1的一端，C_p2的另一端接L_g2的一端，L_g1的另一端接MOS晶体管M0的栅极和电阻R_B1的一端，L_g2的另一端接MOS晶体管M1的栅极和电阻R_B2的一端，R_B1和R_B2的另一端都接偏置电压V_B，M0的源极接电感L_s1的一端，L_s1的另一端接L_s2的一端和尾电流源I_S的一端，L_s2的另一端接M1的源极，电流源I_S的另一端接地，M0的漏极X接M2的源极和镜像抑制滤波器中电容C_B1的一端，M1的漏极Y接M3的源极和镜像抑制滤波器中电容C_B2的一端，M2的栅极和M3的栅极均接电源电压V_DD，M2的漏极接L_d1的一端，同时M2的漏极也作为该放大器的一个输出端V_out ^-，M3的漏极接L_d2的一端，同时M3的漏极作为该放大器的另一个输出端V_out ⁺，L_d1的另一端和L_d2的另一端均接电源电压V_DD。

镜像抑制滤波器由两个MOS晶体管(M4、M5)、两个二极管(D1、D2)、两个电容(C_B1、C_B2)、两个电感(L_n1、L_n2)和一个数控电流源I_q构成。它们之间的连接关系为：M4的源极和M5的源极均接地，M4的栅极与M5的漏极、D2的正端、L_n2的一端、C_B1的一端以及包络检测器的一个输入端相连，M5的栅极与M4的漏极、D1的正端、L_n1的一端、C_B2的一端以及包络检测器的另一个输入端相连，D1的负端与D2的负端及镜像频率控制电压输入端V_FC相接，L_n1的一端与L_n2的一端以及数控电流源的输出端相连，数控电流源的输入端接电源电压V_DD，数控电流源的控制信号来自片上自动Q值调谐电路。

片上自动Q值调谐电路由包络检测器、比较器和数字信号处理器三部分构成，其中，包络检测器由MOS晶体管M6、MOS晶体管M7、电容C_T和电流源I_T组成，它们之间的连接关系为：M6的栅极接镜像抑制滤波器的输出端N，M7的栅极接镜像抑制滤波器的输出端M，M6的漏极与M7的漏极相连后接电源V_DD，M6的源极与M7的源极相连后同时接电流源I_T的一端和电容C_T的一端，该端同时作为包络检测器的输出端T接比较器的正输入端，电流源I_T的另一端和电容C_T的另一端均接地；比较器的负输入端接直流参考电压V_REF，它的输出是一位的数字信号。该数字信号为高电平，表明包络检测器的输入存在信号，即镜像抑制滤波器产生了振荡；该数字信号为低电平，则表明包络检测器的输入不存在信号，镜像抑制滤波器没有产生振荡；该数字信号送给数字信号处理器进行处理，数字信号处理器的输出是9位的数字信号。

该电路的工作原理可解释如下：

低噪声放大器是晶体管源极串联电感型共源共栅差分放大器，偏置电压V_B通过大电阻R_B1、R_B2给输入晶体管M0、M1提供直流偏置，C_p1、C_p2是交流耦合电容，对直流信号起到隔直作用。L_s1、L_g1、M0和L_s2、L_g2、M1实现输入阻抗匹配功能，L_d1、L_d2与低噪声放大器输出端的节点寄生电容构成负载谐振网络，在有用信号频带内谐振，给该放大器提供负载。相比于电阻负载，使用电感负载可以不降低信号的有效摆幅。I_S是该放大器的尾电流源。

忽略各种寄生元件，由小信号等效电路可以推导出该放大器差分输入每一端的输入阻抗为：

$Z_{\mathrm{in}}=s(L_g+L_s)+\frac{1}{s{C}_{\mathrm{gs}\mathrm{0,1}}}+\frac{g_{m\mathrm{0,1}}}{C_{\mathrm{gs}\mathrm{0,1}}}{L}_s---\left(1\right)$

