JP4782678B2 - 無線受信器における時空等化 - Google Patents

Description

コンピュータと他の機器が、データ通信のために、ネットワークノード間においての有線接続の必要性を伴なわずに結合できるにつれて、無線ネットワークは、ますます普及するようになった。無線ネットワークの規格の一セットは、ＩＥＥＥ ８０２．１１規格であるが、他の無線規格またはプロトコルも、代わりに使用され得る。反射、干渉、受信器／送信器の移動の存在のような好ましくない状況において、無線ネットワークは、動作するように予測されるため、多大な努力が、無線チャネル上においてのデータの正確な送受信に必要とされる。

無線ネットワークにおける一般的なノード（基本的に「ステーション」として参照される）は、受信チェーンおよび送信チェーンを含む。通常、送信チェーンは、一部のデジタル処理、および無線チャネルへ信号を送信させるアナログ、ＲＦ回路要素を含む。一般的に受信チェーンは、１つ以上のアンテナ、ＲＦおよびアナログ回路要素、およびデジタル処理を含む。デジタル処理は、送る送信チェーンがその入力として何を受信したか、および無線ネットワーク内において何を送信したのかを表すデータストリームを出力しようとする。一部のケースにおいて、受信器は、送る送信チェーンからの信号の受信状態を改善するために複数のアンテナを用いる。

予測される状況の故、受信チェーンは、信号が正確に大部分を回復できることを保証するように設計された多様な構成要素を含む。幾つかの手法は、信号を回復するために使用されている。

1つの手法は、最短距離受信器（ＭＤＲ）の使用である。ＭＤＲは、チャネルの応答の推測および全ての送信されうる信号の知識を使う。

ＭＤＲは、（チャネル応答がそれらの送信されうる信号に適用された後に）可能な送信されうる信号の各々と受信される信号を比較する。一部のＭＤＲは、送信されうる信号の中の明らかに見込みのない信号を無視する機構を有する場合、可能な送信されうる信号の一つ一つを審査し得ないが、一般的に、検索の計算量は、送信されうる信号の数に関連する。最短距離受信器は、ユークリッド距離のような「距離」が、受信器とチャネル応答によって調節される送信されうる信号との間を計算されるという発想からその名前が付けられた。最短距離になる送信されうる信号（または、複数の信号）は、送信されたものとして判断される。最短距離受信器（「ＭＤＲ」）が、広く受け入れられているノイズモデルであるガウスモデルの存在においてエラーの最も少ない確率を達成することは明らかにされている。

無線システムの通常動作において、複数のシンボルは、無線チャネルを介して断続的に送信される。チャネルの歪みは、シンボルの時間範囲を広げさせ、そして、１つのシンボルからのエネルギーが他のシンボルのタイムウィンドに及び、それら両方のシンボルをつぶす。この効果は、シンボル間干渉（「ＩＳＩ」）として参照される。

単独の1つのシンボルが送信される（故に、ＩＳＩは発生しない）場合、ＭＤＲは、推定される送信される信号として、等式１を満たすシンボルを選択する。等式１において、ｒは受信された信号、Ｃはチャネル応答、｛ｓ_ｋ｝は送信されうるシンボルのセットである。

勿論、シンボルは、単独で一般的に送信されない。一般的に、複数のシンボルは、断続的に送信され、これより「シーケンス」と参照される。無線システムにおいての典型的なシーケンスは、その無線システムにおいて用いられたプロトコルに従うパケットを作るシンボルの完成したセットであり得るが、シーケンスは、全パケットまたは1つのパケットである必要はない。複数のシンボルの場合、シンボル間干渉が予想される。しかし、シーケンスの境界は、通常、シンボル間干渉が存在せず、ＭＤＲがシーケンスに対して動作可能であるとＭＤＲが想定する境界である。

従って、ＩＳＩが存在する場所には、他の全てのシンボルを無視して単一のシンボルを扱うのではなく、ＭＤＲは、シーケンスに対して動作する。これは、孤立する各々のシンボルを扱うことが十分でないことを意味するのではなく、ＭＤＲが、全ての可能性のあるシーケンスの中からどのシーケンスが送信されたかを決定する必要があることを意味する。そうするために、ＭＤＲは、単一のシンボルのみが関連する場合のような同様な状況を満たすシンボルのシーケンスを探す。そのような状況の例は、等式２において示される。等式２において、ｒは受信された信号、ｈはチャネル応答、｛ｐ_ｋ｝は、全ての可能性のあるシーケンスのセットである。

等式２に示されるように、ＭＤＲの計算量は、シーケンスの長さと共に飛躍的に多くなることが予測され得る。受信器の時間、計算力および電力消費に対する制限が与えられ得る中、Ｖｉｔｅｒｂｉアルゴリズムを用いるようなＭＤＲの実行の効率的なアプローチでさえも、実行するには手間がかかることが証明し得る。

多数のモジュレーションスキームにおいて、入力データは複数の信号サンプルを備える信号に変換される。この例は、ブロックコードであり、特に、相補コードキーイング（「ＣＣＫ」）コードおよびＢａｒｋｅｒコードである。例えば、ＣＣＫシンボルは、８つの直角位相シフトキーイング（「ＱＰＳＫ」）の符号化された「チップ」を備える。チャネルの歪みは、シンボル内にあるチップ間の境界をつぶし得る。この後者の効果は、チップ間干渉（「ＩＣＩ」）として参照される。

