CN1836395B - 无线接收机中的时空均衡 - Google Patents

Abstract

一种在多个天线处接收信号的无线接收机，并且所组合成的信号可补偿信道失真。在另外的方面，无线接收机包括被应用于增白匹配滤波器的输出的最小距离接收机，该接收机使用一个或多个天线将信道匹配滤波和增白过程组合起来。

Description

无线接收机中的时空均衡

技术领域

本发明涉及无线网络，尤其涉及无线接收机中的时空均衡。

背景技术

无线网络已经是越来越流行，因为可以在无需网络节点间的有线连接的情况下连接计算机和其它设备来进行数据通信。一组用于无线网络的标准是IEEE802.11标准，但也可以使用其它无线标准或协议来代替。因为无线网络被期望用于不利的条件下，比如存在反射、干扰、接收机/发射机的移动等，所以需要更多努力来通过无线信道正确地发送并接收数据。

无线网络中的典型节点(在各种标准中被称为“站点”)包括接收链路和发送链路。发送链路通常包括数字处理和模拟、RF电路，该电路使信号要被发送到无线信道中。接收链路通常包括一个或多个天线、RF和模拟电路、以及数字处理，该数字处理寻求输出一种数据流，它被用来表示发送电路作为其输入而接收并将其发送到无线网络中的内容。在某些情况下，接收机使用多个天线以改善来自发送电路的信号的接收状况。

因为上述所期望的条件，接收电路包括各种组件，它们被设计成确保可以在很大程度上正确地恢复信号。若干中技术已经应用于恢复信号。

一种技术是最小距离接收机(MDR)的使用。MDR使用信道响应的估计以及关于所有对可能被发送的信号的认识。

在将信道响应应用于那些可能被发送的信号之后，MDR将接收到的信号与每个可能被发送的信号进行比较。如果某些MDR具有将可能被发送的信号中明显不可能的那些信号忽略掉的办法，则它们可以不检查每一个可能被发送的信号，但是通常搜索的复杂性与可能被发送的信号的数量有关。最小距离接收机的名称源自这样一个想法，即在接收到的信号与经信道响应调节过的可能被发送的信号之间可以计算出“距离”，比如欧几里得距离。导致最小距离的可能被发送的信号被判断为已被发送的。已经示出，最小距离接收机(MDR)在当高斯噪声存在时可实现最低的出错可能性，高斯噪声是一种广为接受的噪声模型。

在无线系统正常工作的过程中，多个符号是通过无线信道接连发送的。信道失真使符号的时间范围增大，所以一个符号的能量溢出到用于另一个符号的时间窗中，从而使多个符号拖尾到一起。该效应被称为符号间的干扰(ISI)。

当发送一个孤立的符号时(这样便不会发生ISI)，MDR将满足方程1的符号选作假定的被发送符号，其中r是接收到的信号，C是信道响应，{s_k}是可能被发送的符号的集合。

$\underset{k}{\min }{\left|\right|r-C{s}_k\left|\right|}^2$ (方程1)

当然，符号通常并不是以孤立的形式来发送的。通常是接连发送多个符号，这在本文中被称为“序列”。无线系统中典型的序列可以是根据无线信道所用协议来构成分组的那些符号的全集，但是序列不需要是整个分组或单个分组。使用多个符号时，可预计会发生符号间的干扰。不过，序列边界通常使得MDR可以假定没有序列间的干扰并且MDR可以对该序列进行操作。

由此，在ISI存在的地方，MDR在一个序列上进行工作，而不能够在忽略所有其它符号的同时处理单个符号。这意味着以孤立方式对待各符号可能是不够的，而是MDR需要确定在所有可能的序列中哪个序列是已发送的。为了这样做，MDR查找满足只与单个符号是相关的这种情形的相似条件的符号序列。方程2示出了这种条件的一个示例，其中r是接收到的信号，h是信道响应，{p_k}是所有可能的序列的集合。

$\underset{p_k}{\min }{\left|\right|r-h*P_k\left|\right|}^2$ (方程2)

如方程2所示，可以预计，MDR的复杂性会随序列长度按指数级增长。假定接收机在时间、计算功率和功耗方面的约束是比较适合的，即便是用于实现MDR的有效方法，比如使用Viterbi算法，其结果可能也是太复杂而无法实现。

在许多调制方案中，输入数据映射到包括多个信号样本的符号。这样的示例有分组码，特别是还有补码键控(CCK)码和Barker码。例如，CCK符号包括八个正交相移键控(QPSK)编码“切片(chip)”。信道失真可能会使一个符号内的切片之间的边界发生拖尾现象。这种后面的效应被称为切片间的干扰(ICI)。

MDR可以对符号进行操作以补偿ICI，但从可能被发送的符号中选择可使一组接收到的样本(例如，切片)之间的距离最小化的那个符号需考虑因该符号而估计的信道响应。这种MDR被称为逐个符号的最小距离接收机(SbSMDR)。对于许多符号序列而言，SbS MDR比MDR更容易实现对所有可能的序列进行比较的操作过程，不过，尽管SbS MDR补偿了符号内的拖尾现象，但它忽略了符号间的干扰(ISI)。

