CN1864380B - 为了基于接收信号的过零点对角度调制信号进行信号检测而计算过零点参考序列的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于为了对接收信号(2)在接收器中所确定的过零点序列(公式1)进行数据检测而计算过零点参考序列({t_i})的方法。接收信号以在发送器侧被角度调制并且被传输给接收器的数据符号序列({d_k})为基础。根据本发明，根据给定线性状态机(FSM，12)的输出的方程来计算所述过零点参考序列({t_i})。所述线性状态机(FSM，12)至少近似地描述了在发送机中信号产生。

Description

为了基于接收信号的过零点对角度调制信号进行信号检测而计算过零点参考序列的方法和设备

本发明涉及一种为了对接收信号在接收器中所确定的过零点序列进行数据检测而计算过零点序列的方法和设备，其中所述接收信号以在发送器处被角度调制并且被传输给接收器的数据符号序列为基础。

本发明所涉及的方法和设备优选地是基于蓝牙、DECT、WDCT标准或者类似标准的无线数字通信系统的部分。

在这种通信系统中，传统的信号处理方法被用于在接收器端解调所接收的信号和检测信号。接收器设计是公知的，其中借助于模拟/数字转换器把中频信号转换到数字域，并且借助于数字信号处理方法实现信号检测。利用这种方法，可以实现高质量的信号检测，但不利的是，需要精致的模拟/数字转换器。经常使用的这种方法是以所谓的限幅-鉴频器解调器为基础的，在所述限幅-鉴频器解调器中，在对通常复杂的带通信号进行硬限幅之后，所接收的角度调制信号例如通过模拟重合解调器被解调。

在(于本专利被提交之日仍未被公开的)印刷体文献DE 102 14581.4中描述了中频信号接收器，该中频接收器使用过零检测器用于信号检测。过零检测器测量所接收的中频信号的过零点之间的时间间隔，并且从过零点信息中确定所发送的数据符号。为此，把由过零检测器所输出的过零点间隔序列以数字的形式存储在移位寄存器链中，并且在分类单元中与先前所存储的过零点参考序列进行比较。建议一种城区度量(city block metric)，用于测量所测量的序列和所存储的序列之间的间隔。选择具有到所测量的过零点序列的最短距离的先前所存储的过零点参考序列。对应于该所选择的过零点参考序列的符号(或者分别与该过零点参考序列有关的符号序列)表示所检测的符号(所检测的符号序列)，并且从而表示检测问题的解决。

从费用和成本的观点看，由于能够省去(昂贵的)模拟/数字转换器，所以采用过零检测器是非常有吸引力的接收器的概念。该接收器概念的难题在于，符号间隔中过零点数目根据数据和其他影响变量(已知的系统参数、未知的干扰影响)而变动。为此，难以把所测量的过零点序列的连续过零点直接分配给等距的符号间隔。因此，每个符号间隔具有固定的或者至少已知数量的信号瞬时值的传统数字接收器概念的优点在具有过零探测器的接收器概念中是不存在的。

除了把在接收器中所测量的过零点到符号间隔的分配难题之外，另一难题在于使用过零探测器时过零点参考序列的确定，通过该过零点参考序列的确定能够管理与所测量的过零点序列的符号间隔有关的比较。只有通过这种过零点参考序列的计算的尽可能有效的形式才能花费不多地根据接收信号或者中频信号的过零点检测来实现这种接收器设计。

本发明所基于的目的是，具体提供一种用于为了数据检测而花费不多地计算过零点参考序列的方法和设备，其中所述数据检测基于对所接收的信号的在接收器中所确定的过零点序列的估计。

本发明的目的通过独立权利要求的特征来实现。本发明优选的实施形式和改进方案在从属权利要求中给出。

因此，根据给定一种有限状态机(FSM)的输出的方程来计算过零点参考序列，该有限状态机至少近似地描述发送机中的信号产生。

根据NIST(美国国家标准与技术研究院，http://www.nist.gov/dads/HTML/finiteStateMachine.html)的术语定义，具有输出的状态机是一种计算模型，该计算模型包括一组状态、开始状态、输入符号字母、把(至少)一个符号输入和(至少)一个当前状态映射到下一状态的传递函数、以及提供输出值的(至少)一个输出，其中所述输出值通过方程与状态机的状态转换和/或状态相结合。因此，对于本发明的意义在于，(1)过零点参考序列可以被描述为FSM的输出值，(2)对在描述FSM的一个状态的状态变量和FSM的输出值(也即过零点)之间的关系进行描述的方程是线性的。通过结合这两个措施保证过零点参数序列的简单计算，该简单计算尤其也能够在接收机中被有效地实时执行。