ＭＤＲは、シンボルによっての推定されるチャネル応答を考慮し、受信されるサンプル間（つまり、チップ間）の距離を最短にする送信されうるシンボルの中からシンボルを選択すること以外に、ＩＣＩを補正するためにシンボルに対して動作し得る。そのようなＭＤＲは、ここにおいて、Ｓｙｍｂｏｌ−ｂｙ−Ｓｙｍｂｏｌ Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｄｉｓｔａｎｃｅ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ（ＳｂＳ ＭＤＲ）と参照される。シンボルの多数のシーケンスにとって、ＳｂＳ ＭＤＲは、全ての可能性のあるシーケンスを比較するＭＤＲよりも、実行することが容易である。しかしながら、ＳｂＳ ＭＤＲは、シンボル内においてのつぶされ行為を補正する一方、シンボル間の干渉（ＩＳＩ）を無視する。

ＩＳ補正の他の手法は、決定フィードバックイコライザー（「ＤＦＥ」）である。ＤＦＥを用いる場合、検出された現シンボルの決定は、以前のシンボルの検出結果を考慮する。実際には、以前のシンボルがどれであるか一度推定されると、現シンボルに対してのシンボル決定以前に、推定される干渉は、それら以前検出されたシンボル用に計算され、現信号を示す受信された信号から引かれる。その干渉の貢献分が引かれると、リマインダが、シンボル毎に、最短距離計算の基底として用いられる。

現信号に対して決定がされる際、まだ決定されていないシンボルの干渉からのエネルギーは、先行する（ｐｒｅ−ｃｕｒｓｏｒ）ＩＳＩエネルギーと参照される（このような決定されていないシンボルは、決定された現信号を「指している（ｐｏｉｎｔｉｎｇ）」カーソルの「うしろ（ｂｅｈｉｎｄ）」にある）。ＤＦＥは、以前のシンボルの決定に依存する故、そのような以前のシンボルからのＩＳＩを現シンボルから除去するには良いが、まだ知られない先行するシンボルからエネルギーを除去するには適さない。

従って、大半のＩＳＩが以前のシンボルからの場合、ＤＦＥは、ほとんどのＩＳＩを除去する。ＩＳＩが、本来以前のシンボルからのものであるか否かは、シンボルの決定をするためにどのサンプルが用いられたかに依存する。有限のチャネルにおいて、所定のシンボルからのほんの少しのＩＳＩを含むサンプルはいつも存在する。一般的に、この様なサンプルは、現シンボルからの少しのエネルギーも含み得、その結果、次のシンボルからのＩＳＩを最低にする信号サンプルセットが、現シンボル決定の信号雑音比（「ＳＮＲ」）の観点において信号サンプルの最適なセットであり得ないというトレードオフを提示する。これは、現信号に貢献するエネルギーの量が少量である信号サンプルセットに起因し得る。

ＤＦＥは、先行するＩＳＩエネルギーが低い場合、一番機能する。ＩＳＩを扱う一つのアプローチは、チャネル整合フィルタの出力に適用されるＳｂＳ ＭＤＲおよびＤＦＥを使用することである。この組み合わせは、シーケンス毎に動作するＭＤＲに比べ、計算量にかなりの減少をもたらす。しかし、これは、現シンボルに対しての最高のＳＮＲおよび最低の先行するＩＳＩエネルギー量を提供しない場合がしばしばである。

追加的な改善が、不都合な状況の下において必要とされ得る。

本発明に従う無線受信器の一実施形態において、信号は、複数のアンテナにおいて受信され、組み合わされた信号はチャネルの歪みを補正される。本発明に従う無線受信器の実施形態の他の側面において、無線受信器は、白色化された整合フィルタの出力に適用される最短距離受信器を含む。白色化された整合フィルタは、１つ以上のアンテナを用いてチャネル整合フィルタリングと白色化を組み合わせる。

ここに開示される本発明の利点、および性質のさらなる理解は、残りの明細書および添付の図面の参照と共に理解され得る。

図１は、本発明を利用し得る単純な無線ネットワークを示す。図１に示すように、無線ネットワーク１０は、複数のステーション１２を備え、各ステーション１２は無線ネットワーク１０のうちの少なくとも１つの他のステーション１２と通信することができる。特定の実施において、無線ネットワーク１０は、建物、構内、乗り物または類似の環境において利用され得るローカルエリア無線ネットワークである。特定の実施形態において、無線ネットワーク１０はＩＥＥＥ ８０２．１１規格のうちの１つ以上に従うように設計されている。ただし、８０２．１１の環境において解決されるのと同様の問題を解決するために、その他の規格および規格化されていないネットワークが代用され得るという点が理解されるべきである。

図示したように、一部のステーションはクライアント機器１４と結合されており、その他のステーションは、有線のローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）接続のような配信システムへのインタフェースとなる、アクセスポイント１６へ結合されている。たとえば、ステーション１２（１）はクライアント機器１４（１）へ結合されており、ステーション１２（３）はアクセスポイント１６へ結合されている。図１は、無線ネットワークを単純化し一般化した図である。干渉信号生成器は図示していないが、存在するものと仮定する。

クライアント機器１４の例としては、ラップトップ型、個人情報端末（ＰＤＡ）、他の機器と通信する必要がある任意のその他の半携帯可能な（ｓｅｍｉ−ｐｏｒｔａｂｌｅ）または携帯可能な電子機器、あるいは、無線ネットワークや他の機器への無線接続が利用不可能であるか容易には提供されない場合、他の機器と通信する必要がある固定された電子機器が含まれる。アクセスポイント１６は、その各ステーションを配信システムへ結合する。このような配信システムの例としては、インターネット、ローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）、ＴＣＰ／ＩＰパケットネットワークへの公共または個人的な接続、あるいはその他のパケットネットワークまたはネットワークが含まれる。

