CN101826854A

CN101826854A - 追踪滤波器及其校正装置

Info

Publication number: CN101826854A
Application number: CN201010184235A
Authority: CN
Inventors: 吴昭篁
Original assignee: Sunplus Technology Co Ltd
Current assignee: Sunplus Technology Co Ltd
Priority date: 2010-05-21
Filing date: 2010-05-21
Publication date: 2010-09-08
Anticipated expiration: 2030-05-21
Also published as: CN101826854B

Abstract

本发明公开了一种追踪滤波器，该追踪滤波器用于电视接收器，包括：第一缓冲器，具有输入端以接收输入信号；阻抗转换器，具有第一端连接至该第一缓冲器的输出端；电感，具有第一端连接至该阻抗转换器的第二端；第一电容单元，连接于该阻抗转换器的该第二端与一接地端之间；一第二电容单元，连接于该电感的一第二端与该接地端之间；以及一第二缓冲器，具有一输入端连接至该电感的该第二端以及一输出端可产生一输出信号，追踪滤波器仅需利用一个电感即可获得较佳的高频拒绝特性；其中，该阻抗转换器、该第一电容单元、与该第二电容单元同时增加时，可降低该输出信号的一操作频率并使得该输出信号与该输入信号间的一增益值维持固定。同时，本发明还公开了一种校正装置，可缩短追踪滤波器的校正时间。

Description

追踪滤波器及其校正装置

技术领域

本发明有关于一种追踪滤波器及其校正装置，尤指一种高线性度的追踪滤波器及其数字式校正装置。

背景技术

请参照图1，其所绘示为现有电视接收器(TV tuner)结构图。电视接收器100包含低噪声放大器(Low Noise Amplifier，LNA)101、追踪滤波器103(tracking filter)、带通滤波器(band-pass filter)105、正交信号产生器(quadrature generator)107、RF时脉合成器(RF clock synthesizer)111、相位偏移器(phase shifter)113、双正交信号混波器(double quadrature mixers)115、多相位滤波单元(polyphase filter unit)117、可变增益放大单元(Amplifyingunit)119以及频道选择滤波单元(channel select filter)121。

低噪声放大器101接收从天线(图未示)传来的RF信号(或称宽带电视信号)后，将该RF信号放大至一适当电平。其中，该低噪声放大器101的增益是由一自动增益控制(automatic gain control，AGC)回路(图未示)来控制。该低噪声放大器101的输出信号经过追踪滤波器103与带通滤波器105后，送到正交信号产生器107。正交信号产生器107根据带通滤波器105的输出信号产生一组正交信号I0、Q0。

其中，正交信号产生器107可以由复数级(multiple stages)的被动多相位滤波器所构成。而多相位滤波器的中心频率可由切换不同的被动元件来调整，以适应所需的不同频带。正交信号产生器107用以将带通滤波器105的输出信号转换为同一相位(In-phase)信号I0与正交相位(Quadrature phase)信号Q0。

RF时脉合成器111接收频率选择信号，并根据该电视接收器100被设定的状态，进而产生本地振荡信号LO(local oscillation signal)，其中，该频率选择信号是根据使用者选择的频道所产生的。在本实施例中，当电视接收器100被设定为数字电视接收器时，系统被切换成零中频架构，本地振荡信号LO的频率会设定为所选择的频率；而当电视接收器100被设定为模拟电视接收器时，系统被切换成低中频架构，本地振荡信号LO的频率会设定为略高于选择频道的频率约数百个千赫兹(KHz)。

接着，相位偏移器113将该本地振荡信号LO的相位偏移90度后，产生二个正交信号I1、Q1。双正交信号混波器115接收正交信号产生器107所输出的信号I0、Q0与相位偏移器113所输出的信号I1、Q1，混出基频或低中频的二个正交信号I2与Q2。若是该电视接收器100被设定为数字电视接收器，则信号I2、Q2为基频信号；反之，若该电视接收器100被设定为模拟电视接收器，则信号I2与Q2为低中频信号。

接着，若信号I2、Q2为低中频信号，多相位滤波单元117会允许让信号I2、Q2中想要的频道通过，并滤除镜像频道。而当信号I2、Q2为基频信号，则多相位滤波单元117直接让该信号I2、Q2通过。最后，多相位滤波单元117产生信号I3、Q3，经过可变增益放大单元119与频道选择滤波单元121的处理后，输出所需要的信号I5、Q5。

