CN1671038A - 电压控制振荡器 - Google Patents

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Abstract

提出了一种LC－VCO中的包括电感器和一对变容二级管元件的LC电路。此LC电路从一对输出端子输出互补交流电信号。通过在N阱上设置栅极电极来形成变容二级管元件。然后，变容二级管元件的阱端子与各个输出端子相连，且变容二级管元件的栅极端子与控制端子相连。从而，在施加到控制端子的控制电压变高时，增加变容二级管元件的电容，且降低交流电信号的频率。

Description

电压控制振荡器
技术领域
本发明涉及一种利用包括变容二级管元件和电感器的LC电路的谐振的电压控制振荡器，更具体地，涉及一种包括作为能够根据施加的电压改变其电容的可变电容器的变容二级管元件的电压控制振荡器。根据本发明的电压控制振荡器可以用作锁相环电路的本地振荡器等。
背景技术
近来，作为用于倍频和相位同步目的的锁相环(PLL)电路的本地振荡器(LO)，采用了利用并联LC电路的谐振的电压控制振荡器(LC-VCO)。在此LC-VCO中，通过将电感器与可变电容器彼此并联连接来构成并联LC电路，并通过此并联LC电路的谐振，具有谐振频率的频率的交流信号发生振荡。谐振频率是使并联LC电路的阻抗无穷大的频率，并且谐振是其中电流交替地流入到并联LC电路中的电感器和可变电容器中的现象。
在将电感器的电感定义为L时，并将可变电容器的电容定义为C时，通过以下数学公式1计算出谐振频率f。应该理解，根据以下数学公式1，通过增加可变电容器的电容C来减小谐振频率f。
f = 1 2 π LC . . . ( 1 )
例如，如在“Salvatore Levantino等人”发表在“IEEE journalof solid-state circuits”2002年8月第37卷批号8第1003～1011上的“Frequency Dependence on Bias Current in 5-GHz CMOS VCOs：Impact on Tuning Range and Flicker Noise Upconversion”中所描述的，对于可变电容器，可使用变容二级管元件等，且其电容根据施加的电压而改变。变容二级管元件的优点在于：当形成半导体集成电路中的LC-VCO时，其可以通过使用形成MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)的处理来形成。图1是示出了传统LC-VCO的电路图，图2是示出了图1中所示的变容二级管元件的截面图。在图2中所示的P型硅衬底12上，将图1中所示的传统LC-VCO形成为集成电路。
如图1所示，此传统LC-VCO 101与电源电位配线VDD和地电位配线GND相连。在LC-VCO 101中，P型晶体管2的源极与电源电位配线VDD相连，P型晶体管2的漏极与N型晶体管4的漏极相连，并且N型晶体管4的源极与地电位配线GND相连。将在P型晶体管2和N型晶体管4之间的接点形成为输出端子6。P型晶体管3的源极与电源电位配线VDD相连，P型晶体管3的漏极与N型晶体管5的漏极相连，并且N型晶体管5的源极与地电位配线GND相连。将P型晶体管3和N型晶体管5之间的接点形成为输出端子7。
因此，在电源电位配线VDD和地电位配线GND之间，包括串联连接的P型晶体管2、输出端子6、以及N型晶体管4的电路和包括串联连接的P型晶体管3、输出端子7、以及N型晶体管5的电路彼此并联。此外，P型晶体管2的栅极和N型晶体管4的栅极与输出端子7相连，并且P型晶体管3的栅极和N型晶体管5的栅极与输出端子6相连。
在输出端子6和输出端子7之间，连接电感器8。在输出端子6和输出端子7之间，串联连接作为可变电容器的变容二级管元件9和10。即，在输出端子6和输出端子7之间，包括串联的变容二级管元件9和10的电路与电感器8彼此并联。变容二级管元件9和10是MOS型变容二级管元件。因此，在图1中，使用PMOS晶体管的符号来表示变容二级管元件9和10。将变容二级管元件9和变容二级管元件10之间的接点形成为控制端子11，向其施加控制电压VC。由电感器8和变容二级管元件9和10形成LC电路。
