CN1858618B - 用于生成短电脉冲的装置和方法 - Google Patents

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Abstract

公开了一种方法和装置，用于使用改进的差分触发信号生成短电脉冲，所述差分触发信号一部分是模拟正弦电压，并且一部分是可选择的DC电压。将该差分触发信号施加到具有与非门(14)和与门(12)的差分基带脉冲发生器(38，60)。该触发信号被施加到两个与非输入和一个与输入。与非输出被施加到另一个与输入。这种电路对于所有输入状态都处于关断状态。然而，当输入切换状态时，与非门延迟使与门(12)短暂地导通，从而生成短脉冲。此脉冲的定时可以通过改变恒定DC电压来控制。通过使用快速切换的SiGe CML门，可以生成具有可控时间偏移量的短脉冲，其适合于在仅使用亚GHz时钟的汽车雷达应用中使用。

Description

用于生成短电脉冲的装置和方法
技术领域
本发明涉及用于脉冲的电子产生的方法和装置，特别涉及适合于在高分辨率雷达中使用的非常短的宽度的脉冲的电子产生。
背景技术
汽车行业希望在汽车中提供用于多种应用的防撞雷达，包括自主智能巡航控制系统(AICC)、备用辅助设备、后方靠近警告系统、有助于气囊的碰撞前操作的系统、停-走/城市巡航控制系统以及在侧面撞击的情形中有助于气囊的碰撞前启动的系统。
例如，在2000年5月23日授权给K.V.Puglia的、名称为“Low cost，highresolution radar for commercial and industrial applications”的美国专利6067040中描述了在技术上能够执行这些应用的雷达系统，其内容通过引用而被合并于此。这些系统通常需要生成两个相同的短脉冲。第一短脉冲被发送并且从目标反射。第二短脉冲被延迟等于离开雷达发射机并且返回的往返时间的时间。在雷达系统的接收信道中使用被延迟的第二短脉冲作为与返回的发射脉冲相混合的选通本地振荡器(gated local oscillator)。这产生了表示发射信号和延迟信号之间的相位差的DC值。给定目标的范围(range)和速度二者，可以分析此相位差以获得返回信号的精确时间延迟和任何多普勒频移。为了检测不同距离处的物体，能够精确地改变被延迟的第二脉冲的时间延迟，使得其与第一脉冲从雷达发射机前进到所述目标并且返回所花费的时间相匹配是有必要的。以该方式，对于雷达作用范围内的所有可能的目标的距离，可以使被延迟的脉冲与返回的发射脉冲同时到达混合器处。
尽管前述专利的名称如此，但是面对这种雷达系统的常见问题是实现的高成本。这一高成本的主要原因源于它们对在相对短的范围(2-50米)上的高分辨率距离测量(1-10cm)的需要。这一要求转变成对于生成能够相对于基准以大约125皮秒的时间步长精确延迟的非常短的脉冲的需要。如果使用传统的数字时钟和高速计数器来生成和控制这样的脉冲，则需要大约10GHz的原始时钟速度。这样的时钟实现起来较为昂贵和复杂。
发明内容
在各种示例实施例中，本发明指向一种用于生成第一系列的短电脉冲的装置，在时间上以精确确定的时间延迟将每个脉冲从基准点分隔。该装置包括：数字差分基带脉冲发生器；恒定电压源，其将具有第一电压值的第一基本恒定的电压提供给所述发生器的第一输入端。周期性电压源将时变电压提供给所述发生器的第二输入端，使得当恒定电压源和时变电压源之间的差基本上等于所述发生器的切换阈值时生成脉冲。
在本发明的另一示例实施例中，提供一种生成第一系列的短电脉冲的方法，在时间上以精确确定的时间延迟将每个脉冲从基准点分隔。提供具有第一电压值的第一基本恒定的电压，并且提供周期性的时变电压。将该恒定电压和时变电压施加到数字差分基带脉冲发生器的输入端，使得当该恒定电压和时变电压之间的差基本上等于数字脉冲发生器的切换阈值时生成脉冲。