一般的な動作において、複数のステーション機器は、回路網、および／またはステーション１２の機能性を実行するソフトウェアを装備しており、このようなステーション機器と、無線ネットワークインタフェースが結合されるネットワークとの間にアクセスを提供するために、１つ以上のネットワークアクセスポイントが無線ネットワーク１０内に提供される。有線のネットワークインタフェースへ結合されたステーションは、「アクセスポイント」と呼ばれる。このようなシステムの利用のほんの一例は、ネットワークの線を各コンピュータへ伸ばす必要なく建物内のコンピュータをネットワークへ接続することである。その例において、建物にはネットワークへ結合された固定のアクセスポイントが用意されており、このアクセスポイントは、ネットワークへ結合された各ステーション内の無線ネットワークカードの無線通信範囲内に存在する。

図２は、１つの機器と１つのネットワーク接続との間の結合をより詳細に示す。図に示すように、クライアント機器１４はクライアントステーションハードウェア２０の機器Ｉ／Ｏセクションへ結合されている。クライアントステーションハードウェア２０は、それぞれ機器Ｉ／Ｏセクションへ結合された送信セクションと受信セクションとを含む。送信セクションは、無線チャネル２１を介して、アクセスポイントハードウェア２２の受信セクションへ信号を送信する。その受信セクションは、ネットワークＩ／Ｏセクションへ結合され、それによって、ローカルエリアネットワークのような配信システム２８からクライアント機器１４へのデータ通信経路を提供する。配信システム２８からクライアント機器１４への経路は、アクセスポイントハードウェア２２のネットワークＩ／Ｏセクション、アクセスポイントハードウェア２２の送信セクション、クライアントステーションハードウェア２０の受信セクション、およびクライアントステーションハードウェア２０の機器Ｉ／Ｏセクションを介しても提供される。無線チャネル２１の特性は、多数の要因に依存する。これら多数の要因とは、クライアントステーションハードウェア２０およびアクセスポイントハードウェア２２の位置、また、壁、建物、自然の障害物等の介在物、ならびにその他の機器、送信器、受信器および信号反射面による影響といったものである。ステーションは、専用のハードウェア、プロセッサによって作動する多目的のステーションコード、またはそれらの組み合わせによって実施され得る。

一般的に、クライアントステーションハードウェア２０は、クライアント機器１４内に一体化され得る。たとえば、クライアント機器１４がラップトップ型コンピュータである場合、クライアントステーションハードウェア２０は、ラップトップのＰＣＭＣＩＡスロットへ挿入される追加型のＰＣＭＣＩＡカードであり得る。一般的に、アクセスポイントハードウェア２２は、有線のネットワークを無線ネットワークへ結合するためにのみ用いられる無線ネットワークインタフェース機器の一部として実施される。一般的な使用ではあるが、図２の図の完全な対称性を妨げるものはないという点が理解されるべきである。すなわち、多くの場合、アクセスポイントは固定されており、アクセスポイントでないステーションは、電力の使用、コスト、重量、および／またはサイズが考慮される携帯機器またはモバイル機器であるが、クライアントステーションハードウェア２０とアクセスポイントハードウェア２２は、ハードウェア機器のほぼ同一の例である。

以下は、受信セクションの詳細な説明である。図３は、受信セクションの構成要素を示す。図３Ａは単一の受信アンテナを有する受信器３０を示し、図３Ｂは複数の受信アンテナを有する受信器４０を示す。

受信器３０はＲＦセクション３２を備えるように図示されている。ＲＦセクション３２は、アンテナからの信号を受信し、ベースバンドのデジタル信号３６をデジタル信号処理（「ＤＳＰ」）セクション３４へ提供する。デジタル信号処理セクション３４は、結果として受信される信号になる、送信されたデータのうち受信器の最良の評価を出力する（データ出力３８）。その他の変形において、ベースバンド信号はＤＳＰセクション３４の入力部においてデジタル化される。

受信器４０は、複数のＲＦセクション４２を備えるように図示されている。複数のＲＦセクション４２は、各アンテナから信号を受信しベースバンド信号を信号アンテナ処理セクション４４へ提供する。信号アンテナ処理セクション４４は、次いで一般的にデジタル形式でマルチアンテナ処理セクション４６へ出力を行う。マルチアンテナ処理セクション４６は、データ出力４８を発生するために、複数のアンテナを介して情報を組み合わせる。これが、結果として受信される信号になる、送信されたデータのうちの受信器の最良の評価である。セクション４６は、相補コードキーイング（「ＣＣＫ」）および／またはＢａｒｋｅｒ復調処理を実行するためのデジタル信号処理命令を含み得る。デジタル信号処理によって実施された場合、単一のアンテナの処理セクション４４およびマルチアンテナ処理セクション４６は、１つのプロセッサ上で作動するコードによって実施され得るが、複数の処理ユニットまたはプロセッサが利用可能である場合、いくつかの並行処理が発生し得る。たとえば、１つ以上であって全部よりは少ないセクション４４が１つのプロセッサ上で作動し得、その他のプロセッサはその他のセクションを扱う。

