CN1855612A - 带通滤波器、高频模块和无线通信机器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种带通滤波器，具备：交替叠层多个导体图形和电介质层的、从该叠层方向看至少一部分被重叠配置且彼此电磁耦合的N(N≥2)段共振器；以及，分别与从N段共振器中选出的2段共振器(1、2)耦合的输入线路(3)和输出线路(4)。上述N段的各共振器的一端接地，若将通频带的近似中心频率中的上述电介质层内部的传送波长设为λ，则上述N段的各共振器在信号传送方向上的长度基本上是λ/4。具有较宽的通频带宽，并且小型且损失低，可以在窄频带中得到较高的衰减量。

Description

带通滤波器、高频模块和无线通信机器

技术领域

本发明，涉及适用于无线通信领域的超宽频带UWB(Ultra Wide Band)的、宽频带且具有陡峭的衰减特性的带通滤波器高频模块，和使用它的无线通信机器。设想UWB被作为PC适配器、外接存储装置、打印机、扫描仪、Hub等PC外围设备的数据传送媒体，或作为数字电视、投影仪、5.1ch扬声器系统、摄像机等数码家电的数据传送媒体来应用。

背景技术

近年来，超宽频带(UWB；Ultra Wide Band)，作为一种新的通信方式而受到瞩目。

UWB是以3.1GHz～10.6GHz为通频带，实现大容量数据传送的通信方式。

比较该UWB、和作为数据通信手段之一使用的无线局域网(以下称为W-LAN)，通信距离和数据传送速度是不同的。W-LAN中，通信距离是30～100m，发送功率是500mW，通信速度约为11Mbps。与此相对，UWB中，通信距离短至10m，发送功率低至100mW，耗电很低，此外，通信速度在通信距离为10m前后时，为100Mbps，通信距离为2m以下时，为480Mbps，能实现更高速的数据通信。

根据美国FCC的规定，UWB中使用的频带有几个规定，使用的是3.1GHz至10.6GHz的宽频带。

这样，UWB的一个特征就是使用宽频带。其频带比(带宽/中心频率)要求为40％以上，视情况也可以是108％。

此外，还规定UWB的平均发送功率密度，是低至不足-41.3dBm/MHz的值。这里，-41.3dBm/MHz，是相当于在距离波源3m处，发生54dBμV＝500μV/m的电场强度的发送功率。

这样，UWB的另一个特征就是发送功率低。

另一方面，如果举出一例FCC所规定的在室外环境下的频谱屏蔽(Spectral Mask)的话，那就是，以3.16GHz至4.75GHz范围内的通频带的发送功率为基准(0dB)，规定在3.1GHz时为-20dB，在1.61GHz时为-30dB。此外，实质的使用条件中，需要考虑与W-LAN(802.11.a)之间的影响，要求有5.15GHz的衰减。

因此，UWB的另一个特征就是，要求发送功率频谱在与通频带相邻的短频带中有陡峭的衰减。

[现有技术文献1]：K.Li，K.Kurita，and T.Matsui，“An ultra-widebandbandpass filter using broadside coupled microstrip-coplanar waveguidestructure”，IEEE MTT-S Symp.，WE2F，June 2005.

根据以上内容，UWB的无线通信机器中，要求插在发送接收信号的通过路径上的滤波器，具有频带宽、损失低、且在通频带附近衰减高的特性。

另一方面，要采用使用电介质基板的平面电路滤波器，作为常用滤波器。

图45是表示在电介质基板33上排列2条微带(microstrip)线路31、32的平面电路滤波器的立体图。

2条微带线路31、32中，1条是用于输入，另外1条是用于输出，它们横向排列在相同的布线层上，将两条线路的长边彼此接近来耦合。像这样，通过将2段共振器横向排列在同一个面上实现的耦合，即为所谓的“边缘耦合”。通过该耦合产生共振，来实现窄带的滤波器。

但是，由于上述平面电路滤波器中，在电介质基板上横向排列2条微带线路31、32来配置，因此无法获得强的耦合，难以实现带宽比为110％的宽频带的滤波器。此外，也难以得到陡峭的衰减特性。如果为了改善衰减特性而形成衰减极的话，电路结构就会变得复杂，尺寸也会增大。因此，可以说上述结构不太适于UWB用途的小型带通滤波器。

发明内容

本发明的目的在于：提供一种宽频带带通滤波器高频模块、和使用它的无线通信机器，其在UW中，具有较宽的通频带带宽、小型且损失低，并且在窄频带中可得到较高的衰减量。

本发明的带通滤波器的特征在于，具备：从叠层方向看至少一部分被重叠配置且彼此电磁耦合的N(N≥2)段共振器；以及，分别与从所述N段共振器中选出的2段共振器耦合的输入部和输出部，所述N段的各共振器的一端(接地端)被接地，若将通频带的近似中心频率中的传送波长设为λ，则所述N段的各共振器在信号传送方向上的长度基本上是λ/4。

该结构的带通滤波器，是N段共振器彼此的、被重叠配置的部分，可以实现面耦合(宽边耦合)。因此，耦合量很强，可以在宽频带中得到损失低的通过特性，并可以在频带外得到陡峭的衰减特性。

作为所述N端的各共振器，可以采用包含例如带状线路、微带线路或共面线路的结构，通过使包含这些线路的结构的共振器的一端短路，可以实现相当于λ/4的长度。

各共振器的接地端，从上述叠层方向看，既可以存在于共振器的同一侧的端部，也可以存在于前段共振器的相反侧的端部。这些根据所要求的通频带适当决定。特别是，在存在于相反侧的端部的情况下，共振器彼此的耦合更强，更可以实现宽频带化。

上述输入部和输出部中，可以使用包含与共振器耦合的电容元件或电感元件的结构。在这种情况下，通过将元件常数设定为规定值，可以在信号出入时，在输入部和输出部中得到强的耦合量，因此可以减少带通滤波器的通过损失。

上述输入部和输出部中，可以使用包含与共振器耦合的输入线路和输出线路的结构。在这种情况下，由于可以将输入输出线路在基板上灵活布置，来与其他电路连接，所以有利于带通滤波器的低矮化。

这里，通往上述输入线路的输入方向和从上述输出线路出发的输出方向既可以相同也可以不同。这些根据所要求的通频带而适当决定。特别是在相同的情况下，共振器彼此的耦合更强，更可以实现宽频带化。

此外，也可以使上述共振器的非接地端具有经集总常数或由图形形成的电容元件接地的结构，作为这种结构，优选上述N段的各共振器从叠层方向看形成为矩形，为了使该矩形的共振器只有一端(接地端)接地，在与各共振器相同的平面上，包围该共振器的周围设置有地导体。该结构中，无需在共振器的接地部分上使用通孔(via)，可以减少制造中的不均一性。

另外，优选在作为相对于上述接地端的另一端的非接地端，与上述地导体中的接近于上述非接地端的部位之间，附加有电容。具体讲就是，优选接近于上述共振器中的非接地端的上侧或下侧设置第一导体，同时设置连接该第一导体与上述地导体的通孔导体，由此，使上述共振器与上述第一导体之间形成上述电容。这样，由于可以进一步缩短该共振器在信号传送方向上的长度，因此，可以减小带通滤波器在长边方向上的尺寸，能够更加高密度地安装带通滤波器。此外，还可以使高次模向高频带侧移动，改善频带外的特性。

此外，也可以构成为令上述共振器的接地端侧区域，为集总常数或由图形形成的电感元件。例如，优选上述N段的各共振器，从叠层方向看，形成为朝着接地端侧阶段地或连续地变窄。这种情况下，由于也可以进一步缩短该共振器在信号传送方向上的长度，因此，可以减小带通滤波器在长边方向上的尺寸，更加高密度地安装带通滤波器。此外，同样可以使高次模向高频带侧移动，改善频带外的特性。