另一个用于IS补偿的技术是决定反馈均衡器(DFE)。使用DFE时，正在被检测的电流符号的确定过程考虑到了检测前面的符号的结果。实际上，一旦假定前面的符号是什么样子，就针对那些前面检测到的符号计算出假定的干扰，并且在电流符号的符号确认之前先从表示电流符号的所接收到的信号中减去该假定的干扰。一旦减去干扰的贡献，便逐个符号地将剩余的部分用作最小距离计算的基础。

当正在为电流符号做决定时，来自尚未被确定的干扰符号的能量被称为光标前的ISI能量(那些未确定的符号是在光标“之后”，该光标用于“指向”正在被确定的电流符号)。由于DFE依赖于前面的符号的确定，那么它能够很好地从电流符号中除去来自前面符号的ISI，但无法除去来自光标前的符号的能量，因为那些符号还不知道。

由此，如果大多数ISI来自前面的符号，则DFE除去大多数ISI。ISI是否主要来自前面的符号取决于哪些样本被用来作出符号决定。对于有限范围信道而言，总有样本包含很少来自给定符号的ISI。通常，这些样本也可以包含很少的来自电流符号的能量，所以这呈现出一种权衡，即就用于电流符号确定过程的信噪比(SNR)而言，用来使后来的符号的ISI最小化的那组信号样本可能不是最佳的信号样本组。这可能是因为该信号样本组只具有贡献于该当前符号的少量能量。

当光标前的ISI能量较低时，DFE工作的最好。一种处理ISI的方法是使用被应用于信道匹配滤波器的输出的SbS MDR和DFE。相对于逐个序列地工作的MDR而言，这种组合使复杂性显著减小，不过，通常它无法提供用于电流符号的最高SNR和最低量的光标前ISI能量。

在不利的条件下，可能需要另外的改进。

发明内容

在根据本发明的无线接收机的一个实施例中，信号是在多个天线处接收的，并且组合的信号可补偿信道失真。在根据本发明的无线接收机的实施例的另外方面，无线接收机包括被应用于增白匹配滤波器的输出的最小距离接收机，该接收机使用一个或多个天线来组合信道匹配滤波和增白过程。

参照本说明书的其它部分和附图，可以更进一步地理解本文所揭示的本发明的本质和优点。

附图说明

图1是可能使用本发明的简单无线网络的方框图。

图2是示出了图1所示的无线网络的一个基本的服务站与一个访问点站之间的连接过程的方框图。

图3是站点硬件的接收部分的一般性方框图，可用在图2所示硬件中并带有根据本发明实施例的改进；图3A示出了单个天线接收机，图3B示出了多个天线接收机。

图4是包括增白匹配滤波器(WMF)和逐个符号的最小距离接收机(SbSMDR)的接收部分的方框图。

图5是包括增白匹配滤波器(WMF)和SbS MDR的带有多个天线的接收部分的方框图。

图6是包括增白匹配滤波器(WMF)、SbS MDR和反馈滤波器的带有多个天线的接收部分的方框图。

图7是示出了信道匹配滤波器和增白滤波器的一个组合的方框图。

图8是示出了信道匹配滤波器在加法器之前、增白滤波器在加法器之后的另一种组合的方框图。

图9是SbS MDR的一种实现方式的方框图。

图10是接收部分的方框图，它包括用于组合匹配滤波器和WMF的第一组合滤波器和用于组合匹配滤波器和反馈滤波器的第二组合滤波器。

图11是接收部分的方框图，它包括独有的信道匹配滤波器、用于组合匹配滤波器和增白滤波器的第一组合滤波器以及用于组合匹配滤波器和反馈滤波器的第二组合滤波器。

图12是多天线的接收部分的方框图，它包括均方误差均衡器、补码键控(CCK)相关器以及限幅器。

图13是多天线接收部分的方框图，它包括均方误差均衡器、CCK相关器、限幅器和反馈滤波器。

图14是用于Barker解调器的SbS MDR的方框图，它包括Barker相关器和Barker限幅器。

图15是用于CCK解调器的SbS MDR的方框图，它包括CCK相关器和CCK限幅器。

具体实施方式

图1示出了可以使用本发明的简单的无线网络。如图1所示，无线网络10包括多个站点12，其中各站点12能够与无线网络10中的至少一个其它站点12进行通信。在特定的实现方式中，无线网络10是局域无线网络，可用于楼宇、学校、交通工具或相似的环境中。在特定的实施例中，将无线网络10设计成符合IEEE 802.11标准中的一个或多个。不过，应该理解，其它标准或非标准网络可以替代，以解决与802.11环境中所解决的那些类似的问题。

