CN1874127A

CN1874127A - 一种不对称式电流调节器及其双极性控制方法

Info

Publication number: CN1874127A
Application number: CN 200510011833
Authority: CN
Inventors: 赵彩宏; 郭文勇; 肖立业; 林良真; 余运佳
Original assignee: Institute of Electrical Engineering of CAS
Current assignee: Institute of Electrical Engineering of CAS
Priority date: 2005-06-01
Filing date: 2005-06-01
Publication date: 2006-12-06
Anticipated expiration: 2025-06-01
Also published as: CN100571003C

Abstract

一种用于超导磁体充放电的电流调节器，由电压单元[U_V]、变压器单元[U_T]与电流单元[U_I]组成。电压单元[U_V]为多个直流侧为电容器的电压源换流器，电流单元[U_I]为一个直流侧接超导磁体[L]的电流源换流器，电压源换流器的交流输出侧与分立变压器原边相连，电流源换流器的交流输出侧与串联变压器副边的两端相连，其中变压器单元[U_T]由多个变压器串联而成，变压器的数量等于电压源换流器的数量。电压单元[U_V]采用双极控制方式，电流单元[U_I]通过电压单元[U_V]提供的辅助电势，在电流换相时实现零电流关断。本发明结构简单紧凑，功率密度高，不仅提高了磁体充放电系统的性能，而且可减少成本。由于实现了零电流关断，大大减少了开关损耗，提高了效率，延长了开关管的寿命。

Description

一种不对称式电流调节器及其双极性控制方法

技术领域

本发明涉及一种用于超导磁体充放电的电流调节器及其控制方法，特别涉及不对称式电流调节器及其双极性控制方法。

背景技术

超导具有的零电阻以及强磁场下载流能力大的特性，使超导磁体得到了广泛的应用，特别是在高能物理实验中用于产生强磁场的大型磁体。超导磁体几乎取代了所有体积大、耗电多的常规磁体；同时，随着超导电力技术的发展，特别是微型超导贮能，在国外已经商品化，广泛用于改善电能质量、提高电力系统稳定性等方面。

超导磁体一般运行电流都在kA级，且为一大电感，对超导磁体的充放电技术提出了新的要求。充放电电流大，电压低，充放电电压稳定且电压的变化范围大，同时需要开关频率高、功率密度大以及控制性能好，这些都是超导磁体充放电的基本要求，特别在商用的微型超导贮能上要求更为迫切。

目前现有技术常用的超导磁体充放电方案，都是采用充、放电设备各一套，例如美国专利Pub.No.US2002/0030952“超导磁体放电方法及装置”，美国专利5,181,170“超导磁体及其供电装置”。上述现有技术中：充电可完成两个功能：稳态时给超导磁体充电并维持磁体电流恒定；放电设备即斩波器完成快速放电功能。上述现有技术存在的问题是：充放电不仅需要两套设备，而且充电设备如果既要保持磁体电流恒定又要完成快速充电功能则容量非常大，如美国专利6,157,094“超导磁体及其供电装置”；放电设备，图1示的US2002/0030952“超导磁体放电方法及装置”，具体结构图中10、11为磁体部分，19为磁体充电电源，其它部分为放电部分，也即斩波器，它将超导磁体的电流直接变换成电压。它由开关22和23直接对磁体电流进行斩切，这使得开关损耗非常大，并且直流电压25部分需要的电容器容量非常大，从而磁体的励磁电压大，这不仅不利于磁体的稳定，而且使得磁体交流损耗增大，提高了磁体的运行费用。

