CN114826175A - 功率放大电路 - Google Patents

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黄耀
王亚宁
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Abstract

本发明提供了一种功率放大电路，包括第一MOS管模块、第二MOS管模块和变压器模块，其中：所述第一MOS管模块包括第三NMOS管和第四NMOS管；所述第二MOS管模块包括第一NMOS管和第二NMOS管，所述第一NMOS管的漏极与所述第三NMOS管的源极连接，所述第二NMOS管的漏极与所述第四NMOS管的源极连接；所述变压器模块包括主级线圈和次级线圈，所述主级线圈一端与所述第三NMOS管的漏极连接，所述主级线圈另一端与所述第四NMOS管的漏极连接，所述次级线圈的一端与所述第三NMOS管的源极连接，所述次级线圈的另一端与所述第四NMOS管的源极连接，且所述主级线圈和所述次级线圈之间通过互感形成变压器。本发明在实现功率放大的同时，降低了整个电路的面积，有利于减小电路尺寸。

Description

功率放大电路
技术领域
本发明涉及半导体集成电路技术领域，尤其涉及一种功率放大电路。
背景技术
共源共栅放大器(cascode)技术可以应用于功率放大器中，采用cascode技术的差分功率放大器电路图如图1所示，驱动信号加到共源晶体管M1和M2的栅级，cascode晶体管M3和M4的栅级接一个固定的电平。与其他电路不同的是，采用casode技术的功率放大器能够减轻晶体管击穿电压的压力，提高功率放大器输出电压的摆幅，从而降低对晶体管重大电流能力的要求，提高功率放大器的效率，并减小输出晶体管的尺寸。
而采用cascode技术的功率放大器的信号通路上存在几个大电容，当信号通过这些电容时，节点电压的波动会对电容充放电。通常每一级的输出都采用电感元件来与输出晶体管的寄生电容和下一级的输入电容谐振，在输出节点提供高阻抗。由于电容和电感都是储能元件，谐振时电容和电感储存的能量互相交换，不用从电源汲取电流就可以在输出节点维持大信号摆幅，相当于输出节点提供了一个高阻抗。
但是，在采用cascode技术的功率放大器中，cascode晶体管的源级也存在很大的寄生电容。当这些节点存在电压波动时，节点寄生电容充放电需要从电源汲取额外的电流，降低了功率放大器的效率。在这些节点增加一个并联到地的电感就可以实现电感和寄生电容的谐振，使得电感和电容之间互相交换能量，对节点寄生电容充放电不用从电源汲取额外的电流。但是电感是直流短路的，为了不影响放大器的直流工作点，电感上还必须串联一个大电容来隔直。对于差分结构来说，两个支路的直流工作点是一样的，因此电感可以直流并联在两个支路的cascode晶体管的源级，如图2所示，两个电感的中间节点是共模点，相当于交流地，每一个电感与cascode晶体管的寄生电容谐振。实际上，这两个电感可以用一个对称性电感来代替，它的电感量是单个电感的两倍。但是不管是两个电感还是一个对称性电感，其在电路中的面积都较大，因此增加了片上芯片的面积。
因此，有必要提供一种新型的功率放大电路以解决现有技术中存在的上述问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种功率放大电路，在实现功率放大的同时，降低了整个电路的面积，有利于减小电路尺寸。
为实现上述目的，本发明的所述一种功率放大电路，包括第一MOS管模块、第二MOS管模块和变压器模块，其中：
所述第一MOS管模块包括第三NMOS管和第四NMOS管，所述第三NMOS管的栅极和所述第四NMOS管的栅极均输入固定电平信号；
所述第二MOS管模块包括第一NMOS管和第二NMOS管，所述第一NMOS管的漏极与所述第三NMOS管的源极连接，所述第二NMOS管的漏极与所述第四NMOS管的源极连接，所述第一NMOS管的栅极和所述第二NMOS管的栅极均输入驱动信号，且所述第一NMOS管的源极和所述第二NMOS管的源极均接地；
所述变压器模块包括主级线圈和次级线圈，所述主级线圈一端与所述第三NMOS管的漏极连接，所述主级线圈另一端与所述第四NMOS管的漏极连接，所述次级线圈的一端与所述第三NMOS管的源极连接，所述次级线圈的另一端与所述第四NMOS管的源极连接，且所述主级线圈和所述次级线圈之间通过互感形成变压器。
本发明所述功率放大电路的有益效果在于：通过在整个电路中加入主级线圈和次级线圈作为变压器模块，通过主级线圈和次级线圈之间的互感作用在电路中形成变压器，以便于通过主级线圈和次级线圈的互感作用得到电路中需要的电感值，有效减少了电感元件的使用数量，从而缩小了整个电路的面积。
可选的，所述第三NMOS管的漏极和所述第四NMOS管的漏极之间的目标电感值为A，所述第一NMOS管的漏极和所述第二NMOS管的漏极之间的目标电感值为B，所述主级线圈的电感值为X，所述次级线圈的电感值为Y，所述主级线圈中流过的电流为i1，所述次级线圈中流过的电流为i2，所述变压器模块的耦合系数为n，其中：
Figure BDA0003662128030000031
Figure BDA0003662128030000032
可选的，所述第三NMOS管的漏极与所述主级线圈之间连接有输出端，所述第四NMOS管的漏极和所述主级线圈之间连接有输出端。
附图说明
图1为现有技术中的功率放大器的第一种电路图；
图2为现有技术中的功率放大器的第二种电路图；