如图2所示，在变容二级管元件9中，在P型硅衬底12的表面上形成N阱13，并在N阱13的表面上，彼此分离地形成N型扩散区14和15。至少在紧靠N阱13上的N型扩散区14和N型扩散区15之间的区域上方的区域中，形成由诸如氧化硅制成的栅极绝缘膜16，并在栅极绝缘膜16上设置多晶硅制成的栅极电极17。N型扩散区14和15与阱端子18相连。将阱端子18的电位定义为阱电位VW。栅极电极17与栅极端子19相连。将栅极端子19的电位定义为栅极电位VG。在变容二级管元件9中，在栅极电极17和N阱13之间形成电容。变容二级管元件10的结构与变容二级管元件9的结构相同。
N阱13与在包括此LC-VCO 101的集成电路的另一区域中形成的PMOS晶体管的N阱同时形成，N型扩散区14和15与NMOS晶体管的源极-漏极区同时形成，并且栅极绝缘膜16和栅极电极17与PMOS晶体管或NMOS晶体管的栅极绝缘膜和栅极电极同时形成。
如图1中所示，在传统LC-VCO 101中，变容二级管元件9和10的栅极电极19分别与输出端子6和7相连，并且变容二级管元件9和10的阱端子18与控制端子11相连。
接下来，描述此传统LC-VCO 101的操作。图3是示出了变容二级管元件的特性的曲线图，其中，水平轴表示施加到变容二级管元件的电压，垂直轴表示变容二级管元件的电容；并且图4是示出了LC-VCO的频率特性的曲线图，其中，水平轴表示施加到变容二级管元件的电压，垂直轴表示从一对输出端子输出的信号的振荡频率。
例如，在将LC-VCO 101将电源电位配线VCC和地电位配线GND相连后，当将特定电刺激施加到包括电感器8和变容二级管元件9和10的LC电路时，从输出端子6和7中发生了具有等于此LC电路的谐振频率的交流电信号振荡。在此情况下，从输出端子6和7输出的信号是互补信号。
但是，仅通过此LC电路，由于寄生电阻造成了电流的损耗，且振荡立即停止。因此，向电源电位配线VDD施加正电源电位，向地电位配线GND施加地电位，并且设置P型晶体管2和3和N型晶体管4和5，由此，与LC电路的振荡同步地向LC电路提供电源电位和地电位，以使LC电路能够持续地发生谐振波振荡。
例如，当输出端子6的电位变低而输出端子7的电位变高时，截止P型晶体管2，并导通N型晶体管4。结果，将地电位施加到输出端子6。此外，由于导通P型晶体管3并截止N型晶体管5，将电源电位施加到输出端子7。同样地，在输出端子6的电位变高而输出端子7的电位变低时，将电源电位施加到输出端子6，并将地电位施加到输出端子7。因此，当根据P型晶体管2和3以及N型晶体管4和5的操作，使输出端子6和7的电位变低或变高时，可以将地电位或电源电位施加到这些输出端子，从而可以使从输出端子6和7输出的交流电信号持续，而没有衰减。
在这一点上，通过改变施加到控制端子11的控制电压VC，可以改变施加到变容二级管元件9和10的电压(VG-VW)。即，由于控制电压VC变得与阱电位VW相等，当控制电压VC增加时，电压(VG-VW)降低。即，控制电压VC和电压(VG-VW)之间的关系是负梯度的正函数(direct function)。于是，通过改变电压(VG-VW)，可以改变变容二级管元件9和10的电容。
如图2和图3中所示，当将电压(VG-VW)施加到变容二级管元件9和10时，即，将相对于阱电位VW的栅极电位VG增加到足够高时，在紧靠N阱13的表面上的栅极电极17下方的区域处，聚集了作为载流子的电子，且此区域具有导电性，从而在栅极电极17和N阱13之间的绝缘层的厚度变得与栅极绝缘膜16的膜厚度相等，且在电极17和N阱13之间的电容C变为最大。即使使电压(VG-VW)高于其，在栅极电极17和N阱13之间的绝缘层的厚度不会改变，因此电容C也不会改变。
当控制电压VC从该状态降低时，电压(VG-VW)降低，紧靠N阱13的表面上的栅极绝缘膜16的下方生长出耗尽层，且在栅极电极17和N阱13之间的绝缘层的厚度变成通过将耗尽层的深度与栅极绝缘膜16的膜厚相加而产生的值，从而降低了电容C。于是，在电压(VG-VW)变得足够低时，耗尽层并未变得比其更深，从而电容也变得稳定。