发明内容

为克服现有技术的不足，本发明提供一种用于超导磁体充放电的电流调节器，它由电压单元、变压器单元与电流单元三部分组成。电压单元为多个直流侧为电容器的电压源换流器，电流单元为一个直流侧接超导磁体的电流源换流器，电压源换流器的交流输出侧与分立变压器原边相连，电流源换流器的交流输出侧与串联变压器副边的两端相连，其中变压器单元由多个变压器串联而成，变压器的数量等于电压源换流器的数量。本发明不仅可以给磁体充电，还可将磁体中贮存的电能释放出去，并且充放电电压灵活可调。本发明电流单元电流大但电压低，而电压单元电流和电压对于开关容量来说都不大，这不仅降低了开关损耗，还可以提高开关频率，从而大大减小了电压单元中的电容器的容量，缩小了变压器单元中变压器的体积，因而提高了功率密度和系统性能。本发明中由于有多个电压源换流器，所以电压单元可以接入级联型逆变器，这样既可以减少单个电压源换流器的容量，又可以从整体上提高充放电的功率。由于只接入一个超导磁体，所以电流源换流器的数量可以只用一个，这样可以减少开关管的数量，从而减少器件成本。同电压单元只用一个电压源换流器的电流调节器相比，由于采用了多个电压源换流器，所以可以大大提高充放电的功率。而同采用单个电流调节器模块进行串联的结构相比，本电流调节器只需用一个电流源换流器，从而可以在确保性能的前提下大大降低成本。

本发明电压单元采用双极性控制方式，电流单元通过电压单元提供的辅助电势，在电流换相时实现零电流关断。双极性控制是使斜对角的两对开关管同相，通过调解脉宽来调节输出电压幅值的控制方式。而辅助电势的原理是实现零电流关断的关键。所谓的辅助电势，是在电流源换流器的两支路的开关管在换相的时刻，先给要开通支路的开关管触发信号，然后控制电压源换流器的开关管，使之在变压器的原边上产生换相电压，折合到副边后，由于与流过要关断的开关管的电流方向相反，从而使流过该支路电流减少；而由于与流过要开通的开关管的电流方向相同，从而使流过该支路电流增加，待到流过要关断的开关管的电流减少到零后，再关断该开关管，从而实现了零电流的关断。

由于只有一个电流源换流器对应多个电压源换流器，所以，在这种不对称电流调节器双极性控制的方法中，电压源换流器的脉冲最好保持一致，否则会降低它的工作效率。

本发明结构简单紧凑，功率密度高，体积小，不仅提高了磁体充放电系统的性能，而且能大大减少成本。由于实现了零电流关断，还大大减少了开关损耗，提高了效率，并延长了开关管的寿命。

附图说明

图1为现有技术美国专利US2002/0030952的原理图；

图2是本发明的主线路图。图中：U_I为电流单元，U_T变压器单元，U_V电压单元，S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8、S9、S10、Sn5、Sn6、Sn7、Sn8、Sn9和Sn10为开关，DC1，DCn为直流电源，LOAD1和LOADn为负载，C1和Cn为电容器，TR1和TRn为普通变压器，o表示变压器同名端，L为超导磁体；

图3是本发明具体实施方式之2个电压源变流器和1个电流源变流器的主电路原理示意图，图中：U_I为电流单元，U_T变压器单元，U_V电压单元，S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8、S9、S10、S11、S12、S13、S14、S15和S16为开关，DC1，DC2为直流电源，LOAD1和LOAD2为负载，C1和C2为电容器，TR1和TR2为普通变压器，o表示变压器同名端，L为超导磁体；

图4为本发明的具体实施例1的电路图，其中D1、D2、D3、D4为二极管，T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11和T12为IGBT，DC1，DC2为直流电源，LOAD1和LOAD2为负载，C1和C2为电容器，S13、S14、S15和S16为开关，TR1和TR2为普通变压器，o表示变压器同名端，L为超导磁体；

图5为本发明实施例1之双级性充电控制方式的原理图；

图6为本发明实施例1之双级性放电控制方式的原理图；

图7为本发明的实施例2，其中G1、G2、G3、G4为晶闸管，T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11和T12为IGBT，DC1，DC2为直流电源，LOAD1和LOAD2为负载，C1和C2为电容器，S13、S14、S15和S16为开关，TR1和TR2为普通变压器，o表示变压器同名端，L为超导磁体；