一般来说，电视接收器中的追踪滤波器需要有高的线性度(high linearity)以及低的噪声指数(noise figure)，如此可将RF信号中不需要的频带以及噪声滤除并且可避免影响后级电路。请参照图2A，其所绘示为揭露于美国专利“US 7,539,470”的追踪滤波器。其中，LC并联型滤波器501即为追踪滤波器，而LC并联型滤波器501串接(cascode)放大器502。放大器502包括：第一场效应晶体管Mn51、第二场效应晶体管Mn52和第三场效应晶体管Mn53。其中，第一场效应晶体管Mn51的栅极连接至第一偏压(Bias1)；第二场效应晶体管Mn52的栅极连接至第二偏压(Bias2)，漏极连接至第一场效应晶体管Mn51的漏极，源极为信号输入端(In)连接至第一场效应晶体管Mn51的源极；第三场效应晶体管Mn53的栅极连接至输出(Bias out)，漏极为信号输出端(Out)连接至LC并联型态滤波器501，源极连接至第一场效应晶体管Mn51的漏极。而电流源Is5连接至第一场效应晶体管Mn51的源极，用以提供一偏压电流。

基本上，现有放大器502无法同时达成高线性度以及低的噪声指数。再者，由于LC并联型滤波器501的输入阻抗Zth会随着操作在不同频率而改变。因此，如图2B所示，LC并联型滤波器501的增益(gain)会随着频率的增加而增加。因此现有电路更需要增益补偿电路(gain compensation circuit)来使得LC并联型滤波器501的增益不会随着频率变化而改变。

请参照图3A，其所绘示为现有另一种追踪滤波器。其中，追踪滤波器包括电感L与电容C，其中，电感L二端连接于电压源Vdd与信号输出端(Vout)之间；电容C二端连接于接地端与输出端Vout之间。再者，追踪滤波器串接(cascode)一放大器。而放大器包括：第一三极管T1、第二三极管T2、可变电阻Rdeg、第一电流源I1和第二电流源I2。其中，第一三极管T1的基极连接至信号输入端(Vin)，集电极连接至电压源Vdd，发射极连接至第一电流源I1；第二三极管T2的基极连接至电压源Vdd，集电极连接至信号输出端(Vout)，发射极连接至第二电流源I2；可变电阻Rdeg连接于第一三极管T1与第二三极管T2之间。

其中，改变电容C的电容值可以改变追踪滤波器的操作频率(共振频率)。再者，假设追踪滤波器的阻抗为Zin，第一三极管T1和第二三极管T2的跨导为gm，则放大器的增益即为

如图3B所示，在可变电阻Rdeg没有变化的情况下，追踪滤波器的增益(gain)会随着频率的增加而增加。因此，直接改变可变电阻Rdeg即可以进一步补偿增益。举例来说，当追踪滤波器操作于低频(f1)时，可降低可变电阻Rdeg的阻值使得增益提高；反之，当追踪滤波器操作于高频(f2)时，可提高可变电阻Rdeg的阻值使得增益降低。如此，将可使得增益不会随着频率变化而改变。

然而，上述追踪滤波器操作在高频时，由于可变电阻Rdeg的阻值升高，将会提高噪声指数；反之，追踪滤波器操作在低频时，由于可变电阻Rdeg的阻值变小因而造成线性度会变差。再者，追踪滤波器的品质因数(Q factor)也会因为电路板(PCB)上的寄生效应(parasitic effects)而变差。

请参照图4A～D，其所绘示为现有其他LC追踪滤波器。该LC追踪滤波器揭露于2007年IEEE ISSCC Dig.Tech.期刊pp.208-209，(“A Sip tuner withintegrated LC tracking filter for both cable and terrestrial reception”)。该LC追踪滤波器具有较佳的线性度，包括：缓冲器(buffer)410、阻抗转换器(impedancetransformer)Li与共振器(resonator)415。而共振器415包括：电感Lp与电容Cp。信号输入端(Vin)连接至缓冲器410输入端，缓冲器410输出端与信号输出端(Vout)之间连接阻抗转换器Li，电感Lp与电容Cp连接于信号输出端(Vout)与接地端之间。再者，由于缓冲器410的输出阻抗(Zbuffer)较低，因此利用高电感值的阻抗转换器Li来提高阻抗值为Zth1。