本发明的带通滤波器中，优选在上述输入线路和上述输出线路之间，附加有电容或电感的至少一方作为电磁的耦合。

具体讲就是，优选通过在与上述输入线路相同的平面上设置第二导体，在与上述输出线路相同的平面上设置第三导体，设置连接上述第二导体与上述第三导体的通孔导体，来在上述输入线路和上述输出线路之间，附加上述电容或上述电感。此外，优选通过接近于上述输入线路的上侧或下侧来设置第二导体，接近于上述输出线路的上侧或下侧来设置第三导体，设置连接上述第二导体与上述第三导体的通孔导体，来在上述输入线路和上述输出线路之间，附加上述电容或上述电感。由此，可以在通频带外、即通频带与频带外的边界附近形成新的衰减极，进一步得到陡峭的边缘特性。另外，上述第二导体和上述第三导体，从叠层方向看，形成为朝着连接通孔导体的部位阶段地或连续地变窄，对于这一点而言，从具有电感、并使衰减极位置处在低频带侧的观点出发，是优选的。

此外，本发明的带通滤波器中，优选在从上述N段的各共振器中选出的任意2段共振器之间，附加电容或电感的至少一方作为电磁的耦合。

具体讲就是，优选通过在与上述N段的各共振器中的任意的1段共振器相同的平面上设置第四导体，在与上述任意的1段共振器不同的共振器相同的平面上设置第五导体，设置连接上述第四导体与上述第五导体的通孔导体，在上述任意的2段共振器之间，附加上述电容或上述电感。此外，优选通过接近于上述N段的各共振器中的任意的1段共振器的上侧或下侧来设置第四导体，接近于与上述任意的1段共振器不同的共振器的上侧或下侧来设置第五导体，并设置连接上述第四导体与上述第五导体的通孔导体，来在上述任意的2段共振器之间，附加上述电容或上述电感。由此，可以在输入线路和输出线路之间，在通频带外、即通频带与频带外的边界附近形成新的衰减极，进一步得到陡峭的边缘特性。

另外，优选在上述第四导体或上述第五导体与上述输入部或上述输出部之间，设置至少1段共振器，从上述输入部和上述输出部看，上述第四导体和上述第五导体被该共振器所覆盖。由此，可以防止第四导体或第五导体与输入部或输出部发生不需要的耦合而产生共振，可以抑制频带外的不需要的共振峰值。

另外，上述第四导体和上述第五导体，从叠层方向看形成为朝着连接通孔导体的部位阶段地或连续地变窄，对于这一点而言，从具有电感、并使衰减极的位置处在低频带侧的观点出发，是优选的。

对于本发明的带通滤波器，只要允许涉及上述的极形成的结构，就可以同时形成多个衰减极。此外，根据需要，也可以在频带内生成衰减极。

此外，还可以使上述叠层配置的共振器横着构成2列。这种情况下，通过跨2列来配置用于将最下面的共振器彼此耦合的耦合导体，可以使信号的方向折返。上述耦合导体在信号传送方向上的长度基本上是1/2波长。

通过本构成，不用改变共振器的高度，就能得到与将段数N扩大2倍同样的效果，可以实现带通滤波器的低矮化。另外，通过构成2列以上，不用改变共振器的高度，就能进一步实现多段化。

在使用输入线路和输出线路的情况下，优选从上述叠层方向看，上述输入线路或上述输出线路的宽度，在与上述共振器相重合的部分的端部上，形成台阶状。由此，可以控制衰减极，使频带外的衰减陡峭。

此外，可以使用上述本发明的带通滤波器来制作高频模块。

此外，装载上述带通滤波器或上述高频模块，能够制作出可小型化的无线通信机器。通过该无线通信机器，可以提高接收感度，实现宽频带通信、低耗电、且可以防止与无线LAN等之间相互干扰。