图8为本发明实施例2之双级性充电控制方式的原理图；

图9为本发明实施例2之双级性放电控制方式的原理图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步描述：

本发明的主电路线路图如图2所示。它由电压单元U_V、变压器单元U_T与电流单元U_I三部分组成。变压器单元U_T由多个变压器TR1、TR2……TRn副边串联在一起而成。电流源换流器CSC由两个桥臂并联组成。开关S1和S3构成其中一个桥臂，开关S2和S4构成其中另外一个桥臂。两个桥臂的两端构成其直流输出端，与超导磁体L相连；两个桥臂的中点构成其交流输出端，与副边相互串联的变压器TR1、TR2……TRn的两个端口相连。电压源换流器VSC1也由两个桥臂并联组成。开关S5和S7构成其中一个桥臂，开关S6和S8构成其中另外一个桥臂。两个桥臂的两端构成其直流输出端，与电容器C1相连，两个桥臂的中点构成其交流输出端，与变压器TR1的两端相连。电压源换流器VSC1直流侧并联的电容器C1与分别由开关S9和直流电源DC1、开关S10与负载LOAD1相串联组成的支路并联连接。其它变压器TR2……TRn、电压源换流器VSC1……VSCn的构造和连接方式与上述的方法相同。

本发明具体实施方式之2个电压源变流器和1个电流源变流器的主电路原理示意图如图3所示。它由电压单元U_V、变压器单元U_T与电流单元U_I三部分组成。变压器单元U_T由变压器TR1、TR2副边串联在一起而成。电流源换流器CSC由两个桥臂并联组成。开关S1和S3构成其中一个桥臂，开关S2和S4构成其中另外一个桥臂。两个桥臂的两端构成其直流输出端，与超导磁体L相连；两个桥臂的中点构成其交流输出端，与副边相互串联的变压器TR1、TR2的两个端口相连。电压源换流器VSC1也由两个桥臂并联组成。开关S5和S7构成其中一个桥臂，开关S6和S8构成其中另外一个桥臂。两个桥臂的两端构成其直流输出端，与电容器C1相连，两个桥臂的中点构成其交流输出端，与变压器TR1的两端相连。电压源换流器VSC1直流侧并联的电容器C1与分别由开关S9和直流电源DC1、开关S10与负载LOAD1相串联组成的支路并联连接。变压器TR2、电压源换流器VSC2的构造和连接方式与上述的方法相同。