请参照图4B，其所绘示为图4A中LC追踪滤波器的频带示意图。于图4B中可知，LC追踪滤波器具有较佳的高频拒绝特性(better rejection in highfrequency)。然而，该LC追踪滤波器需要使用到二个电感Li和Lp，因此成本较高。

图4C的LC追踪滤波器具有较佳的线性度，包括：缓冲器420、阻抗转换器Ci与共振器425。而共振器425包括：电感Lp与电容Cp。信号输入端(Vin)连接至缓冲器420输入端，缓冲器420输出端与信号输出端(Vout)之间连接阻抗转换器Ci，电感Lp与电容Cp连接于信号输出端(Vout)与接地端之间。同理，由于缓冲器420的输出阻抗(Zbuffer)较低，因此利用一低电容值的阻抗转换器Ci来提高阻抗值为Zth2。

请参照图4D，其所绘示为图4C中LC追踪滤波器的频带示意图。于图4D中可知，LC追踪滤波器的高频拒绝特性较差以至于容易受到本地振荡信号LO的倍频干扰(LO harmonic interferences)。

再者，由于追踪滤波器会受到温度、制程漂移、以及电路板上的寄生效应的影响。在使用追踪滤波器时需要进行校正，然而校正追踪滤波器需要耗费较长的校正时间，并且校正电路非常复杂。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种追踪滤波器及其校正装置，追踪滤波器可以获得较佳的高频拒绝特性以及低的杂讯指数，而数字式校正装置则可缩短追踪滤波器的校正时间。

本发明提出一种追踪滤波器，用于电视接收器，包括：第一缓冲器，具有输入端以接收输入信号；阻抗转换器，具有第一端连接至该第一缓冲器的输出端；电感，具有第一端连接至该阻抗转换器的第二端；第一电容单元，连接于该阻抗转换器的该第二端与接地端之间；第二电容单元，连接于该电感的第二端与该接地端之间；以及第二缓冲器，具有输入端连接至该电感的该第二端以及输出端可产生输出信号。

本发明提出一种数字式校正装置，应用于电视接收器，该校正装置包括：追踪滤波器包括第一缓冲器，具有输入端与输出端；阻抗转换器，具有第一端连接至该第一缓冲器的该输出端；电感，具有第一端连接至该阻抗转换器的第二端；第一电容单元，连接于该阻抗转换器的该第二端与接地端之间；第二电容单元，连接于该电感的第二端与该接地端之间；电阻单元，连接于该电感的该第一端与该第二端之间，以及，第二缓冲器，具有输入端连接至该电感的该第二端；频率侦测器，连接至该电感以接收具有第一振荡频率的第一振荡信号，以及接收具有参考频率的本地振荡信号，进而产生计数信号；以及控制电路，接收该计数信号并据以产生控制信号，进而调整该阻抗转换器、该第一电容单元或该第二电容单元的数值，使得该第一振荡信号的该第一振荡频率接近于该参考频率。

可见，根据本发明所提供的技术方案，在相同的操作频率时，本发明滤波器中的第一电容单元、第二电容单元的电容值和电感的电感值都会高于现有LC并联型滤波器内的电容值与电感值，因此，追踪滤波器仅需利用一个电感就可获得较佳的高频拒绝特性，并且可以获得高的品质因数用以拒绝更多的干扰以及影像频带，而且全数字式的校正装置可缩短追踪滤波器的校正时间。