本明細書において完全に説明されていない受信器の要素のさらなる詳細は、Ｋｏｐｍｅｉｎｅｒらに対する米国特許出願第２００２／００９４０４１ Ａ１号および米国特許第―――号（２００２年２月５日出願の、「Ｍｕｌｔｉ−Ａｎｔｅｎｎａ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ Ｃｈａｉｎ ｗｉｔｈ Ｖｅｃｔｏｒ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ」と題された米国特許出願第１０／０６８，３６０号）に示されている。これらを、あらゆる目的のために本明細書中に援用する。本発明は本明細書および前述の特許の中に示された特定の受信器の実施に限定されるものではないという点を理解されたい。

本開示を通じて、複数のオブジェクトの例があり例の数が重要でない場合、その例は、「ｎ」という値は使用法ごとに同一である必要はないという理解のもと、「１」〜「ｎ」で表される。たとえば、「ｎ」は様々な場所におけるアンテナの数として用いられるが、その数は例ごとに変化し得る。ここにおいて全ての例示が用いられる必要のあるものはないという点も理解されたい。たとえば、図３Ｂに示す受信器は、１０のアンテナを有するように設計され得るが、７のアンテナが利用されている。このことは、電力の節約という目的のためであり得る。それは、信号が十分にクリアであるときにはアンテナが必要とされないため、あるいは使用されていないアンテナにおける信号レベルは低すぎて検出プロセスに対して貢献を提供しないためである。したがって、「ｎ」は、異なる状況において異なる値になり得る。上の例では、全てのアンテナを数える場合はｎ＝１０であり、機能しているアンテナのみを数える場合はｎ＝７である。一般的に、マルチアンテナ受信器に対してｎ＞１であるが、一部の状況下では、たとえ情報におけるロスが付随していても、ｎ＝１（すなわちｎ個のアンテナのうちの１つのみが機能している）であり得る。アンテナの数は、１〜２０、または２０を超え得る。

本開示全体において、図に示された線は、複素数の時間シークエンスと通信するためのデジタル信号の線であり得るという点が理解されるべきである。加算器のようなオペレータオブジェクトは複素数加算器であり得るという点をさらに理解されたい。他の場合において、通信される信号はアナログ信号、制御信号または１つ以上の値のストリームであり得る。

（時空等化を伴う、受信器の実施の概要）
以下の開示は、無線チャネルの周波数選択性によって生じるひずみを軽減するための複数の受信アンテナの使用について説明するが、説明する内容の局面は、単一の受信アンテナの受信器についても同様に用いられ得る。多数の例において、信号はＢａｒｋｅｒ変調およびＣＣＫ変調を利用して変調される。これらの変調は、今日の無線システムにおいて利用されている一般的で普及した変調である。ただし、別段に指示のない限り、本開示の教示はその他の既存の変調スキームおよび今後開発される変調スキームにも適用可能であるという点を理解されたい。

複数の受信アンテナを、適切な信号処理を伴うＢａｒｋｅｒ／ＣＣｋ受信器に対して用いることは、単一の受信アンテナのシステムに比べて、周波数選択のチャネルのひずみに対してより強い耐性を提供することができる。このことの簡潔な例は、複数のチャネル整合フィルタとその組み合わせられた結果とを用いて受信アンテナが処理された場合に生じる実質的な遅延の広がりを低減することである。組み合わせられたチャネルおよび／またはチャネル整合フィルタの応答は、ピークの相関値をコヒーレントに組み合わせ、また、ピークからはなれて減殺的に組み合わせる。組み合わせるプロセスにおいて、チャネルのサイドローブは減少し、チャネルは実質的により短くなる。この単純なスキームは、受信器の残りの部分に広がった遅延を低減するフロントエンドとして作用することによって単一アンテナの信号処理スキームの性能を向上するために利用され得る。

本発明の実施形態による改良された受信器において、図４に示すように、ＳｂＳ ＭＤＲの前に受信器のチェーンの中に白色化された整合フィルタが提供される。図に示すように、信号は、アンテナ６０によって受信され得、図示していないが、場合によってはＲＦ回路網および／またはアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器を介して、白色化された整合フィルタ（「ＷＭＦ」）６２へ提供され得る。ＷＭＦ６２の出力は、ＳｂＳ ＭＤＲ６４へ提供され、ＳｂＳ ＭＤＲは次いで受信したデータを出力する。本明細書に記載するように修正され得るＭＤＲの例は、ＭＤＲ、およびＫｏｐｍｅｉｎｅｒｓに示す変形である。

ＳｂＳ ＭＤＲ６４は、シンボルに対して動作すると、１つのＣＣＫシンボルを含むＣＣＫチップの集合のように、単一のシンボルに対して計算した最短距離を決定する。本明細書において教示するように使用した場合、ＳｂＳ ＭＤＲは、パケットまたは一連のシンボルに対して動作するＭＤＲよりもはるかに実施上効率的である。ＩＳＩがない場合、性能はＳｂＳ ＭＤＲと完全なＭＤＲとの間で同じであるが、一般的にパケットは短時間の連続において複数のシンボルを含む。

ＷＭＦを用いることによって、受信されたサンプルはＩＳＩが取り除かれた後にシンボル間の基準に対して適用されて結果的に完全なＭＤＲという利益につながるため、先行するＩＳＩおよびＳｂＳ ＭＤＲは補償され、ＤＦＥは後続のＩＳＩを補償し、ＳｂＳ ＭＤＲはＩＣＩ（ＣＣＫチップ、Ｂａｒｋｅｒチップ等を通じて）を扱う。しかし、複雑性ははるかに少なくなる。このように、ＷＭＦ／ＤＦＥの組み合わせはＩＳＩを補償し、ＳｂＳ ＭＤＲへの入力にはＩＳＩがないが。ＩＣＩを含み得る。シンボル決定をなす際、ＳｂＳ ＭＤＲはＩＣＩを考慮する。