根据图3，说明本发明电流调节器的工作过程如下。

开关S13、S15闭合，开关S14、S16打开时，即电流调节器与直流电源DC相连，对磁体L充电。具体过程如下：电流调节器的电压单元U_V的直流端电容器C1、C2与直流电源DC1、DC2相连，由直流电源DC1、DC2提供电压或者能量。当分别将组成电压换流器VSC1的开关S5与S8、S6与S7，电压换流器2的开关S10与S11、S9与S12，交替开断时，电压换流器VSC1的交流输出侧，即是变压器TR1的原边为交流方波，变压器TR1的副边，即副边绕组的两端输出也为交流方波，此时电流换流器VSC1的开关S1、S2、S3、S4，电流换流器VSC2的开关S9、S10、S11、S12工作于整流状态，给磁体L充电。磁体L两端充电电压的大小可由调节电压换流器VSC1的开关S5与S8、S6与S7，电压换流器VSC2的开关S10与S11、S9与S12的占空比来调节。逻辑关系如下：开关S5与S8闭合，S6与S7打开，变压器TR1的原边绕组输出为电容器C1的电压，为正电压，此时闭合开关S2、S3，变压器T R1副边的两端输出为变压器变压后的正值电压，电压方向由同名端决定，大小为电容器C1的电压/变压器变比，给磁体L充电。同理，开关S9与S10闭合，S10与S11打开时，变压器T R2原边绕组输出为电容器C2的电压，也给磁体L充电。若开关S5与S8、S6与S7，S10与S11，S9与S12同时打开，变压器TR1、TR2输出为零，磁体两端电压为零，磁体L的电流I保持不变；若开关S5与S8、S6与S7打开，而开关S9与S12闭合，S10与S11打开，则变压器TR2的原边绕组输出为电容器C2的正电压，此时闭合开关S2、S3，变压器TR2副边的两端输出为变压器变压后的正值电压。若S5、S6、S7、S8为类似IGBT等带有反并联二极管的开关，则电压源变流器1将通过S6、S7的反并联二极管进行放电。而实际加在超导磁体上的电压为变压器TR1、TR2副边电压之差，若副边电压相等，则超导磁体L上的充电电压为零，不对超导磁体L充电。开关S5与S8闭合、S6与S7打开，而开关S10与S11，S9与S12打开的情况与上述情况相同。以上为开关S5与S8、S6与S7，S10与S11，S9与S12的动作的上半周；当开关S5与S8打开，S6与S7闭合，变压器TR1的原边绕组输出为电容器C1的电压，为负电压，此时闭合开关S1、S4，变压器TR1副边的两端输出为变压器变压后的负值电压，电压方向由同名端决定，大小为电容器C1的电压/变压器变比，磁体L两端电压与TR1副边两端的电压方向相反，大小相等其值依然为正，给磁体L充电。同理，开关S10与S11闭合，S9与S12打开时，变压器T2原边绕组输出为电容器C2的电压，也给磁体L充电。若开关S5与S8、S6与S7，S10与S11，S9与S12同时打开，变压器TR1、TR2输出为零，磁体L两端电压为零，磁体L的电流I保持不变；若开关S5与S8、S6与S7打开，而开关S10与S11闭合，S9与S12打开，则变压器T R2的原边绕组输出为电容器C2的负电压，此时闭合开关S2、S3，变压器TR2副边的两端输出为变压器变压后的负值电压。若S5、S6、S7、S8为类似IGBT等带有反并联二极管的开关，则电压源换流器VSC1将通过S5、S8的反并联二极管进行放电。而实际加在超导磁体上的电压为变压器TR2、TR1副边电压之差，若副边电压相等，则超导磁体L上的充电电压为零，不对超导磁体L充电。开关S6与S7闭合、S5与S8打开。开关S10与S11，S9与S12打开的情况与上述情况相同。

开关S14、S16闭合，开关S13、S15打开时，电压源换流器VSC1与负载LOAD1相连，电流调节器2与负载LOAD2相连，对磁体L进行放电。具体如下：电压源换流器VSC1的电压单元的直流端电容器C1的初始值可由直流电源DC1给定；电压源换流器VSC2的电压单元的直流端电容器C2的初始值可由直流电源DC2给定。当分别将组成电压源换流器VSC1的开关S5与S8、S6与S7，电压源换流器VSC2的开关S10与S11、S9与S12开断时，电压换流器的交流输出侧，即是变压器TR1、TR2的原边为交流方波，变压器TR1、TR2的副边两端输出也为交流方波，此时电流换流器的开关S1、S2、S3、S4作于逆变状态，给磁体L放电。设磁体L的电流I方向如图2所示，S1、S2、S3、S4皆闭合，开关逻辑关系如下：开关S5与S8闭合，S6与S7打开，变压器TR1的原边输出为电容器C1的电压，为正电压，此时打开开关S2、S3，TR1副边两端输出为变压器变压后的正值电压(电压方向由同名端决定，大小为电容器C1的电压/变压器变比)，也即是磁体L两端电压，它与磁体L的电流I方向相反，磁体L放电。同理，若开关S9与S12闭合，S10与S11打开，则超导磁体L对电压换流器2放电。若开关S5与S8、S6与S7，S10与S11，S9与S12同时打开，变压器TR1、TR2输出为零，磁体L两端电压为零，磁体L的电流I保持不变，以上为开关S5与S8、S6与S7、S10与S11、S9与S12的动作的上半周；当开关S6与S7闭合，S5与S8打开，变压器TR1的原边输出为电容器C1的反向电压，为负电压，此时打开开关S1、S4，TR1副边两端输出为变压器变压后的负值电压，电压方向由同名端决定，大小为电容器C1的电压/变压器变比。相当于TR1两端输出电压为变压器变压后的正值电压，电压方向与同名端决定的方向相反，大小为电容器C1的电压/变压器变比，也即是磁体L两端电压，它与磁体L的电流I方向相反，磁体L放电。若开关S10与S11闭合，S9与S12打开，情况与上述相同。若S5与S8、S6与S7，S10与S11，S9与S12同时打开，变压器TR1、TR2输出为零，磁体两端电压为零，磁体L的电流I保持不变，这与S5与S8、S6与S7，S10与S11，S9与S12的动作的上半周相同，为开关S5与S8、S6与S7，S10与S11，S9与S12的动作的下半周。通过调节开关S5与S8、S6与S7，S10与S11，S9与S12的在半周内的占空比，可调节磁体L两端的平均电压，即灵活调节磁体L的放电电压。