附图说明

图1所绘示为现有电视接收器结构图。

图2A所绘示为揭露于美国专利“US 7,539,470的追踪滤波器结构图。

图2B为现有LC并联型态滤波器的增益特性示意图。

图3A所绘示为现有另一种追踪滤波器结构图。

图3B为现有追踪滤波器的增益特性示意图。

图4A～D所绘示为现有其他LC追踪滤波器结构图和增益特性示意图。

图5A所绘示为本发明追踪滤波器的第一实施例结构图。

图5B～D所绘示为第一实施例追踪滤波器的增益特性示意图，

图6所绘示为本发明与现有LC并联型态滤波器的频率响应图。

图7A所绘示为本发明追踪滤波器的第二实施例结构图。

图7B～D所绘示为第二实施例追踪滤波器的增益特性示意图，

图8A所绘示为本发明电阻单元Rs示意图

图8B所示为正电阻单元结构图。

图8C所示为负电阻单元结构图。

图9所示为电容单元。

图10A所绘示为本发明追踪滤波器的校正装置结构图。

图10B～D所绘示为第一振荡信号F、除频信号Fd、本地振荡信号LO、与结果信号R之间的关系。

图11所绘示为本发明追踪滤波器的校正流程图。

【主要元件符号说明】

100 电视接收器 101 低噪声放大器

103 追踪滤波器 105 带通滤波器

107 正交信号产生器 111 RF时脉合成器

113 相位偏移器 115 双正交信号混波器

117 多相位滤波单元 119 可变增益放大单元

121 频道选择滤波单元

410 缓冲器 415 共振器

420 缓冲器 425 共振器

501 LC并联型滤波器 502 放大器

510 第一缓冲器 515 共振器

520 第二缓冲器

710 第一缓冲器 715 共振器

720 第二缓冲器

802 正电阻单元 804 负电阻单元

810 控制电路 812 加减器

814 暂存器 820 频率侦测器

822 计数器 824 与门

826 除频器 830 追踪滤波器

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下参照附图并举实施例，对本发明所述方案作进一步地详细说明。

请参照图5A，其所绘示为本发明追踪滤波器的第一实施例。追踪滤波器包括：第一缓冲器510、第二缓冲器520、阻抗转换器Cs与共振器515。而共振器515包括：电感Ls、第一电容单元Cp1与第二电容单元Cp2。信号输入端(Vin)连接至第一缓冲器510输入端使得缓冲器可接收输入信号，第一缓冲器510输出端与节点a之间连接阻抗转换器Cs；节点a与第二缓冲器520输入端之间连接电感Ls；节点a与接地端之间连接第一电容单元Cp1；第二缓冲器520输入端与接地端之间连接第二电容单元Cp2；第二缓冲器520输出端为信号输出端(Vout)，以产生输出信号。

根据本发明的实施例，第一缓冲器510与第二缓冲器520可利用源极随耦器(source follower)来实现。第一缓冲器510可以防止共振器515的线性度降低，第二缓冲器520可以隔绝后级电路以及电路板上的寄生效应。再者，阻抗转换器Cs为第三电容单元，且第一电容单元Cp1、第二电容单元Cp2、与第三电容单元的电容值皆可经由控制而改变。

由图5A可知，追踪滤波器的输出信号Vout与输入信号Vin间的增益值其中，jω为Cs的导纳值，ω＝2πf，f为输入信号的频率，Zin_resonator为共振器515的阻抗；而追踪滤波器的操作频率(共振频率)为

即输出信号会包括该操作频率。根据以上二方程式可知，调整阻抗转换器Cs的电容值可调整追踪滤波器增益以及操作频率。如图5B所示，第一电容单元Cp1与第二电容单元Cp2的电容值不变，而将阻抗转换器Cs的电容值增加时，操作频率(fresonance)会下降而增益会增加。同理，调整阻抗第一电容单元Cp1与第二电容单元Cp2的电容值可调整追踪滤波器增益以及操作频率。如图5C所示，当同时将第一电容单元Cp1与第二电容单元Cp2的电容值增加时，操作频率(fresonance)会下降而增益会降低。

结合上述的特性并经过适当地调整，如图5D所示，将阻抗转换器Cs、第一电容单元Cp1、与第二电容单元Cp2同时增加。则操作频率会下降，但是增益可以维持不变。也就是说，第一实施例的追踪滤波器的增益可以适当地获得补偿。

请参照图6，其所绘示为本发明与现有LC并联型态滤波器的频率响应(frequency response)图。曲线Ⅰ为本发明追踪滤波器的频率响应图，曲线Ⅱ为现有LC并联型滤波器的频率响应图。由图6可知，在相同的操作频率时，本发明的共振器515中的第一电容单元Cp 1与第二电容单元Cp2的电容值和电感Ls的电感值皆会高于现有LC并联型滤波器内的电容值与电感值，因此本发明的共振器515对于寄生电阻(parasitic resistor)较不敏感(insensitive)，并且可以获得高的品质因数用以拒绝更多的干扰(interference)以及有效的滤除影像频带(image band)。再者，相较于现有LC并联型滤波器，本发明的共振器515具有较佳的高频拒绝特性，可用于拒绝更多的本地振荡信号LO的倍频干扰(LO harmonic interferences)。