通过参考以下附图，将更充分地理解本发明的这些和其它特征。
附图说明
图1是简单的基带脉冲发生器的示意图。
图2是简单的基带脉冲发生器的元件的一组逻辑真值表。
图3是示出作为时间的函数的、图1的简单的基带脉冲发生器中的三个时间点处的电压的时序图。
图4是基带脉冲发生器的实际实施例的示意图。
图5是实现差分基带脉冲发生器的SiGe CML管芯(die)的管芯照片。
图6是示出作为时间的函数的、所测量的差分基带发生器的SiGe CML实现的输出电压的时序图。
图7是示出施加到用于以能够改变输出脉冲的时间定时的比较器模式操作的差分基带脉冲发生器的输入电压的时序图。
图8是以改进的比较器模式操作并且产生具有变化的时间偏移量的输出脉冲的基带脉冲发生器的示意图。
图9是示出由6个偏移延迟和正弦电压的上升沿产生的6个时间偏移脉冲的仿真的时序图。
图10是示出正弦触发信号(trigger)线的3个周期和由多个偏置偏移电压生成的时间偏移脉冲的仿真的时序图。
图11是高分辨率雷达发射和接收脉冲发生器的示例实现的示意图。
图12-15是示出对于多种触发信号线的仿真结果的曲线图。
图16-17是示出相对于温度而言多种触发信号线的品质-温度的仿真的曲线图。
图18-19是示出作为时间的函数的、所测量的各种偏移电压的脉冲宽度的时序图。
图20是示出作为控制电压的函数的、所测量的脉冲时间偏移量的曲线图。
图21是示出相对于正规化(normalize)的控制电压比较而言，测量的品质和仿真的品质的比较的曲线图。
具体实施方式
简要地说，本发明提供一种方法和装置，通过组合应用数字和模拟电路概念来生成时间较短的电磁脉冲，所述电磁脉冲具有与基准标记相距可细微变化的时间偏移量。在将一个脉冲发射给目标、并且将第二个基本相同的脉冲用作选通本地振荡器的脉冲雷达系统中，这样的脉冲是有用的。必须将第二脉冲相对于第一脉冲延迟一时间，所述时间基本上是第一脉冲从雷达发射机前进到所述物体并且返回所花费的往返时间。为了检测不同距离处的物体，能够相对于第一脉冲精确地改变第二脉冲的时间延迟是有必要的。本发明是提供在这种系统中需要的被精确延迟的脉冲的一种简单、低成本的方式。
在本发明的示例实施例中，通过利用改进的差分触发信号来驱动数字逻辑电路的适当组合，生成被精确确定的时间延迟分隔的一系列短电脉冲，所述触发信号一部分是模拟正弦电压，并且一部分是可选择的恒定DC电压。作为对基带脉冲发生器的输入，施加这一差分触发信号电压。在一个实施例中，基带脉冲发生器由差分与非(NAND)门和差分与(AND)门形成，所述差分与非门和差分与门被连接为使得将所述输入馈送到与非门的两个输入和与门的一个输入。将与非门的输出馈送给与门的另一输入。这一组合逻辑电路的真值表表明：对于所有输入状态，输出都处于关断(OFF)状态。然而，由于与非门操作中的延迟，当所述输入从关断切换为导通(ON)状态时，与门经历其中两个门均导通、并且因此该与门短暂地处于导通状态的短暂周期。在传统的数字电路中，这一短暂的导通信号被当作正向假信号或误差。在此应用的电路中，此数字误差成为模拟脉冲。此外，可以通过改变差分输入的恒定部分的电压值来精确和可控地改变此脉冲相对于差分输入正弦波(sinusoid)的基准点的定时。
在本发明的优选实施例中，使用快速切换的SiGe CML门和改进的差分输入来产生具有可控的时间偏移量的一系列精确成形的短脉冲，其中所述差分输入一部分是正弦电压并且一部分是可选择的恒定电压，所述短脉冲适合于在仅使用亚GHz时钟的汽车雷达应用中使用。
本发明涉及使用数字和模拟电路概念的组合来生成时间较短的电磁脉冲的方法和装置，所述脉冲具有与基准标记相距可细微变化的时间偏移量。