本发明的上述的或者其他的优点、特征及效果，将参照附图，通过下述的对实施方式的说明来阐明。

附图说明

图1是表示本发明的带通滤波器的电路结构的一例的说明图。

图2是表示本发明的带通滤波器的另一个电路结构的说明图。

图3是表示本发明的带通滤波器的又一个电路结构的说明图。

图4是表示本发明的带通滤波器的再一个电路结构的说明图。

图5是表示将输入线路3和输出线路4作为输入部和输出部使用的本发明的带通滤波器的结构的截面图。

图6是表示将输入线路3和输出线路4作为输入部和输出部使用的本发明的带通滤波器的另一个结构的截面图。

图7是表示将输入线路3和输出线路4作为输入部和输出部使用的本发明的带通滤波器的又一个结构的截面图。

图8是表示将输入线路3和输出线路4作为输入部和输出部使用的本发明的带通滤波器的又一个结构的截面图。

图9是表示将图2所示的带通滤波器形成在电介质多层基板内部的结构的截面图。

图10是图9所示的带通滤波器的立体图。

图11是表示图5所示的带通滤波器的各层的导体图形的说明图。

图12是表示图6所示的带通滤波器的各层的导体图形的说明图。

图13是表示图7所示的带通滤波器的各层的导体图形的说明图。

图14是表示图8所示的带通滤波器的各层的导体图形的说明图。

图15是表示使本发明的带通滤波器小型化和改善频带外特性的电路结构的一例的说明图。

图16是表示图15所示的带通滤波器的各层的导体图形的一例的说明图。

图17是表示图15所示的带通滤波器的各层的导体图形的另一例的说明图。

图18是表示使本发明的带通滤波器小型化和改善频带外特性的电路结构的另一例的说明图。

图19是表示图18所示的带通滤波器的各层的导体图形的一例的说明图。

图20是表示用于在本发明的带通滤波器中形成衰减极的电路结构的一例的说明图。

图21是表示用于在本发明的带通滤波器中形成衰减极的电路结构的另一例的说明图。

图22是表示用于在图20和图21所示的带通滤波器中形成衰减极的各层的导体图形的一例的说明图。

图23是表示用于在图20和图21所示的带通滤波器中形成衰减极的各层的导体图形的另一例的说明图。

图24是表示用于在图20和图21所示的带通滤波器中形成衰减极的各层的导体图形的又一例的说明图。

图25是表示用于在图20和图21所示的带通滤波器中形成衰减极的各层的导体图形的再一例的说明图。

图26是表示用于在图20和图21所示的带通滤波器中形成衰减极的各层的导体图形的再一例的说明图。

图27是表示用于在本发明的带通滤波器中形成衰减极的电路结构的又一例的说明图。

图28是表示用于在本发明的带通滤波器中形成衰减极的电路结构的再一例的说明图。

图29是表示用于在图27和图28所示的带通滤波器中形成衰减极的各层的导体图形的一例的说明图。

图30是表示将图19、图22和图29所示的带通滤波器组合起来的结构的各层的导体图形的例子的说明图。

图31是表示改善图30所示的带通滤波器的结构的一例的说明图。

图32是表示改善图30所示的带通滤波器的结构的另一例的说明图。

图33是表示将共振器横着构成为2列的带通滤波器的说明图。

图34是表示图33所示的带通滤波器的各层的导体图形的说明图。

图35是表示装载本发明的带通滤波器的无线通信机器的构成例的框图。

图36是表示使用仿真软件、计算图1所示的带通滤波器的通过特性S21和反射特性S11得到的结果的图线。

图37是表示使用仿真软件、计算图2所示的带通滤波器的通过特性S21和反射特性S11得到的结果的图线。

图38是表示使用仿真软件、计算图3所示的带通滤波器的通过特性S21和反射特性S11得到的结果的图线。

图39是表示使用仿真软件、计算图5所示的带通滤波器的通过特性S21和反射特性S11得到的结果的图线。

图40是表示将图33所示的配置成上下2段的共振器横着构成为2列的带通滤波器的通过特性S21和反射特性S11的图线。

图41是表示使用仿真软件、计算图19所示的带通滤波器的通过特性S21得到的结果的图线。

图42是表示使用仿真软件、计算图22所示的带通滤波器的通过特性S21得到的结果的图线。

图43是表示使用仿真软件、计算图29所示的带通滤波器的通过特性S21得到的结果的图线。

图44是表示使用仿真软件、计算并比较图30所示的带通滤波器和图32所示的带通滤波器的通过特性S21得到的结果的图线。

图45是表示在电介质基板上排列2条微带线路的以往的平面电路滤波器的立体图。

具体实施方式

以下，根据附图，对本发明的实施方式进行说明。

图1是表示本发明的带通滤波器的电路结构的说明图。

该带通滤波器包括：隔开规定间隔、上下叠层的N段(N≥2)共振器1、2(图1所示的是2段共振器)。

该共振器，例如通过叠层多个上面形成有导体图形的电介质层等，来交替叠层多个导体图形和电介质层。电介质层虽然没有在该图1中进行表示，但在例如图9中用“G1”、“G2”进行了表示。

上述导体图形，由带状线路、微带线路或共面线路等构成。

作为共振器1、2为带状线路或微带线路情况下的例子，这里可以举出：构成该线路的地线(未图示)被配置在例如图1所示的共振器1的上侧和/或共振器2的下侧的结构。

上述的2段共振器1、2，是包含同一尺寸(当将通频带的近似中心频率中的电介质层内部的传送波长设为λ时，信号传送方向上的长度基本上是λ/4)的导体的结构，从叠层方向(图1的上方)看，至少一部分、优选几乎全部，被重叠配置。而且，通过这种重叠，2段共振器1、2彼此电磁耦合(在图1中用M表示)。该耦合是所谓的“宽边耦合(broadsidecoupling)”，是使上下2段共振器1、2的主面彼此对置来形成耦合的方法。

这里，通常，在设计窄带滤波器时，要令中心频率和共振频率相等。但是，在设计使用宽边耦合的宽频带带通滤波器时，由于耦合较强，滤波器的中心频率和共振器的共振频率不一定要相等。因此，相对于滤波器的中心频率，上述共振器的共振频率需要被设定得稍高。这里所谓的“近似”中心频率，是指包含从上述共振频率起的频率偏差。

此外，上述2段的各个共振器1、2的一端(位于(图1左侧)的端部)处输入部、输出部被耦合，与该耦合的一侧的相反侧(位于(图1右侧)的端部)，均接地(称接地端)。

此外，在图1中，“F”表示去往输入部的输入方向和从输出部出发的输出方向，即信号传送方向。若将通频带的近似中心频率中的电介质层内部的传送波长设为λ，则共振器沿信号传送方向F的长度(图1所示的共振器的长边方向上的长度)基本上为λ/4。这里，对于基本上而言，之所以如此表现，是因为：为了进行共振器间的耦合调整、并导出滤波器的整体特性，需要将共振器的长度从λ/4稍微偏离(微调)，同时如后所述，通过利用电容元件或电感元件，能够将共振器的长度缩短得小于λ/4。

而且，图1所示的各共振器1、2的一端，分别隔着电容元件C1、C2，与输入电极IN、输出电极OUT电磁耦合。将这些电磁耦合的部分，称为“输入部”“输出部”。也就是说，电容元件C1、C2，包含在输入部、输出部中，构成其一部分。这里，作为与共振器耦合的耦合元件，除了电容元件C1、C2以外，也可以使用电感元件。此外，不必使用集总常数元件，也可以使用分布常数线路构成输入部、输出部。此外，还可以如后所述，使用输入线路和输出线路来在面整体上发生耦合(宽边耦合)。

通过这种结构，可用2段共振器1、2彼此得到强耦合，可以实现通频带的宽频带化。此外，还可以实现带通滤波器的小型化。

图2是表示带通滤波器的另一个电路结构的说明图。该电路结构与图1的相比，有以下不同点，即，输入方向F和输出方向F，彼此为相同的方向(从叠层方向看，输入端和输出端位于相反侧)。因此，从叠层方向看，各共振器1、2的接地端彼此处于相反侧。

本结构与图1同样，可以实现通频带的宽频带化、小型化。同时，由于形成了接地端位置彼此相同的结构，所以，它比图1的结构更能强化共振器1、2彼此的耦合，更有利于实现宽频带化(后面用实施例对数据进行比较并加以说明)。

图3是表示带通滤波器的再另一个电路结构的说明图。它表示的结构如下：将各共振器1、2的一端(输入端、输出端)，分别隔着电容元件C1、C2与输入电极IN、输出电极OUT形成电磁耦合，同时，经电容元件C3、C4，将共振器的上述输入端、上述输出端接地。与输入端、输出端被耦合侧的相反侧(位于(图3右侧)的端部)，均为接地端。

本电路结构与图1同样，各共振器1、2的输入方向F和输出方向F不同。

但是，与图1的相比，其不同之处在于，非接地端经电容元件C3、C4接地。由此，共振器1、2的有效长度的一部分，可以由电容元件C3、C4置换，使共振器1、2的长度(信号传送方向上的长度)短于图1的共振器长度λ/4。

图4是表示带通滤波器的再另一个电路结构的说明图。它表示的结构如下：将各共振器1、2的非接地端，分别隔着电容元件C1、C2与输入电极IN、输出电极OUT形成电磁耦合，同时，将这些非接地端经电容元件C3、C4接地。

本结构中，共振器1、2的非接地端，在共振器1和共振器2上位于相反侧。这与图2的结构中，将非接地端经电容元件C3、C4接地的结构相同。由于在本结构中，也可以由电容元件C1、C2置换共振器1、2的有效长度的一部分，所以可使共振器1、2的长度(信号传送方向上的长度)比λ/4短。因此，本结构与图3同样，可以实现小型化，同时与图1的结构相比，更能实现宽频带化。另外，根据本结构，可以像后述的实施例的数据所表示的那样，使高次模(higher mode)向高频带侧移动，还能改善频带外的特性。

虽然在至此为止说明的图1至图4的结构中，将输入输出电极IN、OUT隔着电容元件C1、C2或电感元件，与共振器1、2的输入端、输出端(非接地端)连接，但也可以使用与共振器1、2耦合的输入线路和输出线路，来替代上述电容元件或电感元件。

作为该输入线路、输出线路，可以使用包含带状线路、微带线路或共面线路的结构。这些线路对共振器1、2形成宽边耦合。

例如，图5是表示使用包含与共振器1、2耦合的输入线路3和输出线路4作为输入部和输出部的结构的、带通滤波器的截面的说明图。

根据像这样使用输入线路3和输出线路4的结构，无需将例如电容元件或电感元件的芯片部件配置在电介质基板上面，因而可以减少部件个数，降低带通滤波器的高度。此外，由于输入线路3和输出线路4，可以在其他导体图形形成在电介质层上的情况下，与其他导体图形同时形成在电介质层上，所以不会增加制作工序。

图6是表示使用包含与共振器1、2耦合的输入线路3和输出线路4作为输入部和输出部的结构的、带通滤波器的另一方式的截面的说明图。本结构与图5所示结构的不同之处在于，通往输入线路3的输入方向与图5所示的输入方向相反，是朝向共振器1的非接地端的方向。此外，从输出线路4出发的输出方向也与图5相反，是朝向共振器2的接地端的方向。