请参照图7A，其所绘示为本发明追踪滤波器的第二实施例。追踪滤波器包括：第一缓冲器710、第二缓冲器720、阻抗转换器Cs与共振器715。而共振器715包括：电阻单元Rs、电感Ls、第一电容单元Cp1与第二电容单元Cp2。信号输入端(Vin)连接至第一缓冲器710输入端，第一缓冲器710输出端与节点a之间连接阻抗转换器Cs；节点a与第二缓冲器720输入端之间连接电感Ls；节点a与第二缓冲器720输入端之间连接电阻单元Rs；节点a与接地端之间连接第一电容单元Cp1；第二缓冲器720输入端与接地端之间连接第二电容单元Cp2；第二缓冲器720输出端为信号输出端(Vout)。

根据本发明的实施例，第一缓冲器710与第二缓冲器720可利用源极随耦器来实现。第一缓冲器710可以防止共振器715的线性度降低，第二缓冲器720可以隔绝后级电路以及电路板上的寄生效应。阻抗转换器Cs为第三电容单元，第三电容单元的电容值固定，而第一电容单元Cp1、与第二电容单元Cp2的电容值皆可经由控制而改变。再者，电阻单元Rs的电阻值也可经由控制而改变。

同理，由图7A中的，

其中

而追踪滤波器的操作频率(共振频率)为

如图7B所示，当电阻单元Rs的电阻值减少时，操作频率(fresonance)不会变化但是增益会下降，并且增益下降时品质因数也会随着降低。再者，调整第一电容单元Cp1与第二电容单元Cp2的电容值可调整追踪滤波器增益以及操作频率。如图7C所示，当同时将第一电容单元Cp1与第二电容单元Cp2的电容值减少时，操作频率(fresonance)会上升而增益会增加。

结合上述的特性并经过适当地调整，如图7D所示，将电阻单元Rs、第一电容单元Cp1、与第二电容单元Cp2同时减少。则操作频率会上升，但是增益可以维持不变。也就是说，第二实施例的追踪滤波器的增益可以适当地获得补偿。

当然，本发明也可以同时结合第一实施例与第二实施例，使追踪滤波器中的阻抗转换器Cs、第一电容单元Cp1与第二电容单元Cp2以及电阻单元Rs皆可改变数值，达成增益补偿的目的。

再者，由图7B可知，电阻单元Rs可以控制追踪滤波器的品质因数，因此，本发明的电阻单元Rs更包含正电阻单元(positive resistive unit)与负电阻单元(negative resistive unit)。请参照图8A其所绘示为本发明电阻单元Rs示意图。而电阻单元Rs的二端为节点P1与P2，其包括正电阻单元802与负电阻单元804并联于节点P1与P2之间。

图8B所示为正电阻单元。正电阻单元包括四条并联的电阻路径，第一条电阻路径包括第一电阻r1与第一电阻开关Sr1；第二条电阻路径包括第二电阻r2与第二电阻开关Sr2；第三条电阻路径包括第三电阻r3与第三电阻开关Sr3；第四条电阻路径包括第四电阻r4与第四电阻开关Sr4。而利用四个电阻控制信号Vcr1～Vcr4来控制相对应的电阻开关Sr～Sr4，即可获得所需的正电阻。当然，正电阻单元的电阻路径可为任意数目，并非仅限定于四条。

图8C所示为负电阻单元。负电阻单元包括第一场效应晶体管M1、第二场效应晶体管M2、第三场效应晶体管M3、第四场效应晶体管M4与可控制电流源Ic1。其中，第一场效应晶体管M1的源极连接至第二场效应晶体管M2的源极，第一场效应晶体管M1的栅极连接至第二场效应晶体管M2的漏极以及节点P2，第一场效应晶体管M1的漏极连接至第二场效应晶体管M2的栅极以及节点P1；第三场效应晶体管M的3源极连接至第四场效应晶体管M4的源极以及电压源Vdd，第三场效应晶体管M3的栅极连接至第四场效应晶体管M4的漏极以及节点P2，第三场效应晶体管M3漏极的连接至第四场效应晶体管M4的栅极以及节点P1；以及，可控制电流源Ic1连接于第一场效应晶体管M1的源极与接地端之间。其中，可控制电流源Ic1所提供的电流越大，负电阻单元所提供的负电阻值会越小。