图3为本发明实施例所述功率放大电路的电路图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。除非另外定义，此处使用的技术术语或者科学术语应当为本发明所属领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本文中使用的“包括”等类似的词语意指出现该词前面的元件或者物件涵盖出现在该词后面列举的元件或者物件及其等同，而不排除其他元件或者物件。
在现有技术中，功率放大电路一般采用图1的结构，参考图1，包括电感L1、电感L2、第一NMOS管M1、第二NMOS管M2、第三NMOS管M3和第四NMOS管M4，电感L1的一端和电感L2的一端均接工作电压，电感L1的另一端与第三NMOS管M3的漏极连接，电感L2的另一端与第四NMOS管M4的漏极连接，第三NMOS管M3的栅极和第四NMOS管M4的栅极均输入固定电平Vb，第三NMOS管M3的源极与第一NMOS管M1的漏极连接，所述第四NMOS管M4的源极与第二NMOS管M2的漏极连接，而第一NMOS管M1的源极和第二NMOS管M2的源极均接地，所述第一NMOS管M1的栅极和所述第二NMOS管M2的栅极均输入驱动信号Vinp和Vinn。
但是采用图1中的功功率放大器，由于cascode晶体管的源级也存在很大的寄生电容。当这些节点存在电压波动时，节点寄生电容充放电需要从电源汲取额外的电流，降低了功率放大器的效率。如图2所示，在第一NMOS管M1和的漏极和第二NMOS管M2的漏极之间增加两个电感L3和L4，两个电感的中间节点是共模点，相当于交流地，每一个电感与cascode晶体管的寄生电容谐振。但是增加的电感L3和L4使得整个功率放大电路的尺寸增大，不利于电路小型化。
针对现有技术存在的问题，本发明的实施例提供了一种功率放大电路，参考图3，包括第一MOS管模块10、第二MOS管模块20和变压器模块30，其中：
所述第一MOS管模块10包括第三NMOS管101和第四NMOS管102，所述第三NMOS管101的栅极和所述第四NMOS管102的栅极均输入固定电平信号Vb。
所述第二MOS管模块20包括第一NMOS管201和第二NMOS管202，所述第一NMOS管201的漏极与所述第三NMOS管101的源极连接，所述第二NMOS管202的漏极与所述第四NMOS管102的源极连接，所述第一NMOS管201的栅极和所述第二NMOS管202的栅极均输入驱动信号，且所述第一NMOS管201的源极和所述第二NMOS管202的源极均接地GND。
在一些实施例中，所述第一NMOS管201的栅极输入驱动信号Vinp，所述第二NMOS管201的栅极输入驱动信号Vinn。
所述变压器模块30包括主级线圈301和次级线圈302，所述主级线圈301一端与所述第三NMOS管101的漏极连接，所述主级线圈301另一端与所述第四NMOS管102的漏极连接，所述次级线圈302的一端与所述第三NMOS管201的源极连接，所述次级线圈302的另一端与所述第四NMOS管202的源极连接，且所述主级线圈301和所述次级线圈302之间通过互感形成变压器。
在一些实施例中，所述第三NMOS管201的漏极和所述第四NMOS管202的漏极之间的目标电感值为A，所述第一NMOS管101的漏极和所述第二NMOS管102的漏极之间的目标电感值为B，所述主级线圈301的电感值为X，所述次级线圈302的电感值为Y，所述主级线圈中流过的电流为i1，所述次级线圈中流过的电流为i2，所述变压器模块的耦合系数为n，其中：
Figure BDA0003662128030000051
Figure BDA0003662128030000052
相比于现有技术中的图2采用的方案，图2中的方案为了将NMOS管M3、M4的寄生电容产生谐振，通过在电路中增加电感L1、L2、L3和L4，使得增加的电感与NMOS管M3、M4节点的寄生电容产生谐振，以降低整个电路的损耗，但是该方式需要使用的电感的电感值较大，导致电路的面积增大。而采用本方案，由于主级线圈301和次级线圈302通过互感作用形成变压器，使得主级线圈301和次级线圈302的电感值通过互感作用改变电感值，以达到电路中需要的电感值，从而使得接入整个电路的元件的电感值减小，有利于缩小整个电路的面积。
具体的，在一些实施例中，假设第三NMOS管201的漏极和所述第四NMOS管202的漏极之间的目标电感值为800pH，同时假设主级线圈301和次级线圈302中流过的电流值相同，所述第一NMOS管101的漏极和所述第二NMOS管102的漏极之间的目标电感值为800pH，则可以采用电感值均为500pH的主级线圈301和次级线圈302，并构成耦合系数为0.6的变压器，从而通过主级线圈301和次级线圈302得到电路中的需要的目标电感值。整个电路最终使用的是电感值为500pH的主级线圈301和次级线圈302，与图2的电路结构相比，整个电路的版图大小由原来的两个电感的面积降低到一个变压器的面积，且变压器中的主级线圈301和次级线圈302的每一个线圈的电感值均比图2结构中的电感值800pH小，有效节省了电路的面积。
在一些实施例中，所述第三NMOS管101的漏极与所述主级线圈301之间连接有输出端Vout，所述第四NMOS管102的漏极和所述主级线圈301之间连接有输出端Vout。
需要说明的是，在本方案中，虽然第一MOS管模块10和第二MOS管模块20都是采用NMOS管，但是本方案也可以采用PMOS管，也可以采用NMOS管和PMOS管混合使用，本方案对此不作特别限定，由于采用PMOS管的原理与采用NMOS管的原理基本类似，此处不再赘述。
虽然在上文中详细说明了本发明的实施方式，但是对于本领域的技术人员来说显而易见的是，能够对这些实施方式进行各种修改和变化。但是，应理解，这种修改和变化都属于权利要求书中所述的本发明的范围和精神之内。而且，在此说明的本发明可有其它的实施方式，并且可通过多种方式实施或实现。