如图所示，某些站点连接到客户设备14，而另外的站点连接到访问点16，访问点16通过接口连接到分布系统，比如有线的局域网(LAN)连接。例如，站点12(1)连接到客户设备14(1)，而站点12(3)连接到访问点16。图1旨在使无线网络的图简单化和一般化。干扰信号发生器没有示出，但假定它是存在的。

客户设备14的示例包括膝上型电脑、个人数字助理(PDA)、或任何其它便携或半便携的需要与其它设备进行通信的电子设备，此处无法获得或不容易提供到网络或其它设备的有线连接。访问点16将其各个站点连接到分布系统。这种分布系统的示例包括互联网、局域网(LAN)或到TCP/IP分组网或其它分组网或网络的公共或私人连接。

在典型的操作过程中，多个站点设备都配备有用来实现站点12功能的电路和/或软件，并且在无线网络10中提供了一个或多个网络访问点以便提供在这种站点设备与连接了有线网络接口的网络之间的访问。耦合到有线网络接口的站点被称为“访问点”。使用这种系统的一个示例是，将楼宇内的计算机连接到网络而无需将网线连接到各计算机。在该示例中，该楼宇应配备固定的耦合到网络上的访问点，这些访问点位于耦合到网络中的各站点的无线网卡的无线通信范围之内。

图2更为详细地示出了一个设备与一个网络连接之间的耦合过程。如图所示，客户设备14耦合到客户站硬件20的设备I/O部分。客户站硬件20包括发送部分和接收部分，各自耦合到设备I/O部分。发送部分通过无线信道21将信号发送到访问点硬件22的接收部分。接收部分耦合到网络I/O部分，从而提供了从客户设备14到分布系统28(比如，局域网)的数据通信通道。通过访问点硬件22的网络I/O部分、访问点硬件22的发送部分、客户站硬件20的接收部分以及客户站硬件20的设备I/O部分，也提供了从分布系统28到客户设备14的通路。无线信道21的特征取决于许多因素，比如客户站硬件20和访问点硬件22以及中间物体(比如，墙壁、楼宇和自然障碍物)的位置，以及其它设备和发射机及接收机和信号反射表面的影响。这些站点可以由专用硬件、运行站点代码的通用处理器或其组合来实现。

通常，客户站硬件20可以集成到客户设备14中。例如，当客户设备14是膝上型电脑时，客户站硬件20可以是另外的PCMCIA卡，该卡可插入膝上型电脑的PCMCIA槽。通常，访问点硬件22是作为有线网络接口设备的一部分来实现的，该有线网络接口设备只用来将有线网络耦合到无线网络。尽管这是典型的实现方式，但是应该理解，此处没有什么内容会防碍图2的整体对称性，即客户站硬件20和访问点硬件22是几乎完全相同的硬件设备的实例，不过在许多情况下，访问点将是固定的，而不作为访问点的站点是便携的或移动的设备，此处功率使用、成本、重量和/或大小都要考虑。

下文是接收部分的详细描述。图3示出了接收部分的组件。图3A示出了带有单个接收天线的接收机30，而图3B示出了带有多个接收天线的接收机40。

所示的接收机30包括RF部分32，RF部分32接收来自天线的信号并将基带数字信号36提供给数字信号处理(DSP)部分34，数字信号处理(DSP)部分34输出(数据输出38)接收机的关于被发送的数据的最佳估计，这些被发送的数据产生接收到的信号。在其它变化中，在DSP部分34的输入处将基带信号数字化。

所示的接收机40包括多个RF部分42，RF部分42接收来自其各个天线的信号并将基带信号提供给单个天线处理部分44，然后单个天线处理部分44通常以数字形式将其输出提供给多个天线的处理部分46，多个天线的处理部分46将多个天线上的信息组合起来构成数据输出48，该数据输出48是接收机的关于产生该接收到信号的被发送的数据的最佳估计。部分46可以包括数字信号处理指令，用于实现补码键控(CCK)和/或Barker解调处理。如果由数字信号处理过程来实现，则单个天线处理部分44和多个天线的处理部分46可能会由运行于一个处理器上的代码来实现，但是此处多个处理单元或处理器可使用，某些并行处理也可以发生。例如，一个或多个部分44(但少于全部)可以运行于一个处理器上，同时其它处理器处理其它部分。

此处没有进行全面描述的接收机元件的其它细节在下列专利中有所示出：发明人为Kopmeiners等(下文中被称为“Kopmeiners”)、公开号为US2002/0094041A1的美国专利申请，和美国专利号___________[2002年2月5日提交申请、题为“带有矢量解码的多天线无线接收机链路”并且申请号为10/068,360的美国专利申请]，它们被包括在此以作参考。应该理解，本发明并不限于本文或其他处所示的特定的接收机实现方式。