由于，正电阻单元810与负电阻单元850并联，所以当负电阻值的绝对值大于正电阻值时，实际的等效电阻值会大于正电阻单元810所提供的电阻值。当负电阻值大于-3时，追踪滤波器振荡并产生振荡信号，追踪滤波器的品质因数随着负电阻值增加而增加。因此，当追踪滤波器操作于高频段时，将电阻单元Rs的电阻值提高将可提高追踪滤波器的品质因数，进而提高追踪滤波器的高频拒绝特性并且有效的滤除影像频带。

为了对上述内容进行清楚地说明，下面以表一为例提供六组正电阻单元、负电阻单元和实际的等效电阻值：

正电阻单元	负电阻单元	实际的等效电阻值
正电阻单元	负电阻单元	实际的等效电阻值	3	-1	-1.5
3	-2	-6	3	-1	-1.5
3	-2	-6	3	-3	∞
3	-4	12	3	-3	∞
3	-4	12	3	-5	7.5
3	-∞	3	3	-5	7.5

表一

图9所示为电容单元，其可运用于第一电容单元Cp1、第二电容单元Cp2、或者阻抗转换器Cs的电容值的控制。电容单元包括八条并联的电容路径，第一条电容路径包括第一电容单元c1；第二条电容路径包括第二电容c2与第二电容开关Sc2；第三条电容路径包括第三电容c3与第三电容开关Sc3；第四条电容路径包括第四电容c4与第四电容开关Sc4；第五条电容路径包括第五电容c5与第五电容开关Sc5；第六条电容路径包括第六电容c6与第六电容开关Sc6；第七条电容路径包括第七电容c7与第七电容开关Sc7；第八条电容路径包括第八电容c8与第八电容开关Sc8。而利用七个电容控制信号Vcc2～Vcc8来控制相对应的电阻开关Sc2～Sc8即可获得所需的电容值。当然，电容单元的电容路径可为任意数目，并非仅限定于八条。

至此，对本发明追踪滤波器介绍完毕，下面对应用于本发明追踪滤波器的校正装置进行介绍。

请参照图10A，其所绘示为本发明追踪滤波器的校正装置结构图。校正装置包括控制电路810与频率侦测器820。控制电路810包括加减器(up/downadder)812与暂存器814，而频率侦测器820包括计数器822、与门(ANDgate)824与除频器826。再者，频率侦测器820接收追踪滤波器830所产生频率为fsoc的第一振荡信号F以及RF时脉合成器所产生频率为fref的本地振荡信号LO。

根据本发明的实施例，控制电路810可输出控制信号，此控制信号可控制追踪滤波器830中电阻单元Rs、第一电容单元Cp1、第二电容单元Cp2以及阻抗转换器Cs的数值，并使得追踪滤波器830的节点a产生第一振荡信号F。当然，本领域的技术人员也可以从第二缓冲器的输入端产生第一振荡信号F。

而除频器826接收第一振荡信号F并将fsoc除以N后所产生除频信号(frequency divided signal)Fd输入与门824的第一输入端；本地振荡信号LO输入与门824的第二输入端；而与门824的输出端产生结果信号R，并传送至计数器822。计数器822可根据结果信号R产生计数信号Cnt，并传送至控制电路810。

而加减器812接收计数信号Cnt，并判断第一振荡信号F与本地振荡信号LO之间的频率关系后，即可据以设定暂存器814，而暂存器814即可改变控制信号并且改变第一振荡信号F的频率fosc。

根据本发明的实施例，当对追踪滤波器进行校正时，追踪滤波器830并未接收任何输入信号Vin。再者，控制信号可以设定电阻单元Rs为负电阻值，使得共振器的阻抗(Zin_resonator)实部(real part)小于零并且造成追踪滤波器830振荡并产生第一振荡信号F。而此时的振荡频率fosc即为追踪滤波器830的操作频率。

请参照图10B～D，其所绘示为第一振荡信号F、除频信号Fd、本地振荡信号LO与结果信号R之间的关系。假设除频器826的N＝8，则除频信号Fd一个周期相当于八个第一振荡信号F周期。