图7是表示使用包含与共振器1、2耦合的输入线路3和输出线路4作为输入部和输出部的结构的、带通滤波器的再另一方式的截面的说明图。其与图5、图6不同，构成为共振器1、2的接地端均被配置在共振器1、2的同一侧(图的右侧)。此外，通往输入线路3的输入方向和从输出线路4出发的输出方向，为彼此相反的方向。

图8是表示使用包含与共振器1、2耦合的输入线路3和输出线路4作为输入部和输出部的结构的、带通滤波器的再另一方式的截面的说明图。该图8的结构中，与图7相同，共振器1、2的接地端被共同配置在共振器1、2的同一侧(图的右侧)。该结构与图7的不同点在于，图7中，带通滤波器的输入端IN和输出端OUT，与共振器1、2的接地端同侧，而在图8中，是相反侧。所以，可以将信号的输入输出端IN、OUT和接地端配置在相反侧。

如上，在图5～图8的实施方式中，由于可以将对共振器1、2耦合的带状线路等线路用于信号的输入输出，所以可不使用集总常数元件，可以实现小型化和制造的简化。同时，由于可以像图5～图8那样，选择共振器的输入端、输出端和接地位置，所以当电路设计受到制约时，可以自由对应。

另外，在将带状线路等线路用于信号的输入输出的情况下，优选从叠层方向上看，输入线路或输出线路的宽度，在与上述共振器1、2重叠的部分的端部(图5中用T表示)上，形成为阶梯(step)状。对于上述带通滤波器的具体形状，后面将使用图11以后的部分进行详细说明。

以上的带通滤波器中的N(N≥2)段共振器，交替叠层多个导体图形和电介质层形成的。例如，叠层多个上面形成有规定导体图形的电介质层来形成。

各电介质层，例如通过低温共烧陶瓷(LTCC；Low Temperature Co-fired Ceramics)形成，形成在各电介质层上的导体图形，由铜和银等低电阻导体形成。特别是，通过使用介电常数高的电介质，可以实现带通滤波器的小型化。

像这样交替叠层多个导体图形和电介质层形成的多层基板，是通过公知的多层陶瓷技术形成的。例如，在陶瓷胚片的表面上涂布导电膏，来分别形成构成各共振器的导体图形，之后进行叠层，并在所需要的压力和温度下，进行热压接、烧结来形成。另外，各电介质层上，适当地跨多层形成连接上下导体图形所必要的通孔导体。

图9是具体表示将图2所示的带通滤波器形成在电介质多层基板的内部的结构的截面图，图10是表示该带通滤波器的导体图形的排列的、观察A-A端面得到的立体图(省略了电介质层的图示)。

在多层(3层以上)形成的电介质层中，在相邻的第2层G1上，形成分别构成共振器1、2的导体图形A1、A2，在其上下的层G2上，形成用于使各共振器1、2的端部接地的、作为地导体的接地图形E1、E2。另外，形成共振器1、2的导体图形A1、A2的层G1，和形成接地图形E1、E2的层G2，不必是上下相邻的层(也可以离开2层以上)。

接地图形E1、E2和构成共振器1、2的导体图形A1、A2，在共振器1、2的接地端，通过贯通电介质层的通孔导体5、6连接起来。由此，上述共振器1、2，在接地端被接地。

另外，共振器1的输入端(或共振器2的输入端)，通过通孔导体8(7)与最上段的电介质层(即电介质基板的主面)上形成的焊接点10(11)相连。该焊接点10(11)上，连接芯片状的集总常数电容元件C1(C2)。

共振器2的输出端(或共振器1的输出端)，也与输入端同样，通过通孔导体7(8)与最上段的电介质层主面上形成的焊接点11(10)相连。这些焊接点11(10)上，连接芯片状的集总常数电容元件C2(C1)。

至此，虽然对设想图2所示的带通滤波器，用截面图、立体图来进行说明，但对于图1的带通滤波器而言，除了共振器1、2的输入输出端、接地端的位置不同外，基本上可以采取相同的结构。而且，图3、图4的带通滤波器中，虽然将电容元件C3、C4与共振器1、2相连，但电容元件C3、C4和接地图形E1、E2的连接结构，也与上述图9、图10的说明相同，可以通过通孔导体来实现。

这里，对在电介质多层基板的内部，形成有使用图5～图8所示的输入输出线路的带通滤波器的结构的具体例进行说明。

这里，图5～图8所示的带通滤波器，使用包含与共振器1、2耦合的输入线路3和输出线路4作为输入部和输出部的结构。图5～图8所示的带通滤波器中，需要将夹在输入线路3和输出线路4之间的共振器1、2的端部接地。

因此，可以采取以下结构，即：将用于使各共振器1、2的端部接地的地导体(接地图形)，设置在构成共振器1、2和输入输出线路3、4的各导体图形的上下电介质层上，或者，与形成共振器1、2的电介质层设置在同一层上等。

图11～图14中，表示将用于使各共振器1、2的端部接地的地导体(接地图形E1、E2)，设置在与共振器1、2相同的电介质层上的具体例。

图11，是分解表示设置输入线路3的电介质层(第1层)、设置共振器1、2的电介质层(第2层、第3层)、设置输出线路4的电介质层(第4层)的平面图。该带通滤波器的叠层结构，与图5说明的带通滤波器对应。

根据本结构，通过在第2层、第3层上，设置一部分形成“U”字形空隙的导体图形，来形成矩形的共振器1、2，同时，形成包围共振器1、2周围的地导体(接地图形E1、E2)，使上述共振器1、2只有一端(接地端)接地。这里，所谓“U”字形空隙，是指在共振器1、2的周围、即接地端以外部分上形成的空隙。

设置在第1层上的输入线路3的宽度W、设置在第2层上的共振器1的宽度、设置在第3层上的共振器2的宽度、设置在第4层上的输出线路4的宽度W，全都大致相等。而且，从叠层方向上看，设置在第1层上的输入线路3的宽度W，在与上述共振器1、2相重叠的部分的端部(信号输入端)T上，变窄至阶梯状。将变窄后的宽度用Wa表示。此外，在第4层上设置有输出线路4，而其与第1层同样，从叠层方向上看，其宽度W在与上述共振器1、2相重叠的部分的端部(信号输出端)T上，变窄至阶梯状。由此，可以进行衰减极的控制。因此，有利于衰减特性的改善。

如上所述，根据图11的结构，由于共振器1、2与地导体(接地图形E1、E2)设置在同一层，因此既使不通过通孔使共振器1、2与其他层的接地图形相连，共振器1、2的端部也会被接地。由此，通过一次工序就可以形成导体图形，具有不会增加制造工序、容易制造的优点。

此外，图12表示对应图6的带通滤波器的叠层结构，图13表示对应图7的带通滤波器的叠层结构，图14表示对应图8的带通滤波器的叠层结构。

这些结构也与图11所示的结构同样，通过在第2层、第3层上，设置一部分形成“U”字形空隙的导体图形，来形成矩形的共振器1、2，同时，形成包围共振器1、2周围的接地图形E1、E2，使上述共振器1、2只有一端(接地端)接地。由于不论哪个结构，都是将共振器1、2与接地图形E1、E2设在同一层，所以可以一次形成，具有不增加制造工序、容易制造的优点。此外，由于从叠层方向上看，输入线路3或输出线路4的宽度，在与上述共振器1、2相重叠的部分的端面T上，形成为阶梯状，可以进行衰减极的控制。因此，有利于衰减特性的改善。