用いられるコーディングは、Ｂａｒｋｅｒコーディング、または８０２．１１シグナリングに関するＣＣＫコーディングのいずれか、または使用されているシグナリングプロトコルに応じたその他のコーディングであり得る。しかしながら、一般的な場合において、ＢａｒｋｅｒコーディングはＣＣＫコーディングに比べて十分強く、十分な性能を達成するために複数のアンテナ、ＳｂＳ ＭＤＲおよびＷＭＦを必要としない。

図５は、複数のアンテナを有する同様の改良された受信器を示す。図に示すように、複数の信号がアンテナ７０（１）〜７０（ｎ）によって受信され得、白色化された整合フィルタ（「ＷＭＦ」）７２へ提供され得る。白色化された整合フィルタ７２は、複数のアンテナからの提供を組み合わせる。ＷＭＦ７２の出力は、ＳｂＳ ＭＤＲ７４へ提供され、ＳｂＳ ＭＤＲ７４は次いで受信したデータを出力する。ＷＭＦ７２からの出力は、１つの信号、または機能している各アンテナにつき１つの信号であり得る。単一の信号の出力を伴う、ＷＭＦ７２の実施の例は、図８に示されており、チャネル整合フィルタが適用され、チャネルは組み合わせられ、白色化フィルタが適用されており、白色化フィルタは組み合わせられたチャネル応答を用いて確立されている。

図６は、図５と同様の複数のアンテナを有し、フィードバックをさらに含む、改良された受信器を示す。その受信器において、複数の信号がアンテナ８０（１）〜８０（ｎ）によって受信され得、白色化された整合フィルタ（「ＷＭＦ」）８１へ提供され得る。白色化された整合フィルタ（「ＷＭＦ」）８１は、複数のアンテナからの提供を組み合わせる。受信器はまた、ＳｂＳ ＭＤＲ８２とフィードバックフィルタ８３とを含む。フィードバックフィルタ８３の出力は、加算器８４によってＷＭＦ８１の出力と組み合わせられる。加算器８４の出力は、ＳｂＳ ＭＤＲ８２への入力を生成し、ＳｂＳ ＭＤＲ８２は、検出されたデータストリームとフィードバックフィルタ８３への入力とを生成する１つ以上の出力部において信号を提供する。フィードバックフィルタ８３は、ＳｂＳ ＭＤＲ８２内の、スライサ（図示せず）のような決定ブロックとともに、決定フィードバックイコライザ（「ＤＦＥ」）に影響する。

加算器８４は別個のブロックとして図示されているが、出力を組み合わせるその他の方法が代わりに用いられ得るという点に留意されたい。特定の一実施形態において、加算器８４は信号を加算する複素数加算器である。当然ながら、一般的な実施において、多数の機能ブロックがデジタル信号処理コードおよび／またはコンピュータに組み込まれている論理によって実施される。このような実施において、加算器８４は単一の「加算」命令によって完全に実施され得る。

図７は、図５に示す白色化された整合フィルタ（「ＷＭＦ」）７２を単一のアンテナの受信器にした一実施のさらに詳細なブロック図である。ＷＭＦ７２は、チャネル整合フィルタ（「ＣＭＦ」）７６と白色化フィルタ（「ＷＦ」）７８とを組み合わせる。コンピュータに組み込まれた論理またはデジタル信号処理コードに対する命令としてフィルタが実施される実施形態において、ＣＭＦ７６およびＷＦ７８の機能は統合され得、その結果両者は別個のオブジェクトではなくなる。ＣＭＦ７６は、Ｈ^＊（１／ｚ^＊）として実施され得、ここでＨ（ｚ）はチャネルのｚ変換である。ＷＦ７８は以下の等式４に示すフィルタ機能を実行するように実施され得る。

図８は、図７の対応としてのさらに詳細なブロック図であるが、複数のアンテナが考慮されている。図において、ＷＭＦ８１は複数のチャネル整合フィルタ８６を備え、チャネル整合フィルタ８６の出力は加算器８７によって組み合わせられる。加算器８７は、その加算出力を、白色化フィルタ（「ＷＦ」）８８への入力として提供する。ＷＦ８８は、ＷＦ７８と同一であり得るが、異なるものでもあり得る。たとえば、好ましい一実施形態において、ＷＦ８８は、組み合わせられたチャネル応答の相補的な最大位相スペクトル因数であるように設計されている。コンピュータに組み込まれた論理またはデジタル信号処理コードに対する命令としてフィルタが実施される実施形態において、フィルタ８６、加算器８７、およびフィルタ８８の機能は統合され得、その結果別個のオブジェクトではなくなる。

チャネルの出力の代わりにＷＭＦの出力に対して、フィードバックを適用することによって、検出が改善される。ＷＭＦの出力は、「最小位相」の信号であり、これは、ＳＮＲを最大化するシンボルを検出するのに用いられているサンプルが以前のシンボルからのみ悪影響を有する、すなわち先行のエネルギーはないか、あってもごくわずかであるということを保証する特性である。