在本文中，有多个对象实例并且实例的数目不是关键的，这些实例从“1”排到“n”，应该理解“n”的值使用在不同地方时不必是完全一样的，而是可以随示例的不同而有所变化。也应该理解，本文中没有什么内容要求所有这些实例都必须使用。例如，图3B所示的接收机可以设计成具有10个天线，但只使用其中的7个。这一点可能出于节省功率的目的，因为当信号足够清晰时没必要全部使用，或因为在未使用的天线上信号电平太低以至于无法对检测过程提供贡献。由此，“n”在不同的环境中可以有不同的值，在上述示例中，如果所有天线全部计算在内，则n＝10，而如果只计算激活的天线，则n＝7。通常，对于多天线接收机而言，n＞1，但有可能在某些条件下，n＝1(即，n个天线中只激活了一个)，即使伴随而来的是信息的损失。天线的数目可以是从1到20，或多于20。

应该理解，在本文中，图中所示的线路可以是数字信号线路，用于一次传输复数量的时间序列。还应该进一步理解，像加法器这样的算符对象可以是复数加法器。在其它情况下，所传输的信号可以是模拟信号、控制信号、或一个或多个值的流。

带有时空均衡器的接收机实现方式的概述

下面的内容描述了多个接收天线的使用，可减轻由无线信道的频率选择性所引起的失真，但所描述的诸多方面也可以用于单个接收天线的接收机。在许多示例中，使用Barker和CCK调制来调制信号，因为它们是目前的无线系统中所广为使用的调制，不过，应该理解，本发明的原理可应用于其它现存的及以后开发出的调制方案，除非另行说明。

与单个接收天线系统相比，将多个接收天线应用于带有适当信号处理的Barker/CCK接收机便可使对频率选择性信道失真的抵抗能力增强。这一点的简单示例便是，当用一列信道匹配滤波器处理接收天线并将结果组合起来时所发生的有效延迟扩展会有所减小。组合的信道/信道匹配滤波器的响应一致性地组合起来用于该峰值相关值，并且破坏性地远离该峰值。在组合过程中，信道一侧的波瓣减小了，信道实际上更缩减了。通过充当前-端(用来减小扩展到接收机的余下中的延迟)角色，这种简单的方案可以用来增强单个天线信号处理方案的性能。

在根据本发明的实施例的改进型接收机中，在接收机链路中，提供了增白匹配滤波器，它位于SbS MDR之前，如图4所示。如图所示，信号可以由天线60接收，并且可能通过RF电路和/或模数(A/D)转换器(未示出)将其提供给增白匹配滤波器(WMF)62。WMF 62的输出被提供给SbS MDR 64，然后SbS MDR 64输出接收到的数据。可以像本文所描述的那样来修改的MDR示例是在Kopmeiners中示出的MDR和变体。

因为SbS MDR 64对符号进行操作，所以它确定在单个符号上计算的最小距离，比如包括一个CCK符号的一组CCK切片收集物。应该注意到，当在此处用作讲授时，SbS MDR比MDR在实现方式方面更为有效，该MDR对符号的分组或序列进行操作。没有ISI时，在SbS MDR与完全MDR之间，性能将是相同的，但是通常分组将包括快速连续发生的多个符号。

通过使用WMF，光标前的ISI被补偿，DFE补偿了光标后的ISI并且SbSMDR处理ICI(在CCK切片、Barker切片上等)，因为在除去ISI从而产生完全MDR的益处之后，SbS MDR逐个符号地应用于接收到的样本，但是复杂性少了许多。由此，WMF/DFE组合补偿了ISI，所以到SbS MDR的输入应该免受ISI，但可能含有ICI。当作出符号决定时，SbS MDR会考虑ICI。

所用的编码可以是用于802.11信号发送的Barker编码或CCK编码，或取决于所用信号发送协议的其它编码。不过，在通常的情况下，Barker编码相对于CCK编码而言已足够坚固，可能不需要多个天线、SbS MDR和WMF来实现足够的性能。

图5示出了相似的具有多个天线的改进型接收机。如图所示，多个信号可以由天线70(1)…70(n)来接收，并被提供给增白匹配滤波器(WMF)72，增白匹配滤波器(WMF)72将来自多个天线的贡献组合起来。WMF 72的输出被提供给SbS MDR 74，然后输出接收到的数据。WMF 72的输出可以是一个信号，或每个激活的天线处一个信号，或每个天线处一个信号。图8示出了带有单个信号输出的WMF 72的示例实现方式，其中，应用了信道匹配滤波器，组合各信道并接着应用增白滤波器，此处使用组合信道响应来构建增白滤波器。

图6示出了与图5相似的具有多个天线的改进型接收机，它还包括反馈。在该接收机中，多个信号可以由天线80(1)…80(n)来接收，并被提供给增白匹配滤波器(WMF)81，增白匹配滤波器(WMF)81组合来自多个天线的贡献。该接收机也包括SbS MDR 82和反馈滤波器83。通过加法器84将反馈滤波器83的输出和WMF 81的输出组合起来。加法器84的输出构成到SbS MDR 82的输入，SbS MDR 82在其一个多个输出处提供用来构成所检测的数据流的信号以及到反馈滤波器83的输入。在SbS MDR 82中，反馈滤波器83与决定块(比如，未示出的限幅器)一起实现决定反馈均衡器(DFE)。