要指出的是，包含在过零点中的信息可以以各种不同的方式来表示、例如作为过零点数量序列或者作为连续过零点之间的时间间隔序列等等来表示。术语过零点参数序列和过零点序列通常被表示为相应的过零点信息的序列，也即应该包括通过测量过零点所获得的信息的上述和其他表示形式。

如果在发送机处调制时使用长度L(其中L≥2)的调制记忆体(这也被称为所谓的部分响应调制方法，其中频谱脉冲函数g(t)延续多个符号间隔)，则调制的记忆体通过由FSM所定义的数学模型以线性形式来考察。调制类型、尤其所选择的频谱脉冲函数g(t)影响线性方程，其中该线性方程给定FSM的状态变量和输出值之间的关系。

在发送器处被角度调制的信号优选地根据具有连续相位的CPFSK(连续相位频移键控)方法来产生。CPFSK调制方法的一个重要代表是被用在尤其蓝牙或者DECT系统中的GFSK(高斯频移键控)。在GFSK中，状态变量和过零点之间的关系是非线性的，因此根据本发明，该关系必须被线性化，以便得到在权利要求1中所要求的线性方程。

在发送器处被角度调制的信号也可以根据二进制FSK或者MSK调制方法来调制。这两种调制方法也是CPFSK调制方法，并且因此具有存储器(众所周知，FSK信号的存储器是对连续相位要求的结果)。然而，二进制FSK和MSK的调制形式与GFSK不同之处在于，在二进制FSK和MSK中，在状态变量和过零点序列的过零点之间存在固有的线性关系。因此，当使用根据本发明的有限状态机时，这里不会出现近似误差。

对于解调方法，以根据本发明的方式所计算的过零点参考序列可以被用于确定所发送的数据符号序列。为此，把根据本发明所计算的过零点参考序列与所检测的过零点序列进行比较，并且根据比较结果来确定所发送的数据符号序列。

解调方法的第一有利实施形式的特征在于，对于每个时间增量，把所检测的过零点序列的无限长度的部分序列与所述过零点参考序列进行比较，并且根据比较结果来确定在所考察的时间增量中所发送的数据符号。在非基于格子的过程中，其中数据符号与数据符号彼此无关地(也即在当前数据符号决定中不考虑先前的数据符号决定)来进行检测，可采用在文献DE 101 03 479.3中所述的城区比较度量。

解调方法的第二有利实施形式的特征在于，对于每个时间增量，根据维特比算法通过处理格子图来确定所发送的数据符号序列，所述格子图描述所述有限状态机的状态图，其中通过把与状态有关的过零点参考值与对于每个所考察的时间增量所检测的过零点序列进行比较来计算在格子图中的前驱状态和目标状态之间的转变度量值。该实施形式的性能优势得自于路径度量的累进计算，其中通过在维特比算法的ACS[add compare select(加比较选择)]操作的熟知执行时把在每个时间增量中最新计算的转变度量值加到先前状态的路径度量上来进行路径度量的累积计算。

下文中，将参考附图根据实施例更详细地描述本发明。

图1示出过零检测器的图示，用以说明过零检测器的作用；

图2示出由发送器、信道和接收器组成的传输系统的模型；

图3示出在所假设的调制存储器长度为L＝2时的无干扰过零点序列{t_i}的信号产生的模型表示，和信道干扰对该过零点序列的影响的表示；

图4示出一种图解，其中以符号间隔为单位在时间上示出了频谱脉冲函数g(t)、相位函数q(t)和该相位函数的线性近似q_approx(t)；和

图5示出接在过零检测器之后的解调器的电路图示。

图1示出一个过零检测器1，其中在时间t上所示的逻辑角度调制信号3在输入端2上被加给该过零检测器。逻辑角度调制信号3可以例如位于中频范围中。中频应该高于符号频率，以便在每个符号周期中能够出现中频的多个过零点。