例如，对于这种时间较短的、可变偏移量的电磁脉冲发生器来说，其意义在于基于脉冲的高分辨率雷达系统，其中，可以使用它们来生成精密时基基准。该脉冲发生器特别适合于诸如汽车雷达系统的应用，在所述汽车雷达系统中，单元成本是重要因素，并且在相对短的距离上需要高分辨率。
适合于在汽车雷达系统中使用的相干脉冲雷达系统通常需要生成两个同样的短脉冲。第一短脉冲被发射并且从目标反射。第二短脉冲被延迟等于离开雷达发射机并且返回的往返时间的时间。在雷达系统的接收信道中，使用被延迟的第二短脉冲作为选通本地振荡器，其与返回的发射脉冲相混合，以获得指示这些信号之间的相位差的DC值。这种系统允许通过分析返回信号的时间延迟和任何多普勒频移来测量目标的范围和速度。
必须将第二脉冲相对于第一脉冲延迟一时间，所述时间基本上是第一脉冲从雷达发射机前进到所述物体并且返回所花费的往返时间。为了检测不同距离处的物体，能够相对于第一脉冲精确地改变第二脉冲的时间延迟是有必要的。本发明是提供在这种系统中需要的、被精确延迟的脉冲的一种简单、低成本的方式。
这种汽车雷达系统通常需要以大约125ps的时间步长来生成脉冲，以便分辨25mm(大约1英寸)的数量级的距离。如果使用传统的数字时钟和高速计数器来生成这种脉冲，则需要大约10GHz的原始时钟速度。这种时钟实现起来较为昂贵和复杂。
合并了本发明的方法的示例实施例允许使用100MHz的触发信号线和模拟DC电压生成具有例如多达2纳秒的总时间偏移量和大约5.6ps/mV的时间偏移灵敏度的适当脉冲。当使用正弦触发信号线时，可以通过使用较低频率的触发信号线来增大总时间偏移量，并且时间偏移灵敏度相应地减小。诸如但不限于锯齿、具有平坦或恒定间距分量(spacing component)的三角波的更复杂的触发信号线形状允许获得更大的总时间偏移量，同时保持所需要的性能窗口的偏移灵敏度。
现在将参考附图来描述本发明，在附图中，相同的标号尽可能地表示相同的元件。
图1是简单的基带脉冲发生器10的示意图，其包括输入端16、具有输出端28与输入端22和24的与门12、以及具有输出端26与输入端18和20的与非门14。输入端16连接到与门输入22、以及两个与非门输入端18和20。与非门输出端26连接到与门输入端24。
图2是简单的基带脉冲发生器10的元件(即所述与门和与非门)的一组二进制逻辑真值表。与门仅在两个输入均是二进制1(导通)时才具有二进制1(导通)输出，并且与非门仅在两个输入均是二进制1(导通)时才具有二进制0(关断)。
图3示出了由作为时间的函数的、简单的基带脉冲发生器10中的3个点处的电压所表示的逻辑状态。具体地说，迹线30示出了第一与门输入22处的触发信号电压的逻辑状态，迹线32示出了第二与门输入24处的逻辑状态，并且迹线34示出了与门输出28处的逻辑状态。为简单起见，虽然给出这些迹线以表示由与非门操作导致的延迟，但是却将其对齐似乎与门操作没有引入延迟一样。这一简化对在此描述的操作的原理不具有任何影响，并且大大简化了该图以及对其的解释。
在时刻t0，触发信号电压处于关断状态、即由二进制0表示。结果，两个与非门输入18和20也处于关断状态，使得与非门输出26处于导通状态，并且因而与门输入24处于导通状态。因此，在t0，简单的基带脉冲发生器10的输出处于关断状态。在时刻t1，触发信号电压开始进入改变阶段，并且，到时刻t2为止，触发信号电压处于导通状态，如同与门输入22那样。由于与非门20改变状态所花费的有限时间，在时刻t2，与非门输出26仍然处于导通状态，并且因此与门输入24仍然处于导通状态。因此，与门输出28切换为导通状态，直到与非门输出26开始改变状态的时刻t3为止。到时间t4为止，因为两个与非输入门18和20均处于导通状态，所以与非门输出已经切换为关断状态，并且，与门输出28也已经切换回关断状态。即使在时刻t5输入端16处的触发信号电压切换回关断状态，由于与非门输出26仍然处于关断状态，因此与门输出28保持在关断状态。直到在时刻t8与非门输出26切换回导通状态的时刻，与门输入22处于关断状态，并且因此输出28继续保持在关断状态。因而，基带脉冲发生器10根据具有大约t5-t2的大得多的时间宽度的初始脉冲生成具有大约t3-t2的时间宽度的短脉冲。