チャネル整合フィルタの出力部に適用されたＳｂＳ ＭＤＲおよびＤＦＥは、最高のＳＮＲおよび最低量の先行ＩＳＩエネルギー（すなわち、検討中のサンプルの後に送信されたサンプルによって提供されたＩＳＩのエネルギー）を提供しない。白色化された整合フィルタの出力部に適用された、決定フィードバックイコライザを備えるＳｂＳ ＭＤＲは、最大化するＳＮＲと最小化する先行のひずみとの間で最適な折り合いを提供する。ＷＭＦの出力部の「最小位相」特性は、上記の折り合いを正確に扱う特性である。このことは、以下の等式によって示され得る。

Ｈ（ｚ）がチャネルのｚ変換を表す場合、Ｐａｌｅｙ−Ｗｉｅｎｅｒ基準のような緩い条件下で、チャネルのスペクトルは等式３に示すように計算され得、コンポーネントＧ（ｚ）が全ての極およびゼロ点を単位円内に有するように計算され得る。

Ｓ_Ｈ（ｚ）＝Ａ^２ _ＨＧ（ｚ）Ｇ^＊（１／ｚ^＊） （等式３）
極およびゼロ点が全て単位円内にある線形システムは「最小位相」である。受信信号にチャネル整合フィルタを適用することによって、組み合わせられたチャネルの応答およびチャネル整合フィルタは、等式３においてＳ_Ｈ（ｚ）によって与えられるｚ変換を有する。次いで等式４に示すｚ変換を伴うフィルタを整合フィルタの出力部に適用することによって、結果としての信号は最小位相になる。

最小位相信号は望ましい特性を有するため、ＤＦＥは最小位相信号から利益を得る。たとえば、いくつかのサンプルはシンボルを検出するのに用いられ、ＳＮＲを最大化するサンプルの選択は、発生する任意の悪影響は先行シンボルからのみであるということが予測されるサンプルの選択であり、これをＤＦＥはキャンセルしようとする。チップレベル（ｃｈｉｐ ｌｅｖｅｌ）の代わりにシンボルレベルにおいて白色化された整合フィルタおよびＤＦＥを適用することが、性能を向上する。

等式４に示すｚ変換を伴うフィルタは、白色化フィルタと呼ばれる。本明細書において、チャネル整合フィルタおよび白色化フィルタの組み合わせられた応答は、白色化された整合フィルタと呼ばれる。

（実施の変形）
（基本的な実施）
以下に説明するＤＦＥおよびＷＭＦの基本的な実施において、白色化された整合フィルタおよびデータ決定の両方が個々のチップに適用されている。Ｂａｒｋｅｒ変調された信号とＣＣＫ変調された信号とに対し、チップのグループ（すなわちシンボル）上でデータ決定がなされ得、各チップに個々に決定しようとするよりもチップのグループを全体として考えることに利益がある。

たとえばＣＣＫ変調を考慮されたい。ＣＣＫシンボルは８のチップを備える。受信器がチップレベルにおいて厳しい決定をした場合、ＣＣＫ変調から生じた処理ゲインは失われる。このゲインを維持するために、一般的に、シンボルからの完全な８のチップは検出前に処理される必要がある。白色化された整合フィルタの出力を考慮されたい。８のサンプルのセットへ収集された出力を用いると、結果的にＳｂＳ ＭＤＲに対して選択される可能なシンボルの数が多くなる。

ＳｂＳ ＭＤＲは、等式５のような等式に基づく受信サンプルの各収集ｒ _ｋに対して距離の値Ｄを最小化しようとする。この等式において、ｓ _ｌは可能な送信シンボルのうちの１つを表し、Ｇ_ｋはチャネルの最小位相スペクトル因数のインパルス応答に対応する列を伴うマトリクスを表し、合計は全ての可能な送信シンボルに及ぶ。

白色化された整合フィルタの出力に存在する任意のＩＳＩは以前のシンボルからのみであると仮定することによって、計算の労力が低減され得る。等式５は等式６に示すように書くことができる。

ＤＦＥを配置すると、以前のシンボルからの干渉Ｇ_ｌ ｓ _ｋ−１は除去され、単純化された等式７を残す。

等式７は、ＳｂＳ ＭＤＲの１つの数学的な表記である。等式７からＤを最小化することは、等式８においてＭを最大化するシンボルｓを見つけることと等しい。等式８において、ｓ ^Ｔはｓの変形であり、Ｇ_０ ^ＴはＧ_０の変形である。

これは、追加の整合フィルタおよびＣＣＫ相関器として実施され得、スライシングの前に相関器の出力に適用された訂正を伴う。ＳｂＳ ＭＤＲのこのような実施の例を図９に示す。

図９は、ＳｂＳ ＭＤＲ整合フィルタ（「ＳＭＭＦ」）９２と、相関器９４、加算器９５、訂正ウェイト９６、およびスライサ９８を備えるコア９１とを含む、ＳｂＳ ＭＤＲ９０の一例（たとえば、図６のＳｂＳ ＭＤＲ８２）をさらにかなり詳細に示す。ＳＭＭＦ９２は、ＳｂＳ ＭＤＲ９０を、チャネルおよびＷＭＦ（ここでは図示せず。たとえば図６のＷＭＦ８１）の組み合わせられた応答と整合する。

図６の加算器８４のような加算器（図示せず）からＳｂＳ ＭＤＲ９０への入力は、ＳＭＭＦ９２へ提供され、ＳＭＭＦの出力は相関器９４へ提供される。相関器９４の出力は訂正ウェイト９６およびスライサ９８を伴って加算器９５によって加算され、加算器９５はその結果をスライサ９８へ提供する。このように、スライシングの前に相関器９４の出力へ訂正が加えられる。訂正ウェイトは、チャネルから離れた出力でのシンボルにおけるエネルギーに対応し、好ましくは、スライシングの前に相関器の出力から引かれる。以下の説明において適切な訂正ウェイトを決定するための一実施は、等式２１および２２における例を含む。