应该注意到，尽管加法器84是作为分立的块示出的，但其它组合输出的方法可以作为替代而使用。在特别的实施例中，加法器84是复数加法器，用来加信号。当然，在普通的实现方式中，许多功能块都是由数字信号处理代码和/或硬件逻辑来实现的。在这种实现方式中，加法器84可能由单个“加”指令来完全实现。

图7是图5所示的增白匹配滤波器(WMF)72的一个实现方式的详细方框图，用于单个天线接收机。WMF72组合信道匹配滤波器(CMF)76和增白滤波器(WF)78。在当滤波器是作为用硬连线逻辑或数字信号处理器代码的指令而实现的实施例中，CMF 76和WF78的功能可能是集成的，使得它们不是分立的对象。CMF 76可以作为H^*(1/z^*)来实现，此处H(z)是信道的z变换。WF 78可以被实现以便执行方程4所示的滤波函数。

图8是作为图7配对的更为详细的方框图，但是其中考虑到了多个天线。WMF 81包括多个信道匹配滤波器86，其输出由加法器87来组合，加法器87将其求和输出作为输入提供给增白滤波器(WF)88。WF 88可能与WF 78完全一样，但它也可能是不同的。例如，在较佳实施例中，WF88被设计成是组合信道响应的最大相谱因子的倒数。在当滤波器是作为用硬连线逻辑或数字信号处理器代码的指令而实现的实施例中，滤波器86、加法器87和滤波器88的功能可以是集成的，使得它们不是分立的对象。

通过将反馈应用于WMF的输出而不是信道的输出，检测被改进了。WMF的输出是作为“最小相”的信号，它是这样一种性质，可确保在检测符号的过程中所用的、使SNR最大化的样本只具有来自前面符号的拖尾，即很少或没有光标前的能量。

应用于信道匹配滤波器的输出的SbS MDR和DFE并不提供最高的SNR和最低量的光标前的ISI能量(即，由在所考虑的样本之后被发送的样本所贡献的ISI能量)。SbS MDR与被应用于增白匹配滤波器的输出的决定反馈均衡器的组合可在使SNR最大和使光标前失真最小之间提供最佳的折衷。WMF的输出的“最小相”属性是这样一种属性，它平方地处理上述折衷。这可由下面的方程来说明。

其中H(z)表示在适度条件下(比如，Paley-Wiener标准)的信道的z变换，信道的谱可以如方程3所示分解因子，使得分量G(z)所有的极点和零点都在单位周期之内。

$S_H\left(z\right)=A_H^{2}G\left(z\right)G*(1/z*)$ (方程3)

其极点和零点都在单位周期内的线性系统是“最小相”。通过将信道匹配滤波器应用于接收信号，信道和信道匹配滤波器的组合响应将具有由方程3中的S_H(z)给出的z变换。然后，通过将具有方程4所示的z变换的滤波器应用于匹配滤波器的输出，所得的信号将是最小相。

$\frac{1}{A_H^{2}G*(1/z*)}$ (方程4)

DFE从最小相信号中获益，因为信号具有想要的属性。例如，某些样本被用在检测符号的过程中，使SNR最大化的样本选择过程是这样一种样本选择过程，可预计所产生的任何拖尾将仅仅来自前面的符号，这正是DFE试图抵消的。在符号等级而非切片等级上，应用增白匹配滤波器和DFE可改进性能。

具有方程4所示的z变换的滤波器被称为增白滤波器。此处，信道匹配滤波器和增白滤波器的组合响应被称为增白匹配滤波器。

实现方式的变化

基本的实现方式

在下文描述的关于DFE和WMF的基本实现方式中，增白匹配滤波器和数据决定都应用于单个切片。对于Barker调制的信号和CCK调制的信号而言，可在切片组(即符号)上作出数据决定，并且将切片组作为一个整体来考虑而非尝试以孤立的方式在各切片上决定是有许多好处的。

例如，考虑CCK调制。CCK符号包括八个切片。如果接收机在切片等级上很难作出决定，则它将失去从CCK调制中得到的处理利益。为了保持该利益，通常在检测之前，来自符号的全部八个切片需要被处理。考虑增白匹配滤波器的输出。使用被收集到8个样本的组中的输出时，结果是很多可能的符号用于让SbS MDR从中选择。

SbS MDR尝试最小化距离值D，用于各收集物、根据方程(比如方程5)的接收样本的r _k，其中s _l表示可能的发送符号之一，G_k表示矩阵，其行对应于信道的最小相谱因子的脉冲响应，求和是在所有可能发送符号之上进行的。

${D=\left|\right|{\underset{-}{r}}_k-\underset{1\≤k}{\mathrm{\Σ}}{G}_{k-1}{\underset{-}{s}}_1\left|\right|}^2$ (方程5)