在优选实施例中，基带脉冲发生器10被实现为具有适当的电容性负载的差分电流模式逻辑(CML)电路(也称为发射极耦合逻辑)。在传统的数字逻辑设计中，t2和t3之间的短脉冲被认为是上升沿、即切换假信号。基带脉冲的宽度与两个与门输入22和24之间的差分时间延迟有关。基带脉冲的保真度与逻辑门的切换速度有关。
图4是实际的基带脉冲发生器38的示意图，其具有附加与门36，以便在两个与门输入22和24之间提供更长的延迟，并且因此具有更宽的脉冲宽度。
图5是基带脉冲发生器38的硅-锗(SiGe)CML管芯的照片。SiGe技术依赖于Si和Ge晶格结构具有4％的尺寸差的事实。通过在硅上生长锗的薄外延层，下面紧挨着的硅的晶格被拉伸，从而导致更大的载流子迁移率，并且因此导致更高的切换速度。以这一方式，可以使用基本上传统的硅制造技术来在硅衬底上制造低成本、高速晶体管。除了以低成本提供高速晶体管以外，SiGe技术还具有允许在传统的互补金属氧化物半导体(CMOS)元件旁边的集成电路中包括高速晶体管的额外的吸引力。
图6示出了作为时间的函数的所测量的、图4的基带发生器38的差分SiGe CML实现的输出电压。
在差分基带脉冲发生器(BBPG)38的传统操作中，将差分信号施加到BBPG输入端，也就是说，输入电压基本上同时变化，但是180°异相，使得当输入电压之一增大时，另一个减小。以这一方式，保持了大致恒定的电流，从而导致快速差分切换。在这种差分电路中，当差分电压交叉与该设备的平均分子动能(kT)有关的预定值时，该逻辑电路改变状态。
相比之下，图7图示了本发明的一个实施例，在该实施例中，通过将非同步电压施加到差分输入端的每一个上，使差分基带脉冲发生器(BBPG)38以改进的比较器模式操作。在这样的系统中，可以通过变更恒定电压42来改变所述脉冲与基准时间相距的时间延迟。这提供了一种提供例如在选通脉冲雷达系统中需要的可变延迟的选通脉冲的简单且精确的方式。因为在这种系统中被延迟的脉冲被延迟了基本上等于未被延迟的脉冲的往返时间的时间，所以需要不同的时间延迟来检测不同距离处的物体。
具体地说，将周期性的时变电压40施加到差分输入的一个输入端，同时将恒定电压42施加到另一输入端，并且恒定电压42具有可选择的值。如果恒定电压42具有低值Vb1，则在该周期性时变电压的最小值之后的时间延迟T1之后，差分电压将达到近似0，此时，BBPG将产生脉冲。如果恒定电压42具有高值Vb2，则在周期性时变电压的最小值之后的时间延迟T2之后，差分电压将达到近似0，此时，BBPG将产生脉冲。
图8是以改进的比较器模式操作并且产生具有可控地改变的时间偏移量的输出脉冲的差分基带脉冲发生器(BBPG)38的示意图。
将周期性的时变电压40施加到差分BBPG 38的一个差分输入端，同时将另一个差分输入端保持在恒定电压42。当此恒定电压42具有低值Vb1时，生成一系列脉冲44，其中，脉冲44的每一个具有与周期电压40中的基准点相距的时间偏移量T1。该基准点可以例如是正弦波的最小值。当恒定电压42具有较高的值Vb2时，则生成一系列脉冲46，每个脉冲具有较大的时间偏移量T2。通过改变恒定或DC偏置电压，可以可控地改变脉冲的时间偏移量。