因此，在电压(VG-VW)增加时，电容C也增加。在下文中，此状态被称为电压(VG-VW)和电容C之间的正相关。此增加比率并非均匀的，且在电压(VG-VW)处于预定范围内时，增加比率较高，该曲线变陡；在电压(VG-VW)处于该范围的两侧时，增加比率较小，曲线形态变平坦。
如上所述，控制电压VC与阱电位VW相等，且控制电压VC和电压(VG-VW)之间的关系是负梯度的正函数，因此，在栅极电位VG不变时，电容C响应控制电压VC的增加发生降低。在下文中，此状态被称为控制电压VC和电容C之间的负相关。
从LC-VCO中振荡出的交流电信号的频率f与LC电路的谐振频率相等，且此谐振频率f由上述数学公式1确定。因此，如图4中所示，在施加到变容二级管元件9、10的电压(VG-VW)和LC-VCO101的振荡频率f之间存在负相关，且在电压(VG-VW)增加时，振荡频率f降低。
但是，上述现有技术具有以下问题。图5是示出了针对电源电位的改变的频率特性的改变的曲线图，其中，水平轴表示施加到变容二级管元件的电压，垂直轴表示从一对输出端子输出的信号的振荡频率。如图5中所示，在传统LC-VCO中，在改变电源电位Vdd时，频率特性，即振荡频率f和控制电压VC之间的相关性也发生改变。例如，在电源电位Vdd为1.0V时，LC-VCO的特性如实线所示，但是，在电源电位Vdd变为0.9V时，LC-VCO的特性移到高频侧，如虚线所示。
相反，在电源电压Vdd变为1.1V时，LC-VCO的特性移到低频侧，如点划线所示。在控制电压VC变得更高时，此特性改变变得明显，且在传统LC-VCO中，在电源电位Vdd以±10％发生改变时，振荡频率f最大以±2.5％发生改变，尽管控制电压VC并未改变。
发明内容
本发明的目的是提供一种电压控制振荡器，其中，相对于电源电位的改变，振荡频率改变较小。
根据本发明的电压控制振荡器包括并联的电感器和电感器，以便与电感器一起形成谐振电路的变容二级管元件，且变容二级管元件根据输入的控制电压来改变其电容。变容二级管元件与电感器相连，从而当控制电压增加时增加电容。
在本发明中，由于变容二级管元件与电感器相连，从而在控制电压增加时增加电容，即使电源电位值改变，仍然可以抑制谐振电路的谐振频率的改变。
此外，变容二级管元件可以具有：形成在衬底的表面上的N型区域，与衬底的其余部分绝缘，并与电感器相连；设置在此N型区域上的绝缘膜；设置在此绝缘膜上的电极，并向其施加控制电压。
或者，变容二级管元件还可以具有：形成在衬底表面上的P型区域，与衬底的其余部分绝缘，并向其施加控制电压；设置在此P型区域上的绝缘膜；设置在此绝缘膜上的电极，并与电感器相连。
优选地，本发明的电压控制振荡器还包括：放大部分，用于当电感器的一个端子具有高于其另一端子的电位的电位时，将第一电位施加到所述一个端子，并将低于第一电位的第二电位施加到所述另一端子。
根据本发明的另一方面的电压控制振荡器包括：谐振部分，具有第一和第二输出端子，并从第一和第二输出端子输出互补交流电信号；放大部分，用于当第一输出端子的电位高于第二输出端子的电位时，将第一电位施加到第一输出端子，并将第二电位施加到第二输出端子。谐振部分具有连接在第一和第二输出端子之间的电感器。第一变容二级管元件具有与第一输出端子相连的一个端子、以及向其施加控制电压的另一端子，并根据控制电压来改变其电容；以及第二变容二级管元件，具有与第二输出端子相连的一个端子，以及向其施加控制电压的另一端子，并根据控制电压来改变其电容。所述第一和第二变容二级管元件与第一和第二输出端子相连，从而在控制电压增加时其电容会增加。
根据本发明，由于与电感器一起形成谐振电路的变容二级管元件与电感器相连，从而在控制电压增加时电容发生增加，实现了其中相对于第一电位的改变，振荡频率改变较小的电压控制振荡器。
附图说明
图1是示出了传统LC-VCO的电路图；
图2是示出了图1所示的变容二级管元件的截面图；
图3是示出了变容二级管元件的特性的曲线图，其中水平轴表示施加到变容二级管元件的电压(VG-VW)，垂直轴表示此变容二级管元件的电容；
图4是示出了LC-VCO的频率特性的曲线图，其中，水平轴表示施加到变容二级管元件的电压(VG-VW)，垂直轴表示从一对输出端子输出的信号的振荡频率；