本发明电压源变流器的模块可以为多个。

图4为本发明的实施例1的电原理图。本发明由电流单元U_I、变压器单元U_T，与电压单元U_V三部分组成。变压器单元U_T为两个独立的变压器TR1、TR2串联而成。电压单元U_V为两个独立的电压源换流器VSC1、VSC2。电压源换流器VSC1由两个桥臂并联组成。绝缘门极双极型晶体管IGBT T5和T7构成其中一个桥臂，T6和T8构成其中另外一个桥臂。两个桥臂的两端构成其直流输出端，与电容器C1并联，两个桥臂的中点构成其交流输出端，与变压器TR1的两端相连。电压源换流器VSC1直流侧并联的电容器C1与分别由开关S9和直流电源DC1、开关S10与负载LOAD1相串联组成的支路并联连接。电压源换流器VSC2的构造和电压源换流器VSC1完全相同；电流单元U_I为一电流源换流器CSC.它也由两个桥臂构成。绝缘门极双极型晶体管(IGBT)T1和二级管D1、IGBT T3和二极管D3构成其中一个桥臂，IGBT T3和二极管D3、IGBT T4和二级管D4构成其中另外一个桥臂。两对桥臂的中点构成其交流输出端，两个桥臂的两端构成其直流输出端。电流源换流器CSC的中点，即电流源换流器的交流输出端与串联变压器TR1、TR2两端相连。电流源换流器CSC的直流输出端与超导磁体L并联。绝缘门极双极型晶体管IGBT T₁、T₂、T₃、T₄、T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11和T12亦可以是门极可关断晶闸管GTO、电力场效应晶体管MOSFET、其它有源电力电子器件或者超导开关，变压器TR1、TR2可为常规变压器或者超导变压器，开关S13、S14、S15、S16可以是固态开关或者电气开关。

图5是本发明实例1充电控制方式原理图。如图4所示，开关器件的动作逻辑关系如下：开关S13、S15闭合，开关S14、S16打开时，对磁体L进行充电。IGBT T1、T2、T3、T4在充电时恒闭合，通过D1、D2、D3、D4进行整流。IGBT T5与T8闭合，T6与T7打开，T9与T12闭合，T10与T11打开，给磁体L充电。若T5与T8闭合，T6与T7打开，而T9、T12、T10和T11都打开，则电压源换流器VSC1给超导磁体L充电，C1两端的电流减少；电压源换流器VSC2给超导磁体L放电，C2两端的电压增加。若C1、C2两端的电压相等，则不充不放，磁体L的电流I保持不变。若T9与T12闭合，T10与T11打开，而T5、T8、T6和T7都打开，情况与上述相同。以上为IGBT T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11、T12的动作上半周；当IGBT T6与T7闭合，T5与T8打开，T10与T11闭合，T9与T12打开，给磁体L充电；若T6与T7闭合，T5与T8打开，而T9、T12、T10和T11都打开，则电压源换流器VSC1给超导磁体充电，C1两端的电流减少；电压源换流器VSC2给超导磁体放电，C2两端的电压增加。若C1、C2两端的电压相等，则不充不放，磁体L的电流I保持不变。若T10与T11闭合，T9与T12打开，而T5、T8、T6和T7都打开，情况与上述相同。以上为IGBTT5与T8、T6与T7的动作下半周。通过调节IGBT T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11、T12在半周内的占空比，可调节磁体两端的平均电压，即灵活调节磁体的充电电压。为了提高充电的效率，应使电压换流器VSC1和电压换流器VSC2的触发脉冲完全相同。