图9示出了6个仿真脉冲的叠加图，每个脉冲具有由不同的恒定电压42的值产生的不同的时间延迟。这幅图没有表示系统的单个输出，而是由恒定电压的6个不同的设置产生的6个不同的脉冲的组合叠加输出。如图所示，当正弦波48的上升沿交叉恒定电压51时产生脉冲50的每一个。如上所述，当对BBPG 38的逻辑门的输入包括差分触发信号电压、其中一个输入是基准输入并且另一个是周期性的时变触发信号输入时，该电路充当比较器。当周期性时变触发信号电压的绝对电平超过另一输入的阈值偏置时，逻辑电路改变状态并且生成脉冲。在图9中，时变电压48是从2.4V变化为4V的100MHz、0.4V正弦波的一部分。定时电压偏移量51在从-0.3V到+0.2V的范围上以0.1V的增量步进，从而产生所示出的6个脉冲。这提供了相当于5.6ps/mV的时间偏移量的、2.8纳秒的总偏移时间差。根据大约-0.3V的电压偏移量生成具有大约8.7纳秒的最小时间偏移量的脉冲50。根据大约0.2V的电压偏移量生成具有大约11.4纳秒的最大时间偏移量的脉冲52。
所述脉冲相对于正弦触发信号电压的最小值的时间偏移量是触发信号线的变化率(梯度或频率)以及其振幅的函数。所生成的脉冲的定时抖动，即所生成的脉冲的时间偏移量的变化或误差，例如与触发信号线上的信号的任何相位噪声、以及恒定电压(也称为DV偏置电平)上的任何噪声有关。在图9的示例中，例如，DC偏置线上的2mV的噪声信号将产生大约10ps的定时抖动。
对于改进的BBPG的特定实现以及给定的温度，其上DC偏置电平可变化的范围是固定的。例如，在图9的示例中，其上DC偏置电平可变化的范围被固定为大约500mV。然而，改变周期性时变触发信号线波形的振幅将改变所述梯度，尤其是如在偏置电压摆幅的两个极值处所看到的那样的梯度。因此，振幅变化将促进作为触发信号线上的任何振幅调制(AM)噪声的结果的定时抖动。振幅变化还将促进时间偏移量对DC偏置电压的任何非线性依赖性。
图10示出了叠加在示例性的3MHz PRF正弦触发信号电压48的3个周期上的仿真的一系列脉冲50。此正弦触发信号电压48可以被馈送给发射芯片上的发射(Tx)和接收(Rx)触发信号线二者。例如，脉冲50是由基带脉冲发生器(BBPG)电路针对不同偏移电压所产生的300ps基带脉冲。如上面详述的那样，每当正弦触发信号电压48的正向边沿交叉阈值时，就产生一个脉冲，其中在所述阈值处，触发信号电压48和偏置偏移电压之间的差导致了切换状态的BBPG的数字分量(component)。可以通过在例如0.5V的范围上以50mV的增量调节偏置偏移电压来调节该阈值。对于这些示例值，具有大致为100纳秒的调节范围，其对应于大约15米的范围(范围d可以被计算为d＝v.t，其中，t＝100/2纳秒，并且其中v是光速)。将需要大约200个范围单元(range bin)来以500ps的步长覆盖这100纳秒的范围，从而需要偏置偏移电压能够以2.5mV的步长增加。例如，这可以通过在0-3V的范围上工作、即每位提供0.7mV的12位数字-模拟转换器(DAC)来提供。在此示例中，所需要的电压步长允许每个范围单元3位的增量。这种雷达系统的明确范围由在此示例中为3MHz的PRF确定，从而导致在范围间隔中的下一个是大约334纳秒(如标记M1和M2之间的距离所示)。这产生了大约50米的明确范围。这种系统的分辨率可以通过假设大约1位的DAC上的噪声源来估计。此噪声将导致大约170ps、或者大致三分之一个范围单元的脉冲时间偏移量抖动。该170ps的抖动将引起大致50mm或大约2英寸的范围误差。
上面详述的数字是示例性的数字，并且可以容易地由本领域普通技术人员适当地改变。例如，可以使用上面详述的技术在从300ps到1.2纳秒的范围内选择BBPC电路的脉冲宽度。
图11是根据本发明的高分辨率雷达(HRR)发射和接收脉冲发生器54的示例实现，其包括正弦脉冲重复频率PRF发生器56、接收数字-模拟转换器(DAC)58、发射数字-模拟转换器(DAC)59、接收差分基带脉冲发生器(BBPG)60、发射差分BBPG 62、发射射频(RF)发生器64、分配器电路66、接收脉冲形成器68、发射脉冲形成器70和功率放大器72。