图5是示出了相对于电源电位的改变，频率特性改变的曲线图，其中，水平轴表示施加到变容二级管元件的控制电压，垂直轴表示从一对输出端子输出的信号的振荡频率；
图6是示出了本发明的第一实施例的LC-VCO的电路图；
图7是示出了变容二级管元件的特性的曲线图，其中水平轴表示控制电压，垂直轴表示此变容二级管元件的电容；
图8是示出了LC-VCO的频率特性的曲线图，其中，水平轴表示控制电压，垂直轴表示从一对输出端子输出的信号的振荡频率；
图9A和图9B是示出了LC-VCO的变容二级管元件和控制端子的示意图，其中，图9A示出了在传统LC-VCO中变容二级管元件的连接方向，图9B示出了在此实施例中变容二级管元件的连接方向；
图10是示出了在传统LC-VCO中相对于电源电位的改变，电容的改变的曲线图，其中，水平轴表示施加到变容二级管元件的电压，垂直轴表示此变容二级管元件的电容；
图11是示出了在实施例的LC-VCO中相对于电源电位的改变，电容的改变的曲线图，其中，水平轴表示施加到变容二级管元件的电压，垂直轴表示此变容二级管元件的电容；以及
图12是在本发明的第二实施例中的变容二级管元件的截面图。
具体实施方式
下文中，将参考附图对本发明的实施例进行详细描述。首先，描述本发明的第一实施例。图6是示出了与本实施例有关的LC-VCO的电路图。如图6所示，在第一实施例的LC-VCO 1中，与图1中所示的传统LC-VCO 101相比，变容二级管元件9和10的连接方向为相反的。即，变容二级管元件9和10的阱端子18与输出端子6和7相连，变容二级管元件9和10的栅极端子19与控制端子11相连。
除上述结构点之外，此实施例的LC-VCO 1的其它结构点均与上述传统LC-VCO 101的相同。即，LC-VCO 1具有谐振部分和放大部分。谐振部分输出来自输出端子6和7的互补交流电信号，并具有包括电感器8和变容二级管元件9和10的LC电路。当输出端子6的电位更高，即，处于高于输出端子7的电位水平的水平时，放大部分将电源电位施加到输出端子6，并将地电位施加到输出端子7；而当输出端子6的电位较低，即，处于低于输出端子7的电位水平的水平时，将地电位施加到输出端子6，并将电源电位施加到输出端子7。放大部分包括P型晶体管2和3、以及N型晶体管4和5。例如，将此实施例的LC-VCO 1用作锁相环电路的本地振荡器，并将其形成为P型硅衬底的表面上的集成电路的一部分。
接下来，对按照上述构造的本实施例的LC-VCO的操作进行解释。图7是示出了变容二级管元件的特性的曲线图，其中，水平轴表示控制电压，垂直轴表示此变容二级管元件的电容；图8是示出了LC-VCO的频率特性的曲线图，其中，水平轴表示控制电压，垂直轴表示从一对输出端子输出的信号的振荡频率。在图7中和图8中，假设变容二级管元件的阱电位VW是不变的。
如图6中所示，在与此实施例有关的LC-VCO 1中，控制电压VC与栅极电位VG相等，因此，控制电压VC和电压(VG-VW)之间的关系是正梯度的正函数。如图3中所示，在变容二级管元件9和10中，在电压(VG-VW)增加时，电容C增加。因此，如图7中所示，在控制电压VC和电容C之间存在正相关，并且在阱电位VW为固定的条件下，当控制电压VC增加，电容C也增加。当控制电压VC处于预定范围内时，相对于控制电压VC的电容C的增加率较高，在其处于该范围之外时，所述增加率较小。在控制电压VC接近阱电位VW时，即，电压(VG-VW)的值接近零，电容C的增加比率变高。
从LC-VCO 1振荡出的交流电信号的频率f与LC电路的谐振频率f相等，且此谐振频率f由上述数学公式1确定。因此，如图8中所示，在控制电压VC和LC-VCO 1的振荡频率f之间存在负相关，且在控制电压VC增加时，振荡频率f降低。因此，在LC-VCO 1中，通过增加控制电压VC来减小振荡频率f，并且通过降低控制电压VC来增加振荡频率f。此实施例的LC-VCO 1的除上述操作外的其他操作与传统LC-VCO 101的操作相同(参见图1)。