其中，L_g是输入串联电感L_g1、或L_g2的电感量，g_m0，1是输入晶体管M0、或M1的跨导，L_s是晶体管源极串联电感L_s1、或L_s2的电感量，C_gs0，1是输入晶体管M0、或M1的栅源电容。由公式(1)可以看出，通过选择合适电感量的晶体管源极串联电感，可以使输入阻抗的实部在有用信号频带内达到50欧姆；而通过选择合适的输入串联电感，可以使得输入阻抗的虚部在有用信号频带内为0，这样就实现了50欧姆输入阻抗匹配。

当不加镜像抑制滤波器时，该低噪声放大器的增益等于该放大器的输入等效跨导G_m与负载阻抗R_d的乘积，其中，输入等效跨导G_m为：

$G_m=\frac{g_{m\mathrm{0,1}}}{{\mathrm{\ω}}_0{C}_{\mathrm{gs}\mathrm{0,1}}(R_s+{\mathrm{\ω}}_T{L}_s)}---\left(2\right)$

其中，ω₀是输入有用信号频率，R_s是信号源内阻，ω_T＝g_m01/C_gs0，1是输入晶体管M0、或M1的特征频率。R_d是该放大器负载谐振网络的等效并联阻抗，在负载谐振网络谐振时，R_d达到最大，这时放大器的增益可以达到最大，在其它频率处，谐振负载和G_m均会有所减小，因此增益会逐渐下降，对有用信号频带外的信号起到抑制作用，但对该带外信号的抑制率有限，因此并不能提供足够的镜像信号抑制率。

为了增加该放大器的镜像信号抑制率，可以引入镜像抑制滤波器，它可以大大减小该放大器在镜像信号频率处的增益，从而起到镜像抑制作用。其工作原理可以解释如下：M0(M1)的输出信号电流在M2(M3)源极和镜像抑制滤波器的输入之间进行分流，如果镜像抑制滤波器的输入阻抗远小于M2(M3)的源极阻抗，则M0(M1)的输出信号电流绝大部分流进了镜像抑制滤波器，流进M2(M3)源极的信号电流(即流到放大器输出端的信号电流)很小，从而急剧减小了该放大器的增益；而如果镜像抑制滤波器的输入阻抗远高于M2(M3)的源极阻抗，则M0(M1)的输出信号电流绝大部分流进M2(M3)源极，镜像抑制滤波器的存在并不会影响该放大器的增益。因此，如果能让镜像抑制滤波器的输入阻抗在镜像信号频率处具有很小的阻抗，而在有用信号频率处具有很大的阻抗，那么该低噪声放大器在有用信号频率处可以提供很高的增益，而在镜像信号频率处提供的增益非常低(实际上增益为负值，对镜像信号起到抑制作用)，从而实现了镜像信号抑制功能。

如果忽略M4、M5组成的互耦对，则该镜像抑制滤波器在Y端的输入阻抗是L_n1、C_B2和二极管D1组成的LC网络的阻抗(在X端的输入阻抗是L_n2、C_B1和二极管D2组成的LC网络的阻抗，由于对称性，在X端的输入阻抗和在Y端的输入阻抗是相同的)。在该LC网络的谐振频率处，输入阻抗达到最低，而在远离谐振频率的地方，输入阻抗很高。该网络的谐振频率应等于镜像信号频率，可以通过调节电压V_FC来改变二极管D1、D2的容抗从而改变该LC网络的谐振频率，使得该网络的谐振频率正好等于镜像信号频率。

在理想情况下，该网络谐振时的输入阻抗为0，这时M0(M1)的输出信号电流全部流进镜像抑制滤波器，没有信号电流到达放大器的输出端，因此对镜像信号的抑制率为无穷大。实际上，在集成实现时，电感L_n1(L_n2)和D1(D2)的品质因子很低，因此该LC网络存在很大的损耗，导致谐振时该网络的输入阻抗为一个有限值，M0(M1)的输出信号电流中还是有很大部分流到放大器的输出端，放大器仍具有较高的增益，因此集成实现时如果不对LC网络的损耗进行补偿，该放大器的镜像信号抑制率将很低，不能满足实际系统的需求。