过零检测器1是一个限幅-鉴频器，该限幅-鉴频器在其输出端4输出二值信号5，该二值信号的过零点表示模拟输入信号3的时刻t₁，t₂，...，t₁₂，...。基于这些过零点时刻t1，t2，...进行解调。

图2示出角度调制传输系统的模型。待传输的数据符号序列{d_k}在发送器处被加给调制器6。在该调制器6中，例如CPFSK调制的适当调制被执行。由调制器6所提供的相位函数φ_T(t)被供应给发送器的射频部分7。该射频部分7经由(未示出的)天线辐射实值射频信号x(t)，其中在图2中用A_T表示信号幅度，用ω_c表示载频。

射频信号x(t)经由多径信道8被传输，其中假设所述多径信道在频谱上和时间上无弥散。尤其，假设无符号间干扰ISI出现。多径信道8的传输特性用脉冲响应h(t)来表示。另外，由函数n(t)表示的可加信道噪声被叠加在所传输的射频信号上。

通过接收器处的射频部分9经由(未示出的)天线所接收的接收信号r(t)通过脉冲响应h(t)与所辐射的信号x(t)加上噪声成分n(t)的卷积来获得。在接收器的射频部分9中，该信号被下转换为中频信号y(t)。在图2中，A表示中频信号的幅度，ω_IF表示中频信号的角频率，φ(t)表示相位函数，n_φ(t)表示该信号的相位噪声成分。y(t)是在接收端过零检测器1的角度调制信号3的重建。

过零检测器1后接有计数器10，该计数器估计限幅信号5的过零点，并且以数列的形式输出过零点时刻序列。在理想情况(在所接收的RF信号路径上无信道干扰、无信号失真)下，所接收的过零点序列将会对应于在图1中所示的、期望的序列{t_i}。

所测量的过零点序列

被供应给符号或者符号序列检测器11。另外，用于产生过零点参数序列的单元12为下文中也被称为解调器的符号或者符号序列检测器11提供大量过零点参考序列{t_i}。

在无干扰情况下所接收的过零点参考序列{t_i}的元素t_i可以被描述为状态变量的映射，并且从而被描述为FSM的输出。如果所使用的调制方法具有长度L的存储器(也即除了当前数据符号(位)dk之外，上L个数据符号d_k-1，d_k-2，...，d_k-L影响当前符号间隔[kT_b，(k+1)T_b]中的调制信号的功能变化)，间隔[kT_b，(k+1)T_b]中的过零点t_i可以被表示为状态变量d_k，d_k-1，d_k-2，...，d_k-L和相位φ_k的函数f，其中φ_k包含直到时刻(k-T)T_b的整个过去的描述，并且也是一个状态变量。因此，

t_i＝f(d_k，d_k-1，...，d_k-L，φ_k)其中t_i∈[kT_b，(k+1)T_b]  (1)

在图3中，针对所假设的调制存储器长度L＝2示出了用于过零点序列{t_i}的信号产生的FSM。Z^-1表示在z空间中一个符号间隔的延迟。

单元12实现图3中所示的FSM；也即在单元12中，针对当前时间增量k为FSM的可能状态(也即数据符号d_k，d_k-1，d_k-2，...，d_k-L和相位φ_k)计算各个过零点参考序列{t_i}。

实际上，用于计算输出值t_i、形成FSM基础的函数通过所使用的信号产生方法(调制方法)来预定。如果函数f是线性的，则根据本发明，该函数可被用于计算过零点t_i。如果函数f不是线性的，则通过信号产生方法所预定的、在状态变量和过零点t_i之间的关系根据本发明被线性化，以便用于在间隔[kT_b，(k+1)T_b]中计算过零点t_i的明确、简单的映射规则f可以被指定，并且在单元12中被实现。