通过假定增白匹配滤波器的输出处所呈现的任何ISI只是由前面的符号来贡献的，便可以减小计算劳动强度。方程5便可以写成方程6所示的样子。

$D={\left|\right|{\underset{-}{r}}_k-G_1{\underset{-}{s}}_{k-1}-G_0\underset{-}{s_k}\left|\right|}^2$ (方程6)

当DFE在适当的位置处时，来自前面的符号的干扰G₁ s _k-1被除去，留下简化的方程7。

$D=\left|\right|{{\underset{-}{r}}_k-G_0\underset{-}{s_k}\left|\right|}^2$ (方程7)

方程7是SbS MDR的数学表达式。来自方程7的最小化的D等价于查找可使方程8中的M最大化的符号s，其中s ^T和G₀ ^T分别是S和G₀的共轭转置。

$M=\mathrm{Re}\left\{{\underset{-}{s}}^T{G}_0^T{\underset{-}{r}}_k\right\}-\frac{1}{2}{\left|\right|G_0\underset{-}{s}\left|\right|}^2$ (方程8)

这可以作为附加的匹配滤波器和CCK相关器来实现，所带有的校正在限幅之前被应用于相关器。图9示出了SbS MDR的这种实现方式的示例。

图9更为详细地示出了SbS MDR 90的一个示例(例如，像图6中的SbSMDR 82)，它包括SbS MDR匹配滤波器(SMMF)92和芯91，芯91包括相关器94、加法器95、校正权重96和限幅器98。SMMF 92使SbS MDR 90与信道和WMF(此处未示出，例如图6中的WMF 81)的组合响应相匹配。

从加法器(未示出，比如图6中的加法器84)到SbSMDR 90的输入被提供给SMMF 92，其输出提供给相关器94。由加法器95将相关器94的输出与校正权重96相加，加法器95将其结果提供给限幅器98。由此，在限幅之前，校正被施加到相关器94的输出。校正权重对应于从信道离开的输出处的符号中的能量，在限幅之前较佳地从相关器中减去该校正权重。一种在下文中加以描述的用于确定合适的校正权重的实现方式包括方程21-22中的一个示例。

根据所使用的代码，相关器94可以是CCK相关器或Barker相关器或其它相关器。SMMF 92可以与WMF和反馈滤波器组合起来以减小该实现方式的整体复杂性。图10示出了这样的一个示例。

如图10所示，滤波器100是WMF和SMMF的组合，SMMF也与反馈滤波器组合起来以构成组合的滤波器104。在一个实现方式中，，滤波器100是如图9所示并在上文中描述过的SMMF92与结合图7在上文中描述过的WMF81的组合产物。在一个实施例中，滤波器104是SMMF 92与参照图6在上文中描述过的反馈滤波器83的组合产物。

除了实现方式以外，SbS MDR匹配滤波器与增白滤波器的组合在概念上也是有趣的。矩阵G₀ ^T表示信道的最大相谱因子的截断版本。增白滤波器的转移函数是信道的最大相谱因子的倒数，所以将G₀ ^T应用于增白滤波器的输出会在组合响应中引起取消。该取消相对于符号中的切片是圆周固定的(cyclo-stationary)。即，用于符号中的第一切片的组合响应将几乎相同。用于符号中的最后一个切片的组合响应将几乎是增白滤波器的响应。这产生了一个效应，其中增白滤波器正在除去ISI，而非ICI。

这种方法确实需要对符号中后面的切片给予比前面的切片更多的处理。不过，因为DFE要求对符号中前面的切片进行更多处理并且对符号中后面的切片进行较少的处理，那么处理的总量可以为整体所共享，即便在加载时。图11示出了利用这一优点的滤波器功能的配置。

如图11所示，CMF 110接收来自天线的输入并将结果提供给组合滤波器112，组合滤波器112将匹配滤波器(比如图9中的SMMF 92)与增白滤波器(比如图7中的WF 78)组合起来。组合滤波器112的结果被加到反馈滤波器104的输出，像之前描述的那样。反馈滤波器104也包括匹配滤波器。

如果这样实现CMF 110使得它比信道缩减，则作为组合滤波器112一部分的SMMF将不包括信道的最大相谱因子。如果CMF 110不是这样实现的，则它仍然工作，但滤波器系数的计算是更为复杂的操作过程。

示例

对于给定的信道，现在将参照各种图来描述示例的实现方式。从该示例中，用于最小距离DFE接收机的前馈和反馈匹配滤波器(图11中的元件112和104)的滤波器系数是从给定的信道特征中确定的。考虑方程9所示的带有z变换的信道。信道匹配滤波器用于方程10所示的信道。

H(z)＝1+.5z^-1    (方程9)

H^*(1/z^*)＝.5z+1＝z(.5+z^-1)    (方程10)

为了计算增白滤波器，可能要使用Levinson递归，但也可以使用其它方法。方程11示出了信道响应的自动校正。Levinson递归解决了方程12所示的系统，用于正向的预测误差系数{a_j}。