相関器９４は、ＣＣＫ相関器またはＢａｒｋｅｒ相関器あるいは使用されるコードに応じたその他の相関器であり得る。ＳＭＭＦ９２は、全体的な実施の複雑性を低減するために、ＷＭＦおよびフィードバックフィルタと組み合わせられ得る。これの一例を図１０に示す。

図１０に示すように、フィルタ１００はＷＭＦとＳＭＭＦとの組み合わせであり、ＳＭＭＦはまた、フィードバックフィルタと組み合わせられ、組み合わせられたフィルタ１０４を形成する。一実施において、フィルタ１００は図９に示し先に説明したＳＭＭＦ９２と、図７と関連して先に説明したＷＭＦ８１との組み合わせである。一実施において、フィルタ１０４は、ＳＭＭＦ９２と、図６と関連して先に説明したフィードバックフィルタ８３との組み合わせである。

ＳｂＳ ＭＤＲ整合フィルタと白色化フィルタとの組み合わせは、実施という点からも概念としても興味深い。マトリクスＧ_０ ^Ｔは、チャネルの最大位相スペクトル因数の切り捨てられたバージョンを表す。白色フィルタの伝達関数は、最大位相スペクトル因数の逆数である。そのため、白色フィルタの出力に対するＧ_０ ^Ｔの適用は、組み合わせられた応答におけるキャンセルを起こす。キャンセルは、シンボル内のチップに対して周期的に固定されている。すなわち、シンボル内の第１のチップに対する組み合わせられた応答は、ほぼ同一である。シンボル内の最終のチップに対する組み合わせられた応答は、ほぼ白色フィルタのそれである。このことは、白色化フィルタがＩＳＩを除去しＩＣＩを除去しないという効果を生み出す。

このアプローチは、より後のチップに対して、より前のチップに対してよりも多くの処理を要求しない。しかしながら、ＤＦＥはシンボル内のより前のチップに対してより多くの処理を要求し、より後のチップに対してはより少ない処理を要求するため、全体の処理量は全体的な均等の負荷に対して共有されている。図１１はこのことを利用したフィルタ機能の配置を示す。

図１１に示すように、ＣＭＦ１１０はアンテナから入力を受信し、整合フィルタ（図９のＳＭＭＦ９２等）と白色化フィルタ（図７のＷＦ７８等）を組み合わせる組み合わせられたフィルタ１１２へ結果を提供する。組み合わせられたフィルタ１１２の結果は、先に説明したように、フィードバックフィルタ１０４の出力へ加えられる。フィードバックフィルタ１０４は整合フィルタをも含んでいる。

ＣＭＦ１１０がチャネルよりも短いように実施される場合、組み合わせられたフィルタ１１２の一部であるＳＭＭＦはチャネルの最大位相スペクトル因数を含まない。ＣＭＦ１１０がそのように実施されない場合、ＣＭＦ１１０は依然として動作することができるが、フィルタ係数の計算はより複雑な操作になる。

（実施例）
ここで、様々な図面を参照し、与えられたチャネルについて一実施例を説明する。本例から、最短距離ＤＦＥ受信器に対するフィードフォワードおよびフィードバックの整合フィルタ（図１１の要素１１２および要素１０４）のフィルタ係数は、与えられたチャネルの特性から決定される。等式９に示すｚ変換を伴うチャネルを考慮されたい。チャネル整合フィルタは、そのチャネルが等式１０に示すようになるためのものである。
Ｈ（ｚ）＝１＋．５ｚ^−１（等式９）
Ｈ^＊（１／ｚ^＊）＝．５ｚ＋１＝ｚ（．５＋ｚ^−１）（等式１０）
白色化フィルタを計算するために、Ｌｅｖｉｎｓｏｎ反復が用いられ得るが、その他のアプローチも用いられ得る。チャネル応答の自動訂正は、等式１１のとおりである。Ｌｅｖｉｎｓｏｎ反復は、フォワード予測エラー係数｛ａ_ｉ｝を求める等式１２に示すシステムを解く。

Ｒ（ｋ）＝１．２５，．５，０，０，．．．（等式１１）

フォワード予測エラーフィルタ（図に示すフィルタを構築するのに介在するステップ）は、フィルタの応答に対応する。

フォワード予測エラー係数の共役の時間反転によって与えられる係数を有するフィルタは応答を有する。

Ｌｅｖｉｎｓｏｎ反復をチャネル応答の自動訂正に適用し、係数の共役の時間反転を得ることによって、結果はスケール係数までの白色化フィルタである。スケール係数Ａ^２ _Ｈは二乗平均の予測エラーに対応し、Ｌｅｖｉｎｓｏｎ反復から得ることができる。Ｌｅｖｉｎｓｏｎ反復は、白色化フィルタはますます良い概算を反復的に生成する。

たとえば、白色化フィルタが６タップのＦＩＲフィルタであると想定されたい。初めの５回のＬｅｖｉｎｓｏｎアルゴリズムの反復は、

を与える。ここで、Ａ^２ _Ｈ＝１である。この場合、ｗ（ｚ）＝−．０３＋．０６ｚ^−１−．１２ｚ^−２＋．２５ｚ^−３−．５ｚ^−４＋ｚ^−５が白色化フィルタとして用いられる。