另外，图11～图14所示的结构中，如果“U”字形空隙的宽度(共振器与接地图形的距离；在图11上用“V”表示)较宽，则无需考虑共振器的非接地端、与接近地导体上的非接地端的部位之间的电容。但是，如果空隙的宽度较窄，它们之间就会形成电容，相当于后述的图15的构成。这里，该图15，是设想如下结构的说明图，即：在作为相对共振器的接地端的另一端的非接地端、与接近地导体上的非接地端的部位之间，再附加电容，其具体方式如图16和图17所示。

图15的截面图所表示的带通滤波器，构成为包含共振器1、2和与共振器1、2耦合的输入线路3和输出线路4，并且在共振器1、2的非接地端与地导体之间附加了电容。

该图15的构成中，除了图5的结构，还将共振器1、2的非接地端通过电容元件C接地。通过该构成，共振器1、2的有效长度的一部分，可以由电容元件C置换，使共振器1、2在信号传送方向上的长度缩短至少于λ/4。此外，可以像后述的实施例的数据所表示的那样，使高次模向高频带侧移动，改善频带外的特性。具体讲就是，如图38所示，虽然在14GHz左右的情况下，作为四端子参数之一的插入损失S21，无法为了高次模(该情况是3λ/4模)实现衰减，但通过使用本结构，可以使高次模向高频带侧移动，改善频带外的S21的特性。另外，像这样附加电容的方法，也可以使用在图5～图8的结构中。

作为附加上述电容的方式，具体可以列举出以下方式，即，如图16所示，将接地图形E1、E2的宽形成为阶梯状，使共振器1、2周围的接地端以外的部分上形成的“U”字形空隙中的、靠近非接地端的区域的宽度，从V1收窄至V2来形成。

根据本结构，空隙的宽度为V2的区域中会产生电容，可以进一步缩短该共振器1、2在信号传送方向上的长度，使其比图11所示的结构还要短。此外，可以使高次模向高频带侧移动，还能改善频带外的特性。另外，通过该接地图形E1、E2的阶梯状结构，扩大共振器上的接地端侧与接地图形的空隙的宽度V1，可以提高共振器的Q值。

此外，作为附加了电容的方式，还可以列举出以下结构，即，如图17所示，相对图11的带通滤波器的叠层结构，在叠层方向上形成电容。

具体讲就是，接近共振器1上的非接地端的上侧和下侧，设置第一导体91，同时，设置连接第一导体91和地导体(接地图形E1、E2)的通孔导体51，借此在共振器1、2与第一导体91之间形成电容。根据该结构，可以得到比在同一平面上形成的电容更大的电容，可以进一步缩短共振器1在信号传送方向上的长度。此外，可以进一步使高次模向高频带侧移动，改善频带外的特性。

图18是表示在包含共振器1、2和与其耦合的输入线路3和输出线路4的结构中，对共振器1、2附加电感构成的带通滤波器的截面图。

该图18的构成中，通过对图5的结构，形成例如从叠层方向看共振器1、2的接地端侧比非接地端侧窄的形状等，来对共振器1、2的接地端侧附加电感(即，通过电感元件L接地)。由此，共振器1、2的有效长度的一部分，就可以用电感元件L置换，可以将共振器1在信号传送方向上的长度缩短，使其小于图11所示的结构。此外，与图15所示的附加电容的方法同样，可以使高次模向高频带侧移动，改善频带外的特性。另外，像这样附加电感的方法，也可以使用在图5～图8的结构上。

具体讲就是，各共振器1、2从叠层方向看，形成为朝着接地端侧，阶段地或连续地变窄。

例如，图19所示的情形中，共振器1、2阶梯状地(阶段地)形成。根据该结构，可以得到较大的电感，可以将该共振器1、2在信号传送方向上的长度缩短，使其小于图11所示的结构。此外，可以进一步使高次模向高频带侧移动，改善频带外的特性。

另外，也可以将附加电容的结构与附加电感的结构组合起来同时使用。

由于在以上说明的结构中，共振器的段数是N＝2，因此表记为共振器1、2，而在图20以后表示的就是N≥3的情况。这种情况下，不将共振器的符号区别为“1、2”，而是统一表记为“共振器1”。

在以下说明的实施方式中，表示在输入部和输出部之间附加电容或电感，来作为电磁的耦合手段的带通滤波器的结构。

图20是表示在输入线路3和输出线路4之间设置容性的跳隔耦合的示例。图21是表示在输入线路3和输出线路4之间设置感性的跳隔耦合的示例。

这样，通过在输入线路3和输出线路4之间附加电容或电感，形成电磁耦合，就可以在通频带外、即通频带与频带外的边界附近形成新的衰减极，能够进一步得到陡峭的边缘特性。

如果对上述的具体结构进行说明的话，就如图22所示，在与输入线路3相同的平面上设置第二导体92，在与输出线路4相同的平面上设置第三导体93。再设置连接第二导体92和第三导体93的通孔导体51。

由于根据本结构，输入线路3和输出线路4之间，被附加了电容或电感，因此输入线路和输出线路之间会形成电磁耦合，形成兼具图20所示的电容和图21所示的电感的电路结构。

这样，由于使输入线路3和第二导体92在同一平面上边缘耦合，使输出线路4和第三导体93在同一平面上形成边缘耦合，因此具有的优点是，容易得到弱的耦合，容易在高频带侧形成衰减极。关于对该结构的仿真的结果，后面在图39中表示。

另外优选，从叠层方向看，第二导体92和第三导体93，形成为朝向连接通孔导体51的部位，阶段地或连续地变窄。通过该结构，易于使第二导体92和第三导体93具有电感，使得衰减极的位置处在低频带侧。

此外，图23和图24表示出以下结构，即：接近于输入线路3的宽度较窄的区域3a的下侧设置第二导体92，接近于输出线路4的宽度较窄的区域4a的上侧设置第三导体93，并设置连接第二导体92和第三导体93的通孔导体51。通过该结构，可以在输入线路3和输出线路4之间，附加电容或电感来作为电磁的耦合手段。这里，第二导体92，与输入线路3的宽度较窄的区域3a耦合，第三导体93，与输出线路4的宽度较窄的区域4a耦合。

另外，在图23所示的结构中，第二导体92和第三导体93，与作为地导体的接地图形E1相连；在图24所示的结构中，第二导体92和第三导体93，没有与作为地导体的接地图形E1相连。不论哪个结构，都可以在高频带侧的通频带外、即通频带与频带外的边界附近形成新的衰减极，能够得到陡峭的边缘特性。特别是，在图24的情况下，与图23相比，能更多地形成衰减极，有效改善边缘特性和频带外特性。

此外，图25和图26中表示的结构如下，即：通过接近于输入线路3的上侧设置第二导体92，接近于输出线路4的下侧设置第三导体93，并设置连接第二导体92和第三导体93的通孔导体51，可以在输入线路3和输出线路4之间附加电容或电感。这里，第二导体92与输入线路3的宽度较宽的区域耦合，第三导体93与输出线路4的宽度较宽的区域耦合。这种情况与图23和图24所示的结构不同，具有容易在低频带侧形成衰减极的优点。

另外，在图25、图26中，从叠层方向看，第二导体92和第三导体93形成为朝向连接通孔导体51的部位阶段地或连续地变窄，从具有电感并使衰减极的位置处在低频带侧这一点来看，是优选的。

虽然图20～图26中，以在输入线路3和输出线路4之间设置电磁的耦合手段为例进行了说明，但也可以在任意的2段共振器1之间，采用以下结构，即，附加电容或电感作为电磁的耦合手段。

例如，在包含输入线路、3段共振器、输出线路的结构的带通滤波器中，图27表示在任意的2段共振器之间设置容性的跳隔耦合的示例。图28表示在任意的2段共振器之间设置感性的跳隔耦合的示例。这样，通过在任意2段共振器之间，附加电容或电感来形成电磁耦合，就可以与在输入部与输出部之间附加电容或电感同样，在通频带外、即通频带与频带外的边界附近形成新的衰减极，进一步得到陡峭的边缘特性。