图6是本发明实例1放电控制方式原理图。如图5所示，开关器件的动作逻辑关系如下：开关S14、S16闭合，开关S13、S15打开时，对磁体L进行放电。设磁体L的电流I方向如图1所示，若IGBT T1、T2、T3、T4皆闭合，此时超导磁体L流过的电流I通过两个并联桥臂进行续流，既不充电，也不放电。对于电压源换流器VSC1，此时若使IGBT T5与T8闭合，T6与T7打开，则流过T2、T3的电流增加，T1、T4的电流减少，当T1、T4的电流完全减少到零时，关断T1、T4，从而实现了零电流的关断，T1、T4关断后，再关断T5和T8，此时通过T6和T7的反并联寄生二极管进行放电。这就是辅助电势实现零电流换向的方法。电压源换流器VSC2的开关时序与电压源换流器1完全相同。放电一段时间后，若闭合T1、T4，由于T1、T4上承受磁体放电造成的正压降，所以T1、T4自然开通，磁体L在两个桥臂上续流，既不充电，也不放电。以上为IGBT T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11、T12的动作的上半周；IGBT T1、T2、T3、T4皆闭合，若IGBT T6与T7闭合，T5与T8打开，则流过T1、T4的电流增加，T2、T3的电流减少，当T2、T3的电流完全减少到零时，关断T2、T3，从而实现了零电流的关断，T2、T3关断后，再关断T6和T7，此时通过T5和T8的反并联寄生二极管进行放电。从而实现了零电流换向。电压源换流器VSC2的开关时序与电压源换流器VSC1完全相同。放电一段时间后，若闭合T2、T3，由于T2、T3上承受磁体L放电造成的正压降，所以T2、T3自然开通，磁体L在两个桥臂上续流，既不充电，也不放电。

图7为本发明的实施例2。本发明由电流单元U_I、变压器单元U_T，与电压单元U_V三部分组成。变压器单元U_T为两个独立的变压器TR1、TR2串联而成。电压单元U_V为两个独立的电压源换流器VSC1、VSC2。电流源换流器CSC由两个桥臂并联组成。晶闸管G1和G3构成其中一个桥臂，晶闸管G2和G4构成其中另外一个桥臂。两个桥臂的两端构成其直流输出端，与超导磁体L相连；两个桥臂的中点构成其交流输出端，与副边相互串联的变压器TR1、TR2的两个端口相连。电压源换流器VSC1也由两个桥臂并联组成。绝缘门极双极型晶体管IGBT T5和T7构成其中一个桥臂，IGBT T6和T8构成其中另外一个桥臂。两个桥臂的两端构成其直流输出端，与电容器C1相连，两个桥臂的中点构成其交流输出端，与变压器TR1的两端相连。电压源换流器VSC1直流侧并联的电容器C1与分别由开关S9和直流电源DC1、开关S10与负载LOAD1相串联组成的支路并联连接。其中直流侧DC1为可控整流桥，电压源换流器VSC2的结构与VSC1完全相同。绝缘门极双极型晶体管IGBT T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11和T12亦可以是门极可关断晶闸管GTO、电力场效应晶体管MOSFET、其它有源电力电子器件或者超导开关，变压器TR1、TR2可为常规变压器或者超导变压器，开关S13、S14、S15、S16可以是固态开关或者电气开关。