R(k)＝1.25，.5，0，0，...    (方程11)

(方程12)

正向预测误差滤波器(在图示构建滤波器的过程中的中间步骤)，对应于滤波器，带有响应：

$\frac{1}{G\left(z\right)}.$ (方程13)

带有由正向预测误差系数的共轭时间反转所给出的系数的滤波器具有响应：

$\frac{1}{G*(1/z^{*})}.$ (方程14)

通过将Levinson递归应用于信道响应的自动校正并采用该系数的共轭时间反转，该结果是高达一个比例因子的增白滤波器。该比例因子A_H ²对应于均方预测误差，并可从Levinson递归中获得。Levinson递归递归地向增白滤波器产生越来越好的近似值。

例如，假定增白滤波器是6分支的FIR滤波器。Levinson算法的前5个叠代给出：

b₁(z)＝1-.4z^-1

b₂(z)＝1-.48z^-1+.19z^-2

b₃(z)＝1-.49z^-1+.24z^-2-.09z^-3

b₄(z)＝1-.5z^-1+.25z^-2-.12z^-3+.05z^-4

b₅(z)＝1-.5z^-1+.25z^-2-.12z^-3+.06z^-4-.02z^-5

此处， $A_H^2=1.$ 在这种情况下，w(z)＝-.03+.06z^-1-.12z^-2+.25z^-3-.5z^-4+z^-5将被用作增白滤波器。

现在考虑图11中的元件104的反馈滤波器部分和SMMF。两个滤波器的系数都是从信道响应的最大相谱因子中获得的。最大相谱因子的系数{g_i}可以通过方程15所示的关系从预测误差滤波器系数中获得。

b(z)g(z)＝1    (方程15)

由此，

b₀g₀＝1g₀＝1

b₁g₀+b₀g₁＝0g₁＝-b₁

g₁＝.5

b₂g₀+b₁g₁+b₀g₂＝0g₂＝-b₂-b₁g₁

g₂＝0

b₃g₀+b₂g₁+b₁g₂+b₀g₃＝0g₃＝-b₃-b₂g₁-b₁g₂ g₃＝0

等等……

注意到，在本示例中，信道自动校正的最小相谱因子是信道响应。最大相谱因子是通过使最小相谱因子的系数共轭并时间反转来获取的。

方程16和17中分别示出的矩阵G₀和G₁表示卷积矩阵的部分，所带有的系数是由操作的最小相谱因子、当前的和前面的符号所分别给出的。

$G_0=\left(\begin{array}{cccccccc}1& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ .5& 1& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& .5& 1& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& .5& 1& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& .5& 1& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& .5& 1& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& .5& 1& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& .5& 1\end{array}\right)$ (方程16)

$G_1=\left(\begin{array}{cccccccc}0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& .5\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0\end{array}\right)$ (方程17)

方程18中所示的矩阵G₀ ^T对应于附加的匹配滤波器的操作过程。

$G_0^T=\left(\begin{array}{cccccccc}1& .5& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 1& .5& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 1& .5& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 1& .5& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 1& .5& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 1& .5& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& 1& .5\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 1\end{array}\right)$ (方程18)

现在考虑在其中反馈系数G_l与附加的匹配滤波器已经组合起来的实现方式。组合的反馈滤波器是由G₀ ^TG₁给出的，并且对于这些组的值而言 $G_0^T{G}_1=G_1.$

反馈滤波器如下述那样工作。当处理符号的第一切片时，它将前面的符号的最后的切片的值减去0.5。通常，反馈结构将是更为复杂的。

现在考虑附加的匹配滤波器和增白滤波器的组合响应。构成卷积矩阵W(其行是由增白滤波器的响应给出的)可导致方程19所示的矩阵和由方程20给出的组合响应。

(方程19)

(方程20)

组合的附加匹配滤波器和增白滤波器按下述来操作。对于符号的前7个切片而言，匹配滤波器的输出在不加改变的情况下通过。对于该符号的最后一个切片而言，使用增白匹配滤波器的输出。

DFE的输出馈入CCK相关器。在做出符号决定之前，校正权重被应用于相关器的输出。这些权重对应于相关器输入处的各符号的能量。对于各符号s_k而言，计算‖G₀s_k‖²。考虑11Mbps(每秒兆比特)CCK符号s＝{1，1，1，-1，1，1，-1，1}。

$G_{0}s=\left(\begin{array}{c}1\\ 1.5\\ 1.5\\ -.5\\ .5\\ 1.5\\ -.5\\ .5\end{array}\right)$ (方程21)

‖G₀s‖²＝1+2.25+2.25+.25+.25+2.25+.25+.25＝8.75(方程22)

为各符号计算相似的权重。在限幅之前，从相关器输出中减去相应的值。

图12是多个天线接收部分的方框图，它包括多个信道匹配滤波器120、加法器122、均方误差(MSE)均衡器124、补码键控(CCK)相关器126和限幅器128。相似的部分可用于Barker代码。