另外，还可以使图27和图28所示的、作为电磁的耦合手段的容性耦合或感性耦合同时存在。

此外，在带通滤波器的段数增加的情况下，设置跳隔耦合的位置的组合也会增加。例如，在考虑5段滤波器的情况下，既可以使第1段的共振器和第5段的共振器耦合，也可以使第2段的共振器和第4段的共振器耦合。

此外，根据情况，也可以在输入线路与共振器之间、或输出线路与共振器之间，附加电容或电感。例如，可以使输入线路和第2段的共振器跳隔耦合，也可以使输出线路与第4段的共振器跳隔耦合。

例如，可以列举以下结构，即，像图29所示的那样，通过接近于各共振器中的任意的1段共振器的上侧或下侧设置第四导体94，接近于与上述任意的1段共振器不同的共振器的上侧或下侧设置第五导体95，并设置连接上述第四导体94和上述第五导体95的通孔导体51，来在上述任意的2段共振器之间附加上述电容或上述电感。通过该结构，任意的共振器之间形成电磁耦合，并同时具有图27所示的电容和图28所示的电感。这种情况下，与图25和图26所示的结构同样，由于第四导体94与共振器的宽度较宽的区域耦合，第五导体95与共振器的宽度较宽的区域耦合，因此，具有容易在低频带侧形成衰减极的优点。

另外，从叠层方向看，第四导体94和第五导体95形成为，朝向连接通孔导体51的部位阶段地或连续地变窄，从具有电感、并使衰减极的位置处在低频带侧这一点来看，是优选的。

图30中表示的是，将图19、图22、图29的结构组合起来的示例，作为将以上所述的结构组合起来例子。

在该结构中，从叠层方向看，各共振器1朝向接地端侧，阶梯状地(阶段地)形成。此外，通过在与输入线路3相同的平面上设置第二导体92，在与输出线路4相同的平面上设置第三导体93，并设置连接第二导体92和第三导体93的通孔导体51，就可以在输入线路3和输出线路4之间附加电容或电感。再有，通过接近于各共振器中的任意的1段共振器的上侧或下侧设置第四导体94，接近于与上述任意的1段共振器不同的共振器的上侧或下侧设置第五导体95，并设置连接上述第四导体94和上述第五导体95的通孔导体51，就可以在上述任意的2段共振器之间，附加上述电容或上述电感。

这里，虽然在图30所示的结构中，在第1层的输入线路3和第3层的第四导体94之间，设置有1段共振器1作为第2层，但是经该共振器1和作为地导体的接地图形E1之间的空隙，输入线路3与第四导体94有时会产生不需要的耦合而发生共振，会在频带外发生不需要的共振峰值。这种情况，在第9层的输出线路4和第7层的第五导体95之间，也会同样发生。

因此，如图31所示，优选形成为：第四导体94被第2层的共振器1覆盖，第五导体95被第8层的共振器1覆盖。这里，所谓的“覆盖”，是指从输入线路3处看，第3层中的第四导体94，没有形成在会经第2层中的共振器1和接地图形E1之间的空隙露出的位置上。另外是指，从输出线路4处看，第7层中的第五导体95，没有形成在会经第8层中的共振器1和接地图形E1之间的空隙露出的位置上。

这时，第四导体94通过通孔导体，与独立形成在第4层的共振器1的内部的线路状的第六导体96的一端连接，第五导体95通过通孔导体，与独立形成在第6层的共振器1的内部的线路状的第七导体97的一端连接，并且第六导体96和第七导体97的另一端彼此由通孔导体连接。

如此一来，就可以抑制输入线路3与第四导体94之间、以及输出线路4与第五导体95之间不需要的耦合。另外，所谓“独立”的意思是指，第六导体96或第七导体97，通过其周围形成的窄缝与共振器1分离。

另外，如图32所示，优选将第3层的接地图形E1的形状，变更为设置有突起部E11的形状，并使第六导体96被该突起部E11覆盖，从而使得从输入线路3处看，第4层中的第六导体96，不会经第2层中的共振器1、和作为地导体的接地图形E1之间的空隙露出。此外，优选将第7层的接地图形E1的形状，变更为设置有突起部E11的形状，并使第七导体97被该突起部E11覆盖，从而使得从输出线路4处看，第6层中的第七导体97，不会经第8层中的共振器1、和接地图形E1之间的空隙露出。

通过形成这种结构，可以实现比图30所示的结构更良好的频带外特性、以及低频带侧和高频带侧的衰减极的形成。

下面，对将叠层配置的共振器1、2横着构成2列的另一种实施方式进行说明。

图33是表示该结构的带通滤波器的说明图，图34为图33的具体例，是分解表示设置有输入线路3和输出线路4的电介质层(第1层)、设置有共振器1a、2a的电介质层(第2层)、设置有共振器1b、2b的电介质层(第3层)、设置有耦合导体的电介质层(第4层)的平面图。

根据本结构，第1层上形成有输入线路3和输出线路4，输入线路3、输出线路4的宽W，在其信号输入端、信号输出端上变窄成阶梯状。

此外，在第2层上，全面形成接地图形E1，同时，在对应接地图形E1的各列的部分上，设置“U”字形空隙，来形成共振器1a、2a。此外，在第3层上，全面形成接地图形E2，同时，在对应接地图形E2的各列的部分上，设置“U”字形空隙，来形成共振器1b、2b。

在第4层中，在设置在电介质层整个面上的接地图形E3上，形成方框状的空隙。此沟的内部，为耦合导体12。耦合导体12，形成为不与任何导体连接的结构。若将通频带的近似中心频率中的电介质层内部的传送波长设为λ，则该耦合导体12在信号传送方向上的长度基本上是λ/2。该耦合导体12，具有将最下面的共振器1b、2b彼此耦合的功能。

如上所述，将与图5同样的带通滤波器横着构成2列，通过耦合导体12，来将信号返回。

因此，由于带通滤波器的高度可以减半，所以装载它的无线通信装置就可以实现低矮化。同时，由于可以将输入线路3和输出线路4形成在同一个电介质上，所以输入输出信号的出入变得简单。

最后，图35表示装载了以上所述的带通滤波器的无线通信机器的构成例。

根据图35，无线通信机器，由处理基带信号的基带IC25、处理高频信号的RFIC24、转换平衡信号和不平衡信号的平衡不平衡转换器(BARUN)23、本发明的带通滤波器22、切换接收发送的高频开关21、以及天线来构成。上述RFIC24、平衡不平衡转换器23、带通滤波器22、高频开关21，被安装在同一个基板，构成一个高频模块。

上述RFIC24，对由基带IC25取得的发送信号进行频率转换、高频放大，同时对接收信号进行低噪音放大。上述高频开关21，是在时间上切换发送和接收的路径的开关。

带通滤波器22，作为使UWB的发送接收信号的频带通过、使频带外的信号明显衰减的带通滤波器发挥功能。通过该功能，不用衰减发送接收信号，就能防止与其他系统之间的相互干扰。

<实施例1>

对在图1的滤波器的上下设置接地导体的图10的结构，使用仿真软件，计算出带通滤波器的通过特性S21和反射特性S11。计算条件是：电介质的介电常数为9.4，电容C1＝C2＝0.6pF，共振器1、2的长度L＝4mm，共振器1、2间的距离S＝0.06mm，上下的接地导体间的距离D＝0.9mm，共振器1、2的宽度W＝0.1mm。