作为FSM输出的过零点序列{t_i}的描述以及在状态变量(d_k，d_{k- 1}，d_k-2，...，d_k-L，φ_k)和过零点t_i之间关系的线性化使得能够对t_i和d_k之间的依赖关系进行建模。因此，该信号产生模型能够被用于描述图2中所示的传输系统。数字噪声成分n_i表示由模拟噪声成分n(t)所引起的过零点时刻干扰。

下文中，利用GFSK调制的例子更详细地说明在图2中所示的传输模型。在该说明中，理想化的无干扰情况作为基础(因为要借助于该例子来计算过零点参考序列)。

以下方程适用于被加给限幅鉴频器1的无干扰中频信号y(t)：

y(t)＝Acos(ω_IFt+φ(t))                (2)

作为在瞬时频率

$\mathrm{\ω}\left(t\right)=\mathrm{\Δ\ω}\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k}g(t-{\mathrm{kT}}_b).---\left(4\right)$

上的积分得出相位

$\mathrm{\φ}\left(t\right)=\underset{-\∞}{\overset{t}{\∫}}\mathrm{\ω}\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}---\left(3\right)$

d_k∈{-1，1}适用于数据符号，T_b表示位周期(在该情况下等于符号周期)，Δω表示频率偏差。在GFSK中，脉冲函数g(t)通过

$g\left(t\right)=\frac{1}{2}\{\mathrm{erf}\left(\mathrm{\α}\frac{t}{T_b}\right)-\mathrm{erf}\left(\mathrm{\α}\frac{t-T_b}{T_b}\right)\}---\left(5\right)$

来定义，其中函数erf(·)代表高斯误差函数。作为结果得出的相位为

$\mathrm{\φ}\left(t\right)=\mathrm{\π\η}\underset{k=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{k}q(t-{\mathrm{kT}}_b)---\left(6\right)$

其中具有调制系数为

$\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{\Δ\ω}{T}_b}{\mathrm{\π}}---\left(7\right)$

于是，相位函数q(t)是

$q\left(t\right)=\frac{1}{T_b}\underset{-\∞}{\overset{t}{\∫}}g\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}---\left(8\right)$

可以以非常好的近似以以下形式来表示相位函数q(t)，即：

$q\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}0,& t\&le;0\\ q\left(t\right)& 0<t<(L+1)T_b\\ 1,& t\&GreaterEqual;(L+1)T_b\end{array}\right.---\left(9\right)$

其中L是调制存储器。

图4以曲线20示出频谱脉冲函数g(t)，以曲线21示出相位函数q(t)。显然，在L＝4时，根据方程(9)使相位函数q(t)的边缘区域恒定仅仅导致非常微小的近似误差。

如果考虑方程(9)，则在间隔[kT_b，(k+1)T_b]中的相位变化可以被如下写为：

因此，间隔[kT_b，(k+1)T_b]中的相位变化取决于时刻t＝(k-L-1)T_b的相位角φ_k和数据d_k，d_k-1，d_k-2，...，d_k-L。

过零点{t_i}的条件是y(t_i)＝0。因此，以下方程适用于间隔[kT_b，(k+1)T_b]中的t_i处的过零点：

$\mathrm{m\&pi;}={\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{IF}}{t}_i+\mathrm{\&phi;}\left(t_i\right)$

$={\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{IF}}{t}_i+{\mathrm{\&phi;}}_k+\mathrm{\&pi;\&eta;}\underset{l=k-L}{\overset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_{l}q(t_i-{\mathrm{lT}}_b),$ 其中m＝1，...，M  (11)

其中只要相应的过零点t_i仍然处于间隔[kT_b，(k+1)T_b]中，则必须使m从1至M增值。

方程(11)通过非线性关系为GFSK调制信号定义过零点t_i。这导致方程(11)是一种超越方程，该超越方程一般只能困难地、例如通过迭代方法来求解。实际上，基于该方程对过零点参考序列的计算在可商用的接收器中是不可能的。

根据本发明，相位函数q(t)通过分段线性函数

$q_{\mathrm{approx}}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}0,& x\&le;1\\ \frac{1}{3}x-\frac{1}{3},& 1<x\&le;4\\ 1,& x>4\end{array}\right.---\left(12\right)$