在端子80处输出的信号是从雷达发射到目标的相干脉冲调制信号。在端子78处输出的信号是发射信号的较低功率的副本，其被延迟了从雷达到所述目标的往返时间的时间。在雷达接收信道中混合返回的发射脉冲和被延迟的脉冲，以便提供与它们之间的任何相位差成比例的DC信号。这一混合信号可以用来获得目标的范围和速度二者。
正弦脉冲重复频率PRF发生器56的输出被施加到接收差分BBPG 60和发射差分BBPG 62的每一个的一个输入端。接收数字-模拟转换器(DAC)58的输出被施加到接收差分BBPG 60的另一输入端。发射数字-模拟转换器(DAC)59的输出被施加到发射差分BBPG 62的另一输入端。
由接收差分BBPG 60形成的接收脉冲串被馈送到接收脉冲形成器68中，在这里，它调制来自RF发生器64的一个RF信号。然后，来自接收脉冲形成器68的调制后的RF信号被馈送到接收脉冲输出端78上。
由发射差分BBPG 62形成的发射脉冲串被馈送到发射脉冲形成器79中，在这里，它调制来自RF发生器64的一个RF信号。然后，来自发射脉冲形成器70的调制后的RF信号在被馈送到发射脉冲输出端80上之前被馈送给合适的功率放大器72。
图12示出了对于100MHhz PRF，作为控制电压的函数的、以皮秒为单位的触发信号时间偏移量的三条曲线。图12中的这三条曲线表示对于3个不同的温度、即25摄氏度、40摄氏度和125摄氏度的仿真结果。
图13-15示出了与图12相似、但分别针对10MHZ、3MHZ和1MHZ的PRF的曲线。
图16示出了对于三种脉冲重复频率、作为温度的函数的时间偏移量的梯度。品质的曲线将梯度表示为ps/mV。这是就100MHz、10MHz和1MHz的PRF而言，相对于以摄氏度为单位的温度绘制的。
图17示出了与图16相似、但是针对3MHz和1MHz的PRF的模拟曲线。
图18示出了基带发生器38的差分SiGe CML实现的测量结果。将DC偏移偏置电压施加到差分输入之一上，并且将低相位噪声、即100MHz的正弦波施加到另一个上，其中正弦波固定在+10dBm。输出脉冲的曲线是针对3种DC偏移偏置电压值2.1V、2.5V和2.8V示出的。使用10MHz的基准来触发测量，并且对于各种DC偏移偏置电压来讲将相对于此基准信号的时间偏移量记录为绝对时间延迟。
图19示出了利用相同的100MHz正弦波的基带发生器38的差分SiGeCML实现的进一步测量结果。在图19中，使用DC偏移偏置电压的微调步长来获得微调的时间偏移量。使用160mV的DC偏移偏置电压来获得270ps的延迟。在图19中明显看到的测量抖动部分是因为引起所施加的DC偏移电压的改变的、偏置线中的接触探头的接触电阻的小改变，并且部分是因为10MHz基准波形中的细微变化。如结果所示，可以实现具有125ps的微调时间偏移量的100MHz上升时间触发信号线。
图20示出了对于10MHz正弦波、作为控制电压的函数的时间偏移量。示出了3个连续的测量结果以说明测量展宽(spread)。
图21示出了对于100MHz的触发信号频率的测量结果和仿真结果的比较。相对于正规化的控制电压或DC偏移偏置电压而绘制出采用表示为ps/mV的品质曲线形式的时间移动梯度。如可以看到的那样，在测量数据中有一些展宽，但是在仿真结果和测量结果之间存在相当好的一致性。
尽管上面示出的结果处于1MHz至100MHz，但是本领域普通技术人员将容易地认识到：可以在包括但不限于向下到10kHz的频率并且向上到10GHz的频率的其它频率范围有效地施加上述系统和方法。
尽管主要使用正弦波形示出了上面详述的很多特定结果，但是本领域普通技术人员将容易地认识到：上面详述的系统和方法可被容易地适配为使用诸如但不限于锯齿波形、三角波形、以及具有平坦或恒定间距分量的三角波形的其它周期性波形来操作。