Claims (3)

1.一种功率放大电路，其特征在于，包括第一MOS管模块、第二MOS管模块和变压器模块，其中：
所述第一MOS管模块包括第三NMOS管和第四NMOS管，所述第三NMOS管的栅极和所述第四NMOS管的栅极均输入固定电平信号；
所述第二MOS管模块包括第一NMOS管和第二NMOS管，所述第一NMOS管的漏极与所述第三NMOS管的源极连接，所述第二NMOS管的漏极与所述第四NMOS管的源极连接，所述第一NMOS管的栅极和所述第二NMOS管的栅极均输入驱动信号，且所述第一NMOS管的源极和所述第二NMOS管的源极均接地；
所述变压器模块包括主级线圈和次级线圈，所述主级线圈一端与所述第三NMOS管的漏极连接，所述主级线圈另一端与所述第四NMOS管的漏极连接，所述次级线圈的一端与所述第三NMOS管的源极连接，所述次级线圈的另一端与所述第四NMOS管的源极连接，且所述主级线圈和所述次级线圈之间通过互感形成变压器。
2.根据权利要求1所述的功率放大电路，其特征在于，所述第三NMOS管的漏极和所述第四NMOS管的漏极之间的目标电感值为A，所述第一NMOS管的漏极和所述第二NMOS管的漏极之间的目标电感值为B，所述主级线圈的电感值为X，所述次级线圈的电感值为Y，所述主级线圈中流过的电流为i1，所述次级线圈中流过的电流为i2，所述变压器模块的耦合系数为n，其中：
Figure FDA0003662128020000011
Figure FDA0003662128020000012
3.根据权利要求1所述的功率放大电路，其特征在于，所述第三NMOS管的漏极与所述主级线圈之间连接有输出端，所述第四NMOS管的漏极和所述主级线圈之间连接有输出端。
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WO2024045820A1 (zh) * 2022-08-29 2024-03-07 深圳市中兴微电子技术有限公司 功率放大器、功率放大器组件和信号处理设备

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