来近似。该函数q_approx(t)在图4中通过曲线22示出。

如果根据方程(12)的适用于GFSK调制信号的分段线性函数q_approx(t)被代入q(t)的方程(11)中，则得出以下方程：

$\mathrm{m\&pi;}={\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{IF}}{t}_i+\mathrm{\&phi;}\left(t_i\right)$

$={\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{IF}}{t}_i+{\mathrm{\&phi;}}_k+\mathrm{\&pi;\&eta;}\underset{l=k-L}{\overset{k}{\mathrm{\&Sigma;}}}{d}_{l}q(t_i-{\mathrm{lT}}_b)$

$={\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{IF}}{t}_i+{\mathrm{\&phi;}}_k+\frac{1}{3}\mathrm{\&pi;\&eta;}(d_{k-1}(t_i-(k-1)T_b)+d_{k-2}(t_i-(k-2)T_b)+d_{k-3}(t_i-(k-3)T_b)-1)---\left(13\right)$

如果变换该方程，则利用q_approx(t)时方程(11)的解为

$t_i=\frac{\frac{1}{3}\mathrm{\&pi;\&eta;}(1+T_b(d_{k-1}(k-1)+d_{k-2}(k-2)+d_{k-3}(k-3)))+\mathrm{m\&pi;}-{\mathrm{\&phi;}}_k}{{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{IF}}+\frac{1}{3}\mathrm{\&pi;\&eta;}(d_{k-1}+d_{k-2}+d_{k-3})}---\left(14\right)$

因此，零点t_i可以被近似计算，并且过零点参数序列{t_i}能够通过可在线执行的简单计算(参见方程(14))来给定。

需要指出，解调器11可以以不同的方式来实现。一种简单实现在文献DE 102 14 581.4中被说明并且在图5中被示出。过零检测器1后接有计数器10′，该计数器输出连续过零点时刻t_delta_i之间的时间间隔序列。计数器10′对时钟脉冲进行计数，并且利用每个过零点来复位，其中所述时钟脉冲以恒定频率f₀被加给计数器10′。在计数器10′被复位之前，所达到的计数t_delta_i被输出，并且被存储在连接于计数器10′之后的移位寄存器链13中。

由于当诸如GMSK的带限频率调制被使用时，一个位(符号)的影响被分散在多个位间隔(符号间隔)上，因此适于使用在该较大时间间隔中的所有过零点来检测相关位。在GMSK中，一个位在5个位周期的时间间隔上影响发送频率。在1MHz的中频时，在该时间间隔中的过零点数量大约为16个。因此，如图5所示，适于使用16个值来检测一个位。从而，这16个过零点不仅通过待检测的位来确定，而且也通过两个在前的位和两个在后的位来确定。因此，从连续过零点中不仅适于确定1个位，而且适于确定一个位串。在该实际情况下，5个连续位可以从16个过零点中来确定。

借助于分类设备14执行该检测，该分类装置确定具有由用于计算过零点序列的单元12所计算的过零点参考序列的过零点序列的距离，其中所述过零点序列在所有情况下被确定并且被存储在移位寄存器3中。从所有可能的位串的过零点中以所述的方式获得过零点参考序列。如果考虑5个连续位，则获得2⁵＝32种可能的位组合作为FSM的状态变量，并且从而获得相应的过零点参考序列，其中应当将所述相应的过零点参考序列与在移位寄存器链13中所存储的过零点序列进行比较。与具有到所检测的过零点序列的最短距离t_delta_i的过零点参考序列相关的状态变量序列被检测为所发送的信号序列d_k。如果该比较在所有情况下都是在一个位周期的空间中被执行的，则总共5种结果可用于每个位。于是，分类设备14能够例如基于多数决定法以时间增量k确定所检测的位。

经常用于计算在移位寄存器链13中所存储的过零点距离t_delta_i和参考序列的过零点距离之间的距离的方法在于根据下列关系计算欧式距离标准。

$d\left(\right\{t\_{\mathrm{delta}}_i\},\{\hat{t}\_{\mathrm{delta}}_i\left\}\right)=\sqrt[g]{\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{|t\_{\mathrm{delta}}_i-\hat{t}-{\mathrm{delta}}_i|}^g}---\left(15\right)$