图9A和图9B是示出了LC-VCO的变容二级管元件和控制端子的示意图，图9A示出了在传统LC-VCO中变容二级管元件的连接方向；图9B示出了在此实施例的LC-VCO中变容二级管元件的连接方向。图10是示出了在传统LC-VCO中相对于电源电位的改变，电容的改变的曲线图，其中，水平轴表示施加到变容二级管元件的电压，垂直轴表示此变容二级管元件的电容；并且图11是示出了在实施例的LC-VCO中相对于电源电位的改变，电容的改变的曲线图，其中，水平轴表示施加到变容二级管元件的电压，垂直轴表示此变容二级管元件的电容。图10和图11中所示的线35表示电压(VG-VW)和电容C之间的相关性。为了描述上的简单，在图10和图11中夸大地显示了电源电位Vdd的改变。
如图9A所示，在传统LC-VCO中，变容二级管元件9和10的阱18与控制端子11相连，并将输出端子6和7(参见图1)的电位，即，在地电位和电源电位之间振荡的电位，施加到栅极端子19。因此，如图10所示，在地电位为0V而电源电位为1.0V的情况下，当控制电压VC为0V时，栅极电位VG在地电位(0V)和电源电位(1.0V)之间振荡，且阱电位VW与控制电VC(0V)相等，从而该电压(VG-VW)在由箭头31所示的0V和1.0V之间的范围内振荡。于是，当将电源电位改变为0.9V时，该电压(VG-VW)在由箭头32所示的0V和0.9V之间的范围内振荡，而在将电源电位改变为1.1V时，该电压(VG-VW)在由箭头33所示的0V和1.1V之间的范围内振荡。即，当电源电位在0.9V和1.1V之间的范围内进行改变时，该电压(VG-VW)的下限为0V，且并不改变，但是，上限在0.9V和1.1V之间的范围内进行改变。于是，由于在电压(VG-VW)和电容C之间存在相关性，在改变电压(VG-VW)的振荡范围时，电容C的上限发生改变，尽管下限并未改变，因此，改变了电容C的平均值。但是，在图10所示的范围34中，示出了电压(VG-VW)和电容C之间的关系的线35的梯度较小，因此电容C的平均值的改变量较小。
在控制电压为1V时，栅极电位VG在地电位(0V)和电源电位(1V)之间进行振荡，且阱电位VW与控制电压VC相等(1V)，从而电压(VG-VW)在由箭头36所示的-1V和0V之间的范围内进行振荡。于是，在将电源电位改变为0.9V时，该电压(VG-VW)在由箭头37所示的-1V和-0.1V之间的范围内振荡。在将电源电位改变为1.1V时，该电压(VG-VW)在由箭头38所示的-1V和+0.1V之间的范围内振荡。即，当电源电位在0.9V和1.1V的范围内改变时，该电压(VG-VW)的下限并未改变，但是，上限在-0.1V和+0.1V之间的范围内进行改变。于是，由于在电压(VG-VW)和电容C之间存在相关性，在改变电压(VG-VW)的振荡范围时，电容C的上限发生改变，尽管下限并未改变，因此，改变了电容C的平均值。在此情况下，在图10所示的范围39中，线35的梯度较陡，电容C的平均值的改变量较大。
如上所述，在控制电压VC为0V时，线35在范围34中的梯度较小，因此，电容C的平均值的改变量较小。在控制电压VC为0V时，电容C的绝对值相对较大，因此，即使改变了电容C的平均值，改变率变得较小。因此，当控制电压VC为0V时，相对于电源电位的改变，电容C的平均值的改变率(改变比)变得极其小。另一方面，当控制电压VC为1V时，线35在范围39中的梯度较陡，因此，电容C的平均值的改变量较大。此外，当控制电压为1V时，电容C的绝对值相对较小，因此，在改变电容C的平均值时，改变率增加。因此，当控制电压VC为1V时，相对于电源电位的改变，电容C的平均值的改变率变得极大。
因此，当控制电压VC处于高电位侧(例如，1V)时，电容C的平均值的改变率变得极大，这是由于双重不利情况造成，所述情况为：电容C的平均值的改变量较大，以及由于电容C的较小绝对值而造成的改变率加大，即使改变量是固定的。电容C的平均值的此改变率影响振荡频率f的改变率，如图5中所示，在控制电压VC处于高电位侧时振荡频率f的变化变得极大。