如图10B所示，当本地振荡信号LO的频率fief与第一振荡信号F的频率fsoc相同时，除频信号Fd与本地振荡信号LO经过与门824后，除频信号Fd的高电平可产生四个脉冲波，因此计数器822的计数信号Cnt为4(N/2)。也就是说，除频信号Fd一个周期可获得4的计数信号Cnt。

如图10C所示，当第一振荡信号F的频率fsoc小于本地振荡信号LO的频率fief时，除频信号Fd与本地振荡信号LO经过与门824后，除频信号Fd的高电平时，脉冲波数目超过四个(例如五个)，因此计数器822的计数信号Cnt大于4(N/2)。也就是说，除频信号Fd一个周期可获得大于4的计数信号Cnt。

如图10D所示，当第一振荡信号F的频率fsoc大于本地振荡信号LO的频率fief时，除频信号Fd与本地振荡信号LO经过与门824后，除频信号Fd的高电平时，脉冲波数目少于四个(例如三个)，因此计数器822的计数信号Cnt小于4(N/2)。也就是说，除频信号Fd一个周期可获得小于4的计数信号Cnt。

根据上述特性，控制电路810中的加减器812即可根据计数信号Cnt得知当第一振荡信号F的频率fsoc与本地振荡信号LO的频率fief之间的关系，并据以设定暂存器814以及相对应的控制信号。

当然，上述频率侦测器820仅是本发明的实施例。本领域的技术人员也可以利用除频器826接收本地振荡信号LO并产生除频信号，而与门824接收第一振荡信号与除频信号来产生结果信号。当然，与门也可以利用与非门(Nand gate)、异或门(XOR gate)等逻辑门来取代。

请参照图11，其所绘示为本发明追踪滤波器的校正流程图。首先，控制RF时脉合成器产生频率为fref的本地振荡信号LO(步骤S910)；并利用控制信号来控制第一电容单元Cp1、第二电容单元Cp2与阻抗转换器Cs的电容值(步骤S920)；以及，利用控制信号来控制电阻单元Rs使得追踪滤波器开始振荡并产生频率为fosc的第一振荡信号F(步骤S930)。

接着，利用频率侦测器判断本地振荡信号LO的频率fref以及第一振荡信号F的频率fosc之间的关系(步骤S940)。当fsoc大于fref时，必须降低第一振荡信号F的频率fsoc。所以，增加第一电容单元Cp1、第二电容单元Cp2、或者阻抗转换器Cs的电容值即可降低第一振荡信号F的频率fsoc，并且频率侦测器会持续判断直到改变后的控制信号使得fosc小于或等于fref为止(步骤S950)。

反之，当fsoc小于fref时，必须提高第一振荡信号F的频率fsoc。所以，减少第一电容单元Cp1、第二电容单元Cp2、或者阻抗转换器Cs的电容值即可增加第一振荡信号F的频率fsoc，并且频率侦测器会持续判断直到改变后的控制信号使得fosc大于或等于fref为止(步骤S960)。

当校正完成时，即可确认储存于暂存器内的控制信号所对应第一电容单元Cp1、第二电容单元Cp2以及阻抗转换器Cs的电容值，可使得追踪滤波器的操作频率为fref(步骤S970)。

本发明的优点是提出一种高线性度的追踪滤波器及其数字式校正装置，其中追踪滤波器仅需利用一个电感即可获得较佳的高频拒绝特性，而全数字式的校正装置则可缩短追踪滤波器的校正时间。

以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种追踪滤波器，所述追踪滤波器用于电视接收器，其特征在于，所述追踪滤波器包括：

第一缓冲器，具有输入端以接收输入信号Vin；

阻抗转换器，具有第一端连接至所述第一缓冲器的输出端；

包含电感、第一电容单元和第二电容单元并连接产生输出信号Vout的输出端的共振器，所述电感，具有第一端连接至该阻抗转换器的第二端，第一电容单元，连接于该阻抗转换器的所述第二端与接地端之间，第二电容单元，连接于所述电感的第二端与该接地端之间；以及