其中g＝2且M＝16。对在所测量的过零点序列和过零点参考序列之间距离的计算的简化从g＝1时的上述关系中来实现，并且被称为“城区度量”。

另外，解调器11能够根据韦特比算法进行解调。在这种情况下，FSM的状态变量定义格子图的状态。如在技术(例如在信道解码或者信道均衡的领域)中所熟知的那样，韦特比处理通过格子图来确定最短路径。为此，针对从格子图的前驱状态(时间增量k)到目标状态(时间增量k+1)的每个可能转变来计算转变度量(也被称为分支路径度量)。转变度量被加到有关的前驱状态的状态度量上[ADD(加)]。因此，状态度量是所累积的转变度量值。目标状态的在到该特定目标状态的不同转变时所获得的可能的状态度量值被比较[COMPARE(比较)操作]，并且具有所考虑的目标状态的最小状态度量值的路径被选择[SELECT(选择)操作]。剩余的路径被舍弃。如通常所熟知的那样，ADD(加)-COMPARE(比较)-SELECT(选择)(ACS)操作能够有效且花费小地确定所发送的符号序列。为了计算转变度量值，通常在维特比算法中采用欧式度量。

Claims (8)

1.一种用于为了对在接收器中所确定的接收信号(2)的过零点序列进行数据检测而计算过零点参考序列{t_i}的方法，其中所述接收信号是以在发送器处被角度调制并且被传输给所述接收器的数据符号序列{d_k}为基础的，其中所述数据符号序列{d_k}和在所述发送器处产生的所述信号的过零点之间的关系是非线性的，所述方法包括以下步骤：

-根据规定有限状态机(FSM，12)的输出的线形方程来计算所述过零点参考序列{t_i}，其中所述线形方程由对所述数据符号序列和在所述发送器处产生的所述信号的过零点之间的非线性关系进行的线性化产生，

其特征在于，所述数据符号序列{d_k}按照方程在所述发送器处被角度调制，其中T_b表示符号周期，Δω表示频率偏差以及g(t)表示脉冲函数。

2.按照权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述发送器处进行调制的情况下使用L≥2的长度为L的调制存储器。

3.按照权利要求1或者2所述的方法，其特征在于，在所述发送器处被角度调制的所述信号根据CPFSK调制方法来产生。

4.按照权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述发送器处被角度调制的所述信号根据二进制FSK或者MSK调制方法来产生。

5.按照权利要求1所述的方法，其中把所计算的所述过零点参考序列{t_i}与所检测的过零点序列

进行比较，并且根据比较结果来确定所发送的数据符号序列

6.按照权利要求5所述的方法，其中对于每个时间增量，把所检测的过零点序列的有限长度的部分序列与所述过零点参考序列进行比较，并且根据比较结果来确定在所考察的时间增量中所发送的数据符号。

7.按照权利要求5所述的方法，其中对于每个时间增量，根据维特比算法通过处理格子图来进行所发送的数据符号序列{d_k}的确定，所述格子图描述所述有限状态机(FSM，12)的状态图，其中通过把取决于状态的过零点参考序列与对于所考察的时间增量而检测的过零点序列进行比较来计算在所述格子图中的前驱状态和目标状态之间的转变度量值。

8.一种用于为了对在接收器中所确定的接收信号(2)的过零点序列

进行数据检测而计算过零点参考序列{t_i}的设备，其中所述接收信号是以在发送器处被角度调制并且被传输给所述接收器(9，1，10，11，12)的数据符号序列{d_k}为基础的，其中所述数据符号序列{d_k}和在所述发送器处产生的所述信号的过零点之间的关系是非线性的，所述设备包括：

-计算装置(12)，其用于根据规定有限状态机(FSM)的输出的线性方程来计算所述过零点参考序列，其中所述线形方程由对所述数据符号序列和在所述发送器处产生的所述信号的过零点之间的非线性关系进行的线性化产生，

其特征在于，所述数据符号序列{d_k}按照方程在所述发送器处被角度调制，其中T_b表示符号周期，Δω表示频率偏差以及g(t)表示脉冲函数。

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