另一方面，如图9B所示，在此实施例的LC-VCO中，变容二级管元件9和10的栅极端子19与控制端子11相连，将输出端子6和7的电位，即，在地电位和电源电位之间振荡的电位，施加到阱端子18。因此，如图11所示，在地电位为0V，而电源电位为1.0V的情况下，当控制电压VC为0V时，栅极电位VG与控制电压VC相等(0V)，且阱电位VW在地电位(0V)和电源电位(1.0V)之间振荡，因此，电压(VG-VW)在由箭头41所示的-1.0V和0V之间的范围内振荡。然后，当电源电位改变为0.9V时，该电压(VG-VW)在由箭头42所示的-0.9V和0V之间的范围内振荡，而当将电源电位改变为1.1V时，该电压(VG-VW)在由箭头43所示的-1.1V和0V之间的范围内振荡。即，当电源电位在0.9V和1.1V之间的范围内进行改变时，该电压(VG-VW)的上限为0V，且并不改变，但是，下限在-1.1V和-0.9V之间的范围44内进行改变。因此，尽管电容C的上限并未改变，但下限改变了，因此，改变了电容C的平均值。但是，在图11所示的范围44中，示出了电压(VG-VW)和电容C之间的关系的线35的梯度较小，因此电容C的平均值的改变量较小。
在控制电压为1V时，栅极电位VG与控制电压VC相等(1V)，且阱电位VW在地电位(0V)和电源电位(1.0V)之间进行振荡，从而电压(VG-VW)在由箭头46所示的0V和1.0V之间的范围内进行振荡。然后，当将电源电位改变为0.9V时，该电压(VG-VW)在由箭头47所示的+0.1V和1V之间的范围内振荡，而在将电源电位改变为1.1V时，该电压(VG-VW)在由箭头48所示的-0.1V和1.0V之间的范围内振荡。即，当电源电位在0.9V和1.1V之间的范围内进行改变时，该电压(VG-VW)的上限为1V，且并不改变，但是，下限在-0.1V和+0.1V之间的范围49内进行改变。因此，电容C的上限发生改变，尽管下限并未改变，因此，电容C的平均值会改变。在这一点上，在图11所示的范围49中，线35的梯度较陡，电容C的平均值的改变量较大。
然后，当控制电压VC为0V时，电容C的绝对值相对较小，因此，在电容C的平均值发生改变时，改变率增加。但是，如上所述，在控制电压VC为0V时，线35在范围44中的梯度较小，因此，电容C的平均值的改变量较小。因此，在控制电压VC为0V时，相对于电源电位的改变，电容C的平均值的改变率相对较小。此外，在控制电压VC为1V时，如上所述，线35在范围49中的梯度较陡，因此，电容C的平均值的改变量较大。此外，在控制电压为1V时，电容C的绝对值相对较大，因此，即使改变了电容C的平均值，改变率也较小。因此，即使控制电压VC为1V，相对于电源电位的改变，电容C的平均值的改变率也相对较小。
结果，如图8所示，在此实施例中，不同于传统LC-VCO，无论控制电压VC处于高电位侧或低电位侧中的哪一个，以下不利情况不会同时发生，所述情况为：电容C的改变量较大，电容C的绝对值较小，且电容C的改变率并未变得极大。因此，即使电源电位Vdd改变时，也可以抑制振荡频率f的变化。
在此实施例中，在电源电位根据±10％进行改变的情况下，振荡频率f的改变率最大约为±1.0％。与振荡频率f在传统LC-VCO中的改变率(±2.5％)相比，其非常小。因此，根据此实施例，即使电源电位发生改变，也可以得到振荡频率的改变率也较小的电压控制振荡器(LC-VCO)。
接下来，将描述本发明的第二实施例。图12是示出了此实施例的变容二级管元件的截面图。如图12中所示，在此实施例中，与第一实施例相比，变容二级管元件的结构和连接方向不相同。即，在图6所示的第一实施例的LC-VCO 1中，使用图12中所示的变容二级管元件51来分别代替变容二级管元件9和10。即，在输出端子6和输出端子7之间，串联两个变容二级管元件51并使用其。变容二级管元件51的阱端子18与控制端子11相连，栅极端子19与输出端子6和7相连。
如图12所示，在该变容二级管元件51中，在P型硅衬底的表面上形成N阱52，在N阱52的表面上，形成P阱53，在P阱53的表面上，彼此分离地形成P型扩散区54和55。至少在紧靠P阱53的P型扩散区54和P型扩散区55之间的区域上方的区域中，形成由氧化硅制成的栅极绝缘膜16，并在此栅极绝缘膜16上，设置由多晶硅制成的栅极电极17。P型扩散区54和55与阱端子18相连。栅极电极17与栅极端子19相连。此实施例中的其它结构点与第一实施例的相同。