所述追踪滤波器操作频率为Cs为所述阻抗转换器的电容值、Cp1为所述第一电容单元的电容值以及Cp2为所述第二电容单元的电容值，

追踪滤波器的输出信号Vout与输入信号Vin间的增益值

Zin_resonator为共振器的阻抗；

所述阻抗转换器Cs的电容值、第一电容单元的电容值Cp1以及所述第二电容单元的电容值Cp2可以经由控制而改变。

2.根据权利要求1所述的追踪滤波器，其特征在于，

当所述第一电容单元与所述第二电容单元的电容值不变，而阻抗转换器的电容值增加时，所述输出信号的操作频率下降，所述输出信号与所述输入信号间的增益值增加；

当所述第一电容单元与所述第二电容单元的电容值增加，而阻抗转换器的电容值不变时，所述输出信号的操作频率下降，所述输出信号与所述输入信号间的增益值降低；

当调整所述阻抗转换器、所述第一电容单元与所述第二电容单元的电容值同时增加时，可使得所述输出信号的操作频率下降并使得所述输出信号与所述输入信号间的增益值维持固定。

3.根据权利要求2所述的追踪滤波器，其特征在于，所述追踪滤波器进一步包括电阻单元与所述电感并联，且Rs为电阻单元的电阻值。

4.根据权利要求3所述的追踪滤波器，其特征在于，当所述电阻单元的电阻值Rs减少时，所述输出信号的操作频率不变，所述输出信号与所述输入信号间的增益值降低。

5.根据权利要求4所述的追踪滤波器，其特征在于，所述电阻单元包括正电阻单元与负电阻单元相互并联。

6.根据权利要求5所述的追踪滤波器，其特征在于，所述正电阻单元包括并联于第一节点与第二节点之间的一个以上条电阻路径，每一电阻路径包括串接的电阻与电阻开关，每个电阻开关对应一电阻控制信号。

7.根据权利要求6所述的追踪滤波器，其特征在于，所述负电阻单元包第一场效应晶体管、第二场效应晶体管、第三场效应晶体管、第四场效应晶体管与可控制电流源，其中，所述第一场效应晶体管的源极连接至所述第二场效应晶体管的源极，所述第一场效应晶体管的栅极连接至所述第二场效应晶体管的漏极以及所述第二节点，所述第一场效应晶体管的漏极连接至所述第二场效应晶体管的栅极以及所述第一节点；所述第三场效应晶体管的源极连接至所述第四场效应晶体管的源极以及电压源，所述第三场效应晶体管的栅极连接至所述第四场效应晶体管的漏极以及所述第二节点，所述第三场效应晶体管的漏极连接至所述第四场效应晶体管的栅极以及所述第一节点；以及，所述可控制电流源连接于所述第一场效应晶体管的源极与接地端之间。

8.根据权利要求7所述的追踪滤波器，其特征在于，所述第一电容单元、所述第二电容单元或所述阻抗转换器包括并联于第三节点与第四节点之间的第一电容单元与一个以上条电容路径，每一该电容路径包括串接的电容与电容开关，每个电容开关对应一电容控制信号。

9.根据权利要求8所述的追踪滤波器，其特征在于，还包括一第二缓冲器，连接至所述电感的第二端以及可产生输出信号的输出端之间。

10.一种应用于权利要求1-9所述追踪滤波器的校正装置，其特征在于，包括：

频率侦测器，连接至所述追踪滤波器的电感以接收具有第一振荡频率的第一振荡信号，以及接收具有参考频率的本地振荡信号，进而产生计数信号；以及

控制电路，接收所述计数信号并据以产生控制信号，进而调整所述追踪滤波器的阻抗转换器、第一电容单元或第二电容单元的数值，使得所述第一振荡信号的所述第一振荡频率接近于所述参考频率。

11.根据权利要求10所述的校正装置，其特征在于，所述频率侦测器包括：

除频器，接收所述第一振荡信号，进而产生除频信号；

与门，具有第一输入端用以接收所述除频信号，第二输入端用以接收所述本地振荡信号，以及输出端用以产生结果信号；以及

计数器，接收所述结果信号，进而产生所述计数信号。

12.根据权利要求11所述的校正装置，其特征在于，所述控制电路包括：

暂存器；以及

加减器，用以接收所述计数信号，并据以设定所述暂存器使其相对应输出该控制信号。

13.根据权利要求12所述的校正装置，其特征在于，当所述计数信号大于预设值时，利用所述控制信号持续减少所述第一电容单元或所述第二电容单元的电容值直到所述第一振荡频率大于或等于所述参考频率，以及，当所述计数信号小于所述预设值时，利用所述控制信号持续增加所述第一电容单元或所述第二电容单元的电容值直到所述第一振荡频率小于或等于所述参考频率为止。