Claims (9)

1.一种用于生成第一系列的短电脉冲的装置，在时间上以精确确定的时间延迟将每个脉冲从基准点分隔，该装置包括：
数字差分基带脉冲发生器(38，60)；
恒定电压源(42)，将具有第一电压值的第一基本恒定电压提供给所述数字差分基带脉冲发生器(38，60)的第一输入端；以及
周期性电压源(40)，将时变电压提供给所述数字差分基带脉冲发生器(38，60)的第二输入端，使得当所述恒定电压源(42)和所述周期性电压源(40)之间的差基本上等于所述数字差分基带脉冲发生器(38，60)的切换阈值时生成脉冲，
其中，所述数字差分基带脉冲发生器(38，60)包括差分与非门(14)和差分与门(12)，其被连接为使得所述数字差分基带脉冲发生器的输入端连接到与非门(14)的两组输入端和与门(12)的第一组输入端，所述与非门(14)的输出端连接到与门的第二组输入端，并且所述与门的输出端是所述数字差分基带脉冲发生器(38)的输出端。
2.如权利要求1所述的装置，其中，所述恒定电压源(42)提供具有第二值的第二恒定电压，从而将所述第一系列的短电脉冲的所述时间延迟改变与所述恒定电压的所述第一值和第二值之间的差成比例的量。
3.如权利要求1所述的装置，其中，当所述时变电压的值增大并且所述恒定电压与所述时变电压之间的所述差基本上等于0时，生成所述脉冲。
4.如权利要求3所述的装置，其中，所述时变电压是正弦波。
5.如权利要求4所述的装置，其中，所述正弦波具有处于1MHz至100MHz范围内的频率。
6.如权利要求1所述的装置，其中，所述数字差分基带脉冲发生器(38，60)还包括第二差分与门(36)，其被连接在所述数字差分基带脉冲发生器(38，60)的输入端和与非门(14)的两组输入端之间，从而使得所述数字差分基带脉冲发生器的输入端连接到所述第二差分与门(36)的两组输入端，并且所述第二差分与门(36)的输出端连接到与非门(14)的两组输入端。
7.如权利要求1所述的装置，还包括：
第二数字差分基带脉冲发生器(62)；
第二恒定电压源，将第二基本恒定电压提供给所述第二数字差分基带脉冲发生器(62)的第一输入端；以及
所述周期性电压源，将所述时变电压提供给所述第二数字差分基带脉冲发生器的第二输入端，使得当所述第二恒定电压和所述时变电压之间的差基本上等于所述第二数字差分基带脉冲发生器(62)的切换阈值时，生成脉冲，从而生成第二系列的短电脉冲，每个脉冲具有与所述第一系列的脉冲的对应脉冲相距第二精确确定的时间延迟，所述第二时间延迟与所述第一和第二恒定电压之间的差成比例。
8.一种生成第一系列的短电脉冲的方法，在时间上以精确确定的时间延迟将每个脉冲从基准点分隔，该方法包括以下步骤：
提供具有第一电压值的第一基本恒定电压；
提供周期性的时变电压；
将所述恒定电压和所述时变电压施加到数字差分基带脉冲发生器(38，60)的输入端，使得当所述恒定电压和所述时变电压之间的差基本上等于所述数字差分基带脉冲发生器(38，60)的切换阈值时生成脉冲，
其中，所述数字差分基带脉冲发生器(38，60)包括差分与非门(14)和差分与门(12)，其被连接为使得所述数字差分基带脉冲发生器的输入端连接到与非门(14)的两组输入端和与门(12)的第一组输入端，所述与非门(14)的输出端连接到与门的第二组输入端，并且所述与门的输出端是所述数字差分基带脉冲发生器(38)的输出端。
9.如权利要求8所述的方法，还包括以下步骤：选择所述第一基本恒定电压的第二值，从而将所述第一系列的短电脉冲的所述时间延迟改变基本上与所述第一基本恒定电压的所述第一值和第二值之间的差成比例的量。
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