接下来，参考图6和图12来解释按照上述构造的此实施例的LC-VCO的操作。如上所述，变容二级管元件51的阱端子18与控制端子11相连，栅极端子19与输出端子6和7相连。当使施加到控制端子11的控制电压VC上升时，施加到阱端子18的阱电位VW变高，且栅极电位VG相对于阱电位VW变低。因此，在紧靠P阱53中的栅极电极17下方的区域处，聚集了作为载流子的电子空穴，并且在栅极电极17和P阱53之间的电容增加。另一方面，在降低控制电压时，阱电位VW变低，而栅极电位VG相对于阱电位VW变高。由此，在紧靠P阱53中的栅极电极17的下方的区域中，形成了耗尽层，且电容C变小。
因此，如同第一实施例的变容二级管元件9和10，变容二级管元件51与输出端子6和7和控制端子11相连，从而当控制电压VC增加时，电容C增加。即，变容二级管元件51的控制电压VC和电容C之间的关系如图7所示。因此，施加到变容二级管元件51的电压(VG-VW)和电容C之间的关系、以及其对电源电位的改变的反应如图11所示，并且控制电压VC和振荡频率f之间的关系如图8中所示。因此，如同第一实施例中的情况，通过此实施例，也可以实现响应电源电位的改变、振荡频率改变较小的LC-VCO。
此外，在第一实施例中，在图12所示的N阱13和硅衬底12之间，即，在图6所示的变容二级管元件9和10的阱端子18和地电位之间，产生了寄生电容。因此，在具有高频处改变的电位和地电位的输出端子6和7之间产生寄生电容，根据此情况，这防止了高速操作。另一方面，在此实施例中，由于变容二级管元件51的栅极端子与输出端子6和7相连，在具有高频率处改变的电位和地电位的输出端子6和7之间并未产生寄生电容。因此，在高速操作方面不存在障碍。另一方面，在第一实施例中，不需要如同在第二实施例的情况下那样，在变容二级管元件中双倍地设置设备N阱52和P阱53，可以减小用于安装变容二级管元件的区域。

Claims (9)

1、一种电压控制振荡器，包括：
电感器；
变容二级管元件，用于根据输入的控制电压来改变其电容，并与电感器并联，从而当控制电压增加时电容会增加，从而与电感器一起形成谐振电路。
2、根据权利要求1所述的电压控制振荡器，其特征在于：
所述变容二级管元件包括：
N型区域，在衬底的表面上形成，以便与所述衬底的其余部分绝缘，并与所述电感器相连；
绝缘膜，设置在N型区域上；以及
电极，设置在所述绝缘膜上，并向其施加控制电压。
3、根据权利要求1所述的电压控制振荡器，其特征在于：
所述变容二级管元件包括：
P型区域，在衬底的表面上形成，以便与所述衬底的其余部分绝缘，并向其施加控制电压；
绝缘膜，设置在所述P型区域上；以及
电极，设置在所述绝缘膜上，并与所述电感器相连。
4、根据权利要求1所述的电压控制振荡器，其特征在于还包括放大部分，用于当所述电感器的一端的电位高于其另一端的电位时，将第一电位施加到所述电感器的所述一端，并将低于第一电位的第二电位施加到其所述另一端。
5、根据权利要求4所述的电压控制振荡器，其特征在于所述第一电位是电源电位，而所述第二电位是地电位。
6、一种电压控制振荡器，包括：
谐振部分，所述谐振部分包括：
第一和第二输出端子，用于输出互补交流电信号；
电感器，连接在第一和第二输出端子之间；
第一变容二级管元件，具有与第一输出端子相连的一个端子、以及向其施加控制电压的另一端子，并且当控制电压增加时增加所述电容；以及
第二变容二级管元件，具有与第二输出端子相连的一个端子、以及向其施加控制电压VC的另一端子，并且当控制电压增加时增加所述电容；以及
放大部分，用于当第一输出端子的电位高于第二输出端子的电位时，将第一电位施加到第一输出端子，并将低于第一电位的第二电位施加到第二输出端子。
7、根据权利要求6所述的电压控制振荡器，其特征在于：
所述第一和第二变容二级管元件的每一个均包括：
N型区域，在衬底的表面上形成，以便与所述衬底的其余部分绝缘，并与变容二级管元件的所述一个端子相连；
绝缘膜，设置在所述N型区域上；以及
电极，设置在所述绝缘膜上，并与变容二级管元件的所述另一端子相连。
8、根据权利要求6所述的电压控制振荡器，其特征在于：