图13是图12的多个天线接收部分的变体的方框图。此处，加法器129插放在MSE均衡器124和CCK相关器126之间以添加进反馈滤波器130的一个输出。

图14是用于Barker解调器的SbS MDR的方框图，它包括Barker相关器和Barker限幅器。用于Barker相关器的校正权重的数目可以是四个或其它数目。

图15是用于CCK解调器的SbS MDR的方框图，它包括CCK相关器和CCK限幅器。

现在已经描述了本发明的实施例和一些变体。若干实施例可以用于单个接收天线或多个接收天线。如上所述，用于抵抗因频率选择性信道而产生的失真的多个接收天线的使用可使有效的延迟扩展缩短并减小ISI。

用来将增白滤波器和附加匹配组合成一个滤波器的组合滤波器导致滤波器系数的有效的计算过程以及滤波操作过程的有效实现过程。在某些实施例中，对于另外的效率利益而言，附加匹配滤波器是增白滤波器的反面的截断版本。

通过将这些滤波器组合成一个滤波器，取消过程将发生，使得组合的滤波器补偿了符号间的干扰(ISI)，而非切片间的干扰(ICI)。这种取消过程导致实现过程只需要更少的操作。增白滤波器和附加匹配滤波器的系数之间有一个关系(参看方程1 5)，附加匹配滤波器允许来自其它的一组系数的简单计算。

通过使信道匹配滤波器(CMF)从前馈和反馈均衡中分离，接收机的整体复杂性减小了。在使用多个天线的地方，CMF接受多个接收信道并在其输出之一处提供单个组合响应。前馈和反馈均衡器使组合信道响应均衡。如果接收机试图单独使各接收链路均衡，则与之相比，上述这种处理的分离过程要求更少的计算。另外，设计也更为灵活，因为设计的均衡/检测部分对于任何数目的接收链路而言都是有效的。

上面的描述是示例性的而非限制性的。对于参阅过本文的那些本领域技术人员而言，本发明的许多变化将是明显的。因此，不应该参照上面的描述而确定本发明的范围，而应该参照所附的权利要求书以及其等价方案的全部范围来确定本发明的范围。

Claims (12)

1.一种用于通过无线信道来接收数据的无线接收机，它包括：

多个天线，这些天线具有信号分集，使得在所述多个天线中的每一个处从所述无线信道中接收到的内容是不相同的；

数字信号处理逻辑器件，用于处理由所述多个天线接收到的信号，其中所述信号是Barker调制信号和补码键控信号中的一个或多个；

在所述数字信号处理逻辑器件中的解调逻辑器件，用来解调来自所述多个天线中的两个或多个天线的一组信号，所述解调逻辑器件包括与所述一组信号的解调相对应的Barker相关器和补码键控相关器中的一个或多个；

在所述数字信号处理逻辑器件中的失真补偿，用来处理所接收到的所述一组信号中的至少一部分以便补偿信道失真，所接收到的所述一组信号中的至少一部分包括来自所述多个天线中至少两个的信号的一些部分；以及

增白匹配滤波器，用来接收一个或多个由所述多个天线接收到的信号并输出若干经滤波过的信号，其中所述增白匹配滤波器根据信道匹配滤波器和增白滤波器对所述信号中的一个或多个进行操作。

2.如权利要求1所述的无线接收机，其特征在于，所述解调逻辑器件包括含Barker相关器和Barker限幅器在内的Barker解调器。

3.如权利要求1所述的无线接收机，其特征在于，所述解调逻辑器件包括含补码键控相关器和补码键控限幅器在内的补码键控解调器。

4.如权利要求1所述的无线接收机，还包括均方误差均衡器。

5.如权利要求1所述的无线接收机，还包括决定反馈均衡器。

6.如权利要求1所述的无线接收机，还包括：

反馈滤波器；以及

逐个符号的最小距离接收机，用来接收来自所述增白匹配滤波器和所述反馈滤波器的总和的若干经滤波过的数据并输出所产生的数据流。

7.如权利要求6所述的无线接收机，其特征在于，所述逐个符号的最小距离接收机包括：

逐个符号的最小距离接收机匹配滤波器，与所述增白匹配滤波器和所述无线信道的响应相匹配；

相关器；以及

限幅器。

8.如权利要求7所述的无线接收机，包括用于实现所述逐个符号的最小距离接收机匹配滤波器和所述增白滤波器的组合滤波器。

9.如权利要求7所述的无线接收机，包括用于实现所述逐个符号的最小距离接收机匹配滤波器和所述反馈滤波器的组合滤波器。

10.如权利要求7所述的无线接收机，所述无线接收机具有在限幅之前的校正。

11.如权利要求10所述的无线接收机，包括用于实现所述逐个符号的最小距离接收机匹配滤波器和所述增白滤波器的组合滤波器。

12.如权利要求10所述的无线接收机，包括用于实现所述逐个符号的最小距离接收机匹配滤波器和所述反馈滤波器的组合滤波器。

Images