为了提高该放大器的镜像信号抑制率，可以采用M4、M5互耦对形成的负阻来补偿镜像抑制滤波器中LC网络的损耗，如果M4、M5提供的能量正好补偿该LC网络的损耗，则该镜像抑制滤波器谐振时的输入阻抗可以达到0，对镜像信号具有无穷大的抑制率；如果M4、M5提供的能量小于该LC网络的损耗，则该镜像抑制滤波器谐振时的输入阻抗仍然为某一个有限值，对镜像信号抑制率的改善作用并不明显；如果M4、M5提供的能量大于该LC网络的损耗，则该镜像抑制滤波器成为一个负阻LC振荡器，使得整个放大器呈现出一种不稳定状态，无法作为放大器来使用。因此我们需要对M4、M5组成互耦对所提供的能量进行控制，使得它正好补偿LC网络的损耗。这是由片上自动Q值调谐电路来实现的。片上自动Q值调谐电路的基本工作原理是：M4、M5互耦对所提供的能量大小受到数控电流源I_q的控制，通过改变I_q的大小，可以控制M4、M5互耦对所提供的能量。基于上面的论述，通过改变数控电流源的大小，可以找到使得该滤波器成为一个振荡器所需要的最小电流，只要将数控电流源的输出电流置为比该电流稍小的值，那么就可以得到具有很高镜像信号抑制率的滤波器。

由于数控电流源I_q的大小受到9位数字信号的控制，因此我们实际上是要寻找一组关键数字控制信号，在该组关键数字控制信号作用下，数控电流源产生一个关键电流值I_crit，使得M4、M5互耦对所提供的能量近似补偿LC网络的损耗。当该数字控制信号的大小再加1时，镜像抑制滤波器将成为一个振荡器，放大器将成为不稳定的振荡器。寻找这组关键数字控制信号的过程称为搜寻过程，该过程在该结构作为放大器使用之前均要进行，搜寻完后，数控电流源的大小保持不变，该结构成为具有很高镜像抑制率的低噪声放大器，可以用在超外差结构的接收机中。

该搜寻过程可以采用逐次逼近算法(SAR算法)，该算法按以下步骤进行：

a.在第1个时钟周期，把数控电流源的数字控制信号置为000000000，数控电流源的输出电流等于0，互耦对不提供能量，镜像抑制滤波器不会产生振荡，包络检测器的输入信号为0，因此比较器的输出信号为低电平，说明关键数字控制信号的值大于000000000；

b.在第2个时钟周期，把数控电流源的数字控制信号置为100000000，数控电流源的输出电流等于255I₀(I₀为一个单位电流)。若比较器的输出为高电平，说明互耦对提供的能量大于LC网络的损耗，镜像抑制滤波器产生了振荡，包络检测器的输入信号为一个振荡信号，这表明关键数字控制信号的值小于100000000，因此关键数字控制信号的值应小于100000000，其最高位(b₈)应为0；若比较器的输出为低电平，则最高位(b₈)应为1；

c.按步骤b所述方法来判断该数字控制信号的次高位(b₇)；

d.依此类推，一直到第9位(b₀)为止，得到一个既不会使镜像抑制滤波器产生振荡，但又使互耦对提供的能量最接近于LC网络损耗的关键数字控制信号值，这时数控电流源的输出电流就是我们所需要的关键电流I_crit。

总之，通过我们所提出的片上自动Q值调谐电路，可以使得镜像抑制滤波器中LC网络的损耗得到最优的补偿，从而得到最优的镜像抑制性能。

Claims (1)

1.可补偿片上LC网络损耗的镜像抑制滤波装置，其特征在于，片上含有依次串接的低噪声放大器、镜像抑制滤波器以及自动Q值调谐电路，其中：

低噪声放大器，含有：

MOS晶体管(M0)，栅极依次串接电感(L_g1)、电容(C_p1)后接输入电压V_in ⁺，该(M0)管的源极接电感(L_s1)；

MOS晶体管(M1)，栅极依次串接电感(L_g2)、电容(C_p2)后接输入电压V_in ^-，该(M1)管的源极接电感(L_s2)；所述(M0)管的栅极和(M1)管的栅极之间依次串接着电阻(R_B1)和电阻(R_B2)，串接点上有直流偏压(V_B)；