图36的图线表示其结果。图线的横轴表示频率，纵轴表示衰减量(插入损失；S12)。

根据图36可知，在从3.16GHz到4.75GHz的大约1.5GHz的通频带内，通过损失小于1.5dB。此外，在大约6GHz的附近产生了衰减极。另外还可看出，在5.75GHz以上，直至10GHz的范围中，有8dB的衰减量。

因此可知，通过本发明，能够实现在1.5GHz的宽频带中损失低、且具有陡峭的衰减特性的滤波器。此外，由于滤波器的厚度D非常的低，为0.9mm，所以可以装载于高度较低的无线通信机器。

<实施例2>

图37表示的是，将图2的输入输出端位于相反侧的带通滤波器，夹在上下的接地导体间的情况下的、通过特性S21和反射特性S11的图线。计算条件是：电介质的介电常数为9.4，电容C1＝C2＝3pF，共振器1、2的长度L＝4mm，共振器1、2间的距离S＝0.06mm，上下的接地导体间的距离D＝0.9mm，共振器1、2的宽度W＝0.1mm。

根据图37的图线可知，通频带比图36更宽，在通频带内，通过损失小于1.5dB。此外，通频带外的衰减量也可以得到足够的值。之所以能像这样实现宽频带，可以认为是因为通过将共振器1、2的接地端配置为彼此相异，共振器彼此的耦合量增大了。

<实施例3>

图38表示的是，在将图3的输入输出端位于同一侧、且共振器1、2的非接地端经集总常数电容元件C1、C2接地的带通滤波器，夹在上下的接地导体间的情况下，通过特性S21和反射特性S11的图线。计算条件是：电介质的介电常数为9.4，电容C1＝C2＝0.8pF，电容C3＝C4＝0.2pF，共振器1、2间的距离S＝0.06mm，上下的接地导体间的距离D＝0.9mm，共振器1、2的宽度W＝0.1mm。这里，共振器1、2的长度L比4mm短，其值为3.5。

根据图38的图线可知，与图36相比，能够更好地实现宽频带化。此外，由于可以缩短共振器1、2的长度L，所以可以认为，这种结构更有利于装载有本带通滤波器的无线通信机器的小型化。

<实施例4>

图39表示的是，使用与共振器1、2耦合的输入线路3和输出线路4作为信号的输入部和输出部、且将接地图形E1、E2形成在形成有共振器1、2的电介质层上的带通滤波器、即图5和图11的结构的带通滤波器的通过特性S21和反射特性S11的图线。计算条件是：电介质的介电常数为2.2，共振器1、2的长度L＝7mm，输入线路3和共振器1的距离0.51mm，共振器1、2间的距离S＝0.51mm，共振器2和输出线路4的距离是0.51mm，上下的输入输出线路3、4的距离D是1.55mm，输入输出线路3、4和共振器1、2的宽度W＝3.8mm，Wa＝1.6mm。

由图39的图线可知，在通频带中，虽然有3dB左右的通过衰减量，但是可以得到宽频带的通过特性。

<实施例5>

图40表示的是，图33和图34所示的、将配置成上下2段的共振器横着构成为2列的带通滤波器的通过特性S21和反射特性S11的图线。计算条件是：电介质的介电常数为2.2，共振器1、2的长度L＝7mm，输入线路3和共振器1的距离0.51mm，共振器1、2间的距离S＝0.51mm，共振器2和输出线路4的距离是0.51mm，上下的输入输出线路3、4间的距离D是1.55mm，输入输出线路3、4和共振器1、2的宽度W＝3.8mm，Wa＝1.6mm。

由图40的图线可知，虽然通频带的损失比以上的图线都低，但是在得到宽频带的通过特性的同时，频带外的衰减特性的陡峭性有所增加。

<实施例6>

图41表示的是，使用与共振器1耦合的输入线路3和输出线路4作为信号的输入部和输出部、且将接地图形E1形成在形成有共振器1的电介质层上、并对各共振器附加了电感的带通滤波器、即图18和图19所示结构的5段滤波器的通过特性S21的图线。这里，如图18和图19所示，各共振器1、2从叠层方向看，朝向接地端侧形成为阶梯状。另外，为了进行比较，一并表示没有形成新的衰减极的图11所示结构(没有图19的电极台阶的结构)的5段滤波器的计算结果。

计算条件是：电介质的介电常数为2.2，以往的共振器1的长度＝7mm，形成台阶的共振器的长度L＝5.5mm(内台阶部W₀＝0.6mm，L₀＝0.4mm)，输入线路3和共振器1的距离0.2mm，共振器间的距离S＝0.65mm，共振器和输出线路4的距离是0.2mm，输入输出线路3、4和共振器1的宽度W＝3.2mm，Wa＝0.6mm，长度L＝5.5mm。

通过像图19那样，在台阶上形成各共振器1、2，就共振器的长度而言，可以比图11所示的结构短1.5mm，能够实现小型化。

此外，根据图41的图线，高频带侧的频带外特性得到大幅改善。例如，在该情况下，-20dB以下的衰减区得到改善，相对于图11所示结构达到的15GHz，通过选用图19的结构，可达到19GHz。

<实施例7>

图42表示的是，使用与共振器1耦合的输入线路3和输出线路4作为信号的输入部和输出部、围绕共振器1形成接地图形E1、并在输入线路3和输出线路4的各自的同一平面上形成导体、同时以通孔导体51将它们连接来使输入和输出被耦合的带通滤波器、也就是图22的结构的5段带通滤波器的通过特性S21的图线。

这里，为了进行比较，一并表示了没有形成新的衰减极的图13所示的结构(没有图22的第二导体92、第三导体93、通孔导体的结构)的5段滤波器的计算结果。计算条件是：电介质的介电常数为2.2，共振器1的长度L＝7mm，输入线路3和共振器1的距离0.2mm，共振器间的距离S＝0.75mm，输入输出线路3、4和共振器1的宽度W＝3.4mm，Wa＝0.6mm，电极9的宽度W＝0.8mm，长度L＝0.7mm，电极9与输入线路3和输出线路4之间的距离g＝0.7mm。

根据图42的图线，图22所示的结构中，可以在高频带侧形成新的衰减极，形成比图13所示的结构还要陡峭的边缘特性。采用该方法，可以以较少的段数得到陡峭的边缘特性，有效地实现小型化并使损失降低。

<实施例8>

图43表示的是，使用与共振器1耦合的输入线路3和输出线路4作为信号的输入部和输出部、围绕共振器1形成接地图形E1、并接近于任意共振器的上侧或下侧形成导体、同时接近于与该共振器不同的共振器的上侧或下侧来形成导体、并且以通孔导体51将它们连接而形成的带通滤波器、也就是图29的结构的5段带通滤波器的通过特性S21的图线。

这里，为了进行比较，一并表示了没有形成新的衰减极的图13所示的结构(没有图25的第四导体94、第五导体95、通孔导体51的结构)的5段滤波器的计算结果。计算条件是：电介质的介电常数为2.2，共振器1的长度L＝7mm，输入线路3和共振器1的距离0.2mm，共振器间的距离S＝0.75mm，输入输出线路3、4和共振器1的宽度W＝3.4mm，Wa＝0.6mm，电极9的宽度W＝3.4mm，长度L＝6.6mm，电极9与第4层和第7层的共振器1之间的距离d＝0.2mm。

根据图43的图线，图29所示的结构可以在低频带侧形成新的衰减极，形成比图13所示的结构更陡峭的边缘特性。采用该方法，就可以以较少的段数得到陡峭的边缘特性，有效地进行小型化并使损失降低。