所述第一和第二变容二级管元件的每一个均包括：
P型区域，在衬底的表面上形成，以便与所述衬底的其余部分绝缘，并与变容二级管元件的所述另一端子相连；
绝缘膜，设置在所述P型区域上；以及
电极，设置在所述绝缘膜上，并与变容二级管元件的所述一个端子相连。
9、根据权利要求6所述的电压控制振荡器，其特征在于所述第一电位是电源电位，而所述第二电位是地电位。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103187926A (zh) * 2011-12-28 2013-07-03 国民技术股份有限公司 Lc-vco芯片及其版图布局方法
CN101273523B (zh) * 2005-09-27 2015-04-22 艾利森电话股份有限公司 振荡器电路

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7539278B2 (en) * 2005-12-02 2009-05-26 Altera Corporation Programmable transceivers that are able to operate over wide frequency ranges
KR100757856B1 (ko) 2006-05-02 2007-09-11 삼성전자주식회사 소스 커플링을 이용한 차동 상보성 콜피츠 발진기
US7983361B2 (en) * 2007-04-26 2011-07-19 Mediatek Inc. Clock data recovery circuit
US20090072891A1 (en) * 2007-09-14 2009-03-19 Srinivas Perisetty Varactor-based charge pump
KR100903154B1 (ko) * 2007-09-21 2009-06-17 한국전자통신연구원 캐스코드 증폭기 및 그를 이용한 차동 캐스코드 전압제어발진기
WO2009119042A1 (ja) * 2008-03-28 2009-10-01 パナソニック株式会社 電圧制御発振器、並びにそれを用いたｐｌｌ回路及び無線通信機器
TWI591833B (zh) * 2016-07-29 2017-07-11 瑞昱半導體股份有限公司 堆疊式電容結構
JP2023140060A (ja) 2022-03-22 2023-10-04 キオクシア株式会社 半導体集積回路、送信回路及びキャリブレーション方法

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09102550A (ja) * 1995-05-09 1997-04-15 Mosel Vitelic Inc Ｌｄｄ ｃｍｏｓ形成方法
US6469587B2 (en) * 2000-12-04 2002-10-22 Agere Systems Guardian Corp. Differential LC voltage-controlled oscillator
US6650195B1 (en) * 2001-07-30 2003-11-18 Xilinx, Inc. Oscillator with differential tunable tank circuit
KR100531004B1 (ko) * 2003-08-25 2005-11-28 학교법인 한국정보통신학원 백게이트를 이용한 저전력 4위상 전압 제어 발진기

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101273523B (zh) * 2005-09-27 2015-04-22 艾利森电话股份有限公司 振荡器电路
CN103187926A (zh) * 2011-12-28 2013-07-03 国民技术股份有限公司 Lc-vco芯片及其版图布局方法

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