图8是本发明实例2充电控制方式原理图。如图7所示，开关器件的动作逻辑关系如下：开关S13、S15闭合，开关S14、S16打开时，对磁体L进行充电。首先给晶闸管G2、G3触发信号，然后使IGBT T5与T8闭合，T6与T7打开，T9与T12闭合，T10与T11打开，给磁体L充电，待G2、G3导通后撤除触发信号。为了利于控制，并提高充电的效率，这里使电压源换流器1和2的触发脉冲完全相同。在T5和T8，T9和T12触发脉冲下降沿到来之前，触发G1、G4，当下降沿到来的时候，由于G1、G4承受正向电压而自然开通，超导磁体L流过的电流通过两个并联桥臂续流，进入既不充电，又不放电的状态。以上为开关管的动作上半周；接上半周，此时在续流状态下，给晶闸管G1、G4触发信号，此时按照假设，晶闸管本已导通，这里可以不加触发信号，但是为了保险起见，防止前一时刻没有有效触发，所以给晶闸管加上了触发信号。然后使IGBT T6与T7闭合，T5与T8打开，T10与T11闭合，T9与T12打开，给磁体L充电，待G1、G4导通后撤除触发信号。为了利于控制，并提高充电的效率，这里也使电压源换流器VSC1和2的触发脉冲完全相同。在T6和T7，T10和T11触发脉冲下降沿到来之前，触发G2、G3，当下降沿到来的时候，由于G2、G3承受正向电压而自然开通，超导磁体L流过的电流通过两个并联桥臂续流，进入既不充电，又不放电的状态。

图9是本发明实例2放电控制方式原理图。如图8所示，开关器件的动作逻辑关系如下：开关S14、S16闭合，开关S13、S15打开时，对磁体L进行放电。设磁体L的电流I方向如图1所示，首先，给晶闸管G2、G3触发信号，对于电压源换流器VSC1，此时若使IGBT T5与T8闭合，T6与T7打开，则流过G2、G3的电流增加，G1、G4的电流减少，当G1、G4的电流完全减少到零时，G1、G4过零关断，G1、G4关断后，再关断T5和T8，此时通过T6和T7的反并联寄生二极管进行放电。这就是辅助电势实现零电流换向的方法。电压源换流器VSC2的开关时序与电压源换流器VSC1完全相同。放电一段时间后，给G1、G4触发脉冲，由于G1、G4上承受磁体L放电造成的正压降，所以G1、G4自然开通，磁体L在两个桥臂上续流，既不充电，也不放电。以上为晶闸管G1、G2、G3、G4，IGBT T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11、T12的动作的上半周；接上半周，G1、G2、G3、G4续流导通，为了防止流过G1、G4的电流降为零，晶闸管G1、G4触发信号此时仍未撤去，然后使IGBT T6与T7闭合，T5与T8打开，则流过G1、G4的电流增加，G2、G3的电流减少，当G2、G3的电流完全减少到零时，G2、G2过零关断，G2、G3关断后，撤去G1、G4的触发信号，再关断T6和T7，此时通过T5和T8的反并联寄生二极管进行放电。从而实现了零电流换向。电压源换流器VSC2的开关时序与电压源换流器VSC1完全相同。放电一段时间后，若给G2、G3触发信号，由于G2、G3上承受磁体L放电造成的正压降，所以G2、G3自然开通，磁体L在两个桥臂上续流，既不充电，也不放电。