尾电流源(I_S)，一端同时与电感(L_s1)、(L_s2)的另一端相连，而尾电流源(I_S)的另一端接地；

MOS晶体管(M2)，漏极作为该低噪声放大器的一个输出端(V_out ^-)，又同时连接着电感(L_d1)，栅极与该电感(L_d1)的另一端共同接电源(V_DD)，而该(M2)的源极和所述(M0)管的漏极相连后构成该(M0)管输出电流的分流点(X)；

MOS晶体管(M3)，漏极作为该低噪声放大器的另一个输出端(V_out ⁺)，同时该漏极又连接着一个电感(L_d2)，栅极与该电感(L_d2)的另一端相连后接电源(V_DD)，而该(M3)的源极和所述(M1)管的漏极相连后构成该(M1)管的输出电流的分流点(Y)；

镜像抑制滤波器，含有：

构成互耦对的MOS晶体管(M4)和(M5)，所述(M4)管的源极和(M5)管的源极相连后接地，该(M4)管的栅极与(M5)管的漏极相连，而(M5)管的栅极与(M4)管的漏极相连，所述(M4)管的漏极、(M5)管的漏极分别构成包络信号输出端(M)和(N)，所述(M)、(N)两端分别与二极管(D1)和(D2)的正极相连，而该两个二极管(D1)、(D2)的负极相连后接镜像频率控制电压输入端(V_FC)；

第一LC网络，由电容(C_B1)和电感(L_n2)串接而成，串接点在该(N)端，电容(C_B1)的另一端与所述(X)端相连；

第二LC网络，由电容(C_B2)和电感(L_n1)串接而成，串接点在该(M)端，电容(C_B2)的另一端与所述(Y)端相连；

数控电流源，输入端接电源(V_DD)，控制信号输入端与所述片上自动Q值调谐电路输出端相连，输出端同时接所述电感(L_n1)和(L_n2)的另一端，输出电流 $I_q=(\underset{i=0}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}{2}^{b_1}-1)I_0,$ 其中：

I₀为一个单位电流，

b_i为该数控电流源的9位数字控制信号中的第i位，i＝0，1，…，8；

片上自动Q值调谐电路，含有包络检测器、比较器和数字信号处理器，其中：

包络检测器，含有：

MOS晶体管(M6)，栅极与镜像抑制滤波器中的包络信号输出端(N)相连；

MOS晶体管(M7)，栅极与镜像抑制滤波器中的包络信号输出端(M)相连，漏极与所述(M6)管的漏极相连后接电源(V_DD)；

电流源(I_T)，一端同时与所述(M6)管的源极、所述(M7)管的源极以及电容(C_T)的一端相连后构成所述包络检测器输出端(T)，而电流源(I_T)的另一端和电容(C_T)的另一端接地；

比较器，该比较器的正输入端与所述包络检测器输出端(T)相连，负输入端接直流参考电压(V_REF)，而该比较器的输出为一位数字信号，高电平表示所述包络检测器的输入端存在信号，镜像抑制滤波器产生了振荡，否则，便反之；

数字信号处理器，输入端与所述比较器的输出端相连，所述数字信号处理器采用逐次逼近算法来确定所述数控电流源的9位输入数字控制信号b₀，b₁，…，b₈的值，所述逐次逼近算法按以下步骤进行：

a.在第1个时钟周期，把数控电流源的数字控制信号置为000000000，包络检测器的输入信号为0，比较器的输出为低电平；

b.在第2个时钟周期，把数控电流源的数字控制信号置为100000000，若比较器的输出为高电平，则关键数字控制信号的值应小于100000000，其最高位(b₈)应为0，否则最高位(b₈)应为1；

c.按步骤b所述方法来判断该数字控制信号的次高位(b₇)；

d.依此类推，一直到第9位(b₀)为止，得到一个既不会使镜像抑制滤波器产生振荡，但又使互耦对提供的能量最接近于LC网络损耗的数字控制信号值。