此外，通过再采用图22的结构和图29的结构，可以在高频带侧和低频带侧形成衰减极，得到陡峭的边缘特性。

<实施例9>

使用仿真软件，计算出图30所示结构的带通滤波器的通过特性S21。

计算条件是：电介质的介电常数为2.2，形成台阶的共振器1的长度L＝5.2mm，宽度W＝3.2mm(内台阶部的宽度W₀＝1.1mm，长度L₀＝0.4mm)，输入线路3和共振器1的距离0.2mm，共振器间的距离S＝0.65mm，共振器和输出线路4的距离是0.2mm，输入输出线路3、4的宽度W＝3.2mm，长度L＝5.4mm，输入输出线路3a、4a的宽度Wa＝0.6mm。此外，电极92、93的长度Lg＝0.7mm，宽度Wg＝1.0mm，与输入线路3和输出线路4之间的距离g＝0.5mm。第四导体94、第五导体95的宽度W＝3.0mm，长度L＝4.4mm。此外，对于线路2而言，W＝0.1mm，长度L＝1.2mm，第四导体94、第五导体95与第4层和第6层的共振器1之间的距离d＝0.2mm。

另一方面，使用仿真软件，计算出图32所示结构的带通滤波器的通过特性S21。计算条件是：电介质的介电常数为2.2，形成台阶的共振器1的长度L＝5.2mm，宽度W＝3.2mm(内台阶部的宽度W₀＝1.2mm，长度L₀＝0.4mm)，输入线路3和共振器1的距离0.2mm，共振器间的距离S＝0.65mm，共振器和输出线路4的距离是0.2mm，输入输出线路3、4的宽度W＝3.2mm，长度L＝5.4mm，输入输出线路3a、4a的宽度Wa＝0.6mm。此外，第二导体92、第三导体93的长度Lg＝0.6mm，宽度Wg＝1.0mm，与输入线路3和输出线路4之间的距离g＝0.5mm。第四导体94、第五导体95的宽度W＝3.0mm，长度L＝3.6mm。此外，对于第4层的第六导体96、第6层的第七导体97而言，W＝0.2mm，长度L＝2.0mm，第四导体94、第五导体95与第4层和第6层的共振器1之间的距离d＝0.2mm。此外，第3层和第7层的突起部E11的大小是，宽度W＝1.2mm，长度L＝0.8mm。

图44表示这些计算结果。

根据图44的图线，不论使用图30和图32的哪个结构，都能够在低频带侧和高频带侧形成衰减极，形成陡峭的边缘特性。采用该方法，就可以以较少的段数得到陡峭的边缘特性，有效地进行小型化并使损失降低。不过，图30所示的结构，会在频带外产生尖锐的共振峰值，使频带外特性稍有劣化。而图32所示的结构中，可以抑制该共振峰值，在较大范围内达到良好的频带外特性。

Claims (26)

1.一种带通滤波器，具备：

从叠层方向看至少一部分被重叠配置、且彼此电磁耦合的N段共振器，其中N≥2；以及，

分别与从所述N段共振器中选出的2段共振器耦合的输入部和输出部，

所述N段的各共振器的一端被接地，

若将通频带的近似中心频率中的传送波长设为λ，则所述N段的各共振器在信号传送方向上的长度基本上是λ/4。

2.根据权利要求1所述的带通滤波器，其特征在于，

所述共振器，由包含带状线路、微带线路或共面线路的结构构成。

3.根据权利要求1所述的带通滤波器，其特征在于，

所述共振器的被接地的一端，从所述叠层方向看，位于各共振器的同一侧的端部。

4.根据权利要求1所述的带通滤波器，其特征在于，

所述共振器的被接地的一端，从所述叠层方向看，位于前段的共振器的相反侧的端部。

5.根据权利要求1所述的带通滤波器，其特征在于，

所述输入部和所述输出部，包含与所述共振器耦合的电容元件或电感元件。

6.根据权利要求1所述的带通滤波器，其特征在于，

所述输入部和所述输出部，包含与所述共振器耦合的输入线路和输出线路。

7.据权利要求6所述的带通滤波器，其特征在于，

从叠层方向看，所述输入线路或所述输出线路的宽度，在与所述共振器相重合的部分的端部上，形成为阶梯状。

8.据权利要求6所述的带通滤波器，其特征在于，

通往所述输入线路的输入方向和从所述输出线路出发的输出方向不同。

9.据权利要求6所述的带通滤波器，其特征在于，

通往所述输入线路的输入方向和从所述输出线路出发的输出方向相同。

10.根据权利要求1所述的带通滤波器，其特征在于，

所述共振器从叠层方向看形成为矩形，并且为了使得只有该矩形的共振器的所述一端被接地，在与各个共振器相同的平面上，包围该共振器的周围设置有地导体。

11.根据权利要求10所述的带通滤波器，其特征在于，

在作为相对所述接地端的另一端的非接地端、与所述地导体中的接近于所述非接地端的部位之间，附加有电容。

12.根据权利要求10所述的带通滤波器，其特征在于，

接近于所述共振器中的非接地端的叠层方向上侧或下侧设置第一导体，同时设置连接该第一导体与所述地导体的通孔导体。

13.根据权利要求10所述的带通滤波器，其特征在于，

所述N段的各共振器，从叠层方向看，形成为朝着接地端侧阶段地或连续地变窄。

14.根据权利要求6所述的带通滤波器，其特征在于，

在所述输入线路和所述输出线路之间，附加有电容或电感。

15.根据权利要求14所述的带通滤波器，其特征在于，

在与所述输入线路相同的平面上设置第二导体，在与所述输出线路相同的平面上设置第三导体，

设置连接所述第二导体与所述第三导体的通孔导体。

16.根据权利要求14所述的带通滤波器，其特征在于，

接近于所述输入线路的叠层方向上侧或下侧来设置第二导体，接近于所述输出线路的叠层方向上侧或下侧来设置第三导体，

设置连接所述第二导体与所述第三导体的通孔导体。

17.根据权利要求15所述的带通滤波器，其特征在于，

所述第二导体和所述第三导体形成为，从叠层方向看，朝着连接通孔导体的部位阶段地或连续地变窄。

18.根据权利要求16所述的带通滤波器，其特征在于，

所述第二导体和所述第三导体形成为，从叠层方向看，朝着连接通孔导体的部位阶段地或连续地变窄。

19.根据权利要求1所述的带通滤波器，其特征在于，

在从所述N段的各共振器中选出的任意2段共振器之间，附加有电容或电感。

20.根据权利要求19所述的带通滤波器，其特征在于，

接近于所述N段的各共振器中的任意的1段共振器的上侧或下侧来设置第四导体，接近于与所述任意的1段共振器不同的共振器的上侧或下侧来设置第五导体，并设置连接所述第四导体与所述第五导体的通孔导体。

21.根据权利要求20所述的带通滤波器，其特征在于，

在所述第四导体或所述第五导体与所述输入部或所述输出部之间，至少设置1段共振器，从所述输入部和所述输出部看，所述第四导体和所述第五导体被该共振器覆盖。

22.根据权利要求20所述的带通滤波器，其特征在于，

所述第四导体和所述第五导体形成为，从叠层方向看，朝着连接通孔导体的部位阶段地或连续地变窄。

23.根据权利要求1所述的带通滤波器，其特征在于，

由所述N段的共振器构成的叠层结构，横着构成2列，

构成各列的共振器的叠层数相同，

与所述输入部耦合的共振器和与所述输出部耦合的共振器，配置在各列的最上面，

用于将最下面的共振器彼此耦合的耦合导体，被跨2列配置。

24.一种高频模块，具有权利要求1所述的带通滤波器。

25.一种无线通信机器，使用权利要求1所述的带通滤波器。

26.一种无线通信机器，使用权利要求24所述的高频模块。

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