Claims

1、一种不对称式电流调节器，其特征在于它由电压单元[U_V]、变压器单元[U_T]与电流单元[U_I]三部分组成；变压器单元[U_T]由多个变压器[TR1、TR2……TRn]副边串联在一起构成，变压器的数量等于电压源换流器的数量；电流源换流器[CSC]由两个桥臂并联组成，开关[S1和S3]构成其中一个桥臂，开关[S2和S4]构成其中另一个桥臂，两个桥臂的两端构成其直流输出端，与超导磁体[L]相连，两个桥臂的中点构成其交流输出端，与副边相互串联的变压器[TR1、TR2……TRn]的两个端口相连；电压源换流器[VSC1]亦由两个桥臂并联组成，开关[S5和S7]构成其中一个桥臂，开关[S6和S8]构成其中另外一个桥臂，两个桥臂的两端构成其直流输出端，与电容器[C1]相连，两个桥臂的中点构成其交流输出端，与变压器[TR1]的两端相连；电压源换流器[VSC1]直流侧并联的电容器[C1]与分别由开关[S9]和直流电源[DC1]、开关[S10]与负载[LOAD1]相串联组成的支路并联连接；其它变压器[TR2……TRn]、电压源换流器[VSC1……VSCn]的构造和连接方式与上述的方法相同。

2、按照权利要求1所述的一种不对称式电流调节器，其特征在于所述的变压器单元[U_T]可为两个独立的变压器TR1、TR2串联而成；电压单元[U_V]可为两个独立的电压源换流器[VSC1、VSC2]；电压源换流器[VSC1]的一个桥臂由绝缘门极双极型晶体管IGBT[T5和T7]构成，[T6和T8]构成另一个桥臂，并联的两个桥臂的两端构成电压源换流器[VSC1]的直流输出端，与电容器[C1]并联，两个桥臂的中点构成其交流输出端，与变压器[TR1]的两端相连；电压源换流器[VSC1]直流侧并联的电容器[C1]与分别由开关[S9]和直流电源[DC1]、开关[S10]与负载[LOAD1]相串联组成的支路并联连接；电压源换流器[VSC2]的构造和电压源换流器[VSC]1完全相同；电流单元[U_I]为一电流源换流器[CSC]，绝缘门极双极型晶体管IGBT[T1]和二极管[D1]、IGBT[T3]和二极管[D3]构成其中一个桥臂，IGBT[T3]和二极管[D3]、IGBT[T4]和二级管D4构成其中另外一个桥臂，两个桥臂的中点构成其交流输出端，两个桥臂的两端构成其直流输出端；电流源换流器[CSC]的中点，即电流源换流器的交流输出端与串联变压器[TR1、TR2]两端相连；电流源换流器[CSC]的直流输出端与超导磁体[L]并联。

3、按照权利要求2所述的一种不对称式电流调节器，其特征在于所述的电流源换流器[CSC]的两个桥臂亦可分别由晶闸管[G1和G3]和晶闸管[G2和G4]构成。

4、按照权利要求2或3所述的一种不对称式电流调节器，其特征在于所述的绝缘门极双极型晶体管IGBT[T₁、T₂、T₃、T₄、T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11和T12]亦可以是门极可关断晶闸管GTO、电力场效应晶体管MOSFET、其它有源电力电子器件或者超导开关，变压器[TR1、TR2]可为常规变压器或者超导变压器，开关[S13、S14、S15、S16]可以是固态开关或者电气开关。

5、权利要求1所述的一种不对称式电流调节器的双极性控制方法，其特征在于所述的电压单元[U_V]采用使斜对角的两对开关管同相，通过调解脉宽来调节输出电压幅值的双极性控制方式；电流单元[U_I]通过电压单元[U_V]提供的辅助电势，在电流源换流器的两支路的开关管在换相的时刻，先给要开通支路的开关管触发信号，然后控制电压源换流器的开关管，使之在变压器的原边上产生换相电压，折合到副边后，由于与流过要关断的开关管的电流方向相反，从而使流过该支路电流减少；由于与流过要开通的开关管的电流方向相同，从而使流过该支路电流增加，待到流过要关断的开关管的电流减少到零后，再关断该开关管。