ここで、図１１の要素１０４およびＳＭＭＦのフィードバックフィルタ部分を考慮されたい。両フィルタの係数は、チャネル応答の最大位相スペクトル因数から得られる。最小位相スペクトル因数｛ｇ_ｉ｝の係数は、等式１５に示す関係を介して予測エラーフィルタ係数から得ることができる。
ｂ（ｚ）ｇ（ｚ）＝１（等式１５）
したがって、

本例において、チャネル自動訂正の最小位相スペクトル因数はチャネル応答である。最大位相スペクトル因数は、最小位相スペクトル因数の係数を共役し時間反転することによって得られる。

等式１６に示すマトリクスＧ_０および等式１７に示すマトリクスＧ_１は、動作する最小位相スペクトル因数と、現在および以前のシンボルとによって与えられた係数を伴う、繰り込みマトリクスの一部分を表す。

等式１８に示すＧ_０ ^Ｔは、追加の整合フィルタの動作に関連する。

ここで、フィードバック係数Ｇ_１と追加の整合フィルタとが組み合わせられた一実施を考慮されたい。組み合わせられたフィードバックフィルタは、Ｇ_０ ^ＴＧ_１によって与えられ、これらの値のセットに対し、Ｇ_０ ^ＴＧ_１＝Ｇ_１である。

フィードバックフィルタは以下のように動作する。シンボルの第１のチップを処理している場合、以前のシンボルの最終のチップの値から０．５引く。一般的に、フィードバックストラクチャはより複雑である。

ここで、追加の整合フィルタおよび白色化フィルタの組み合わせられた応答を考慮されたい。白色化フィルタの応答によって与えられた行を有する繰り込みマトリクスＷを構築すると、結果的に、等式１９に示すマトリクス、および等式２０によって与えられた、組み合わせられた応答になる。

組み合わせられた追加の整合フィルタおよび白色化フィルタは、以下のように動作する。シンボルの最初の７つのチップに関して、整合フィルタの出力は無変化のまま通過する。シンボルの最終のチップに関しては、白色化された整合フィルタの出力を使用されたい。

ＤＦＥの出力はＣＣＫ相関器へ与えられる。シンボル決定を行う前に、訂正ウェイトは相関器の出力に適用される。これらのウェイトは、相関器の入力における書くシンボルのエネルギーに対応する。各シンボルｓ_ｋに対し、‖Ｇ_０ｓ_ｋ‖^２を計算する。１１Ｍｂｐｓ（メガビット／秒）のＣＣＫシンボルを考慮すると、
ｓ＝｛１，１，１，−１，１，１，−１，１｝である。

各シンボルに対して同様のウェイトが計算される。スライシングの前に、相関器の出力から対応する値が引かれる。

図１２は、複数のチャネル整合フィルタ１２０と、加算器１２２と、二次平均エラー（ＭＳＥ）イコライザ１２４と、相補コードキーイング（「ＣＣＫ」）相関器１２６と、スライサ１２８とを含む、マルチアンテナ受信セクションのブロック図である。Ｂａｒｋｅｒコードに対して同様のセクションが用いられ得る。

図１３は、図１２のマルチアンテナ受信セクションの変形のブロック図である。ここで、加算器１２９は、フィードバックフィルタ１３０の出力において加えられるために、ＭＳＥイコライザ１２４とＣＣＫ相関器１２６との間に配置される。

図１４は、Ｂａｒｋｅｒ相関器とＢａｒｋｅｒスライサとを含む、Ｂａｒｋｅｒ復調器に対するＳｂＳ ＭＤＲのブロック図である。Ｂａｒｋｅｒ相関器に対する訂正ウェイトの数は４またはその他の数であり得る。

図１５は、ＣＣＫ相関器とＣＣＫスライサとを含む、ＣＣＫ復調器に対するＳｂＳ ＭＤＲのブロック図である。

本発明の実施形態およびその変形についてここで説明した。一部の実施形態は、単一の受信アンテナまたは複数の受信アンテナと共に用いられ得る。説明したように、周波数を選択するチャネルによるひずみを克服するために複数の受信アンテナを用いることは、広がった実質的な遅延を短縮し、ＩＳＩを低減する。

白色化フィルタと追加の整合フィルタとを１つのフィルタに組み合わせる、組み合わせられたフィルタは、フィルタリング操作の効率的な実行と同様に、フィルタ係数の効率的な計算をもたらす。一部の実施形態において、さらなる効率を得るために、追加の整合フィルタは、白色化フィルタの逆数の切り捨てたバージョンである。

これらのフィルタを１つのフィルタに組み合わせることによって、キャンセルが起こり、その結果、組み合わせられたフィルタはシンボル間干渉（「ＩＳＩ」）を補償し、チップ間干渉（「ＩＣＩ」）は補償しない。このキャンセルは、要求する操作がより少ない実施をもたらす。白色化フィルタおよび追加の整合フィルタの係数の間には、１つのセットの係数をその他のセットから単純計算することを可能にするような関係（等式１５参照）がある。

チャネル整合フィルタ（「ＣＭＦ」）をフィードフォワードおよびフィードバックの等化と分けることによって、受信器の全体的な複雑性は低減される。複数のアンテナが用いられる場合、ＣＭＦは複数の受信チャネルを引き受け、単一の組み合わせられた応答をそれらの受信チャネルのうちの１つの出力において提供する。フィードフォワードイコライザおよびフィードバックイコライザは、組み合わせられたチャネル応答を等化する。この処理の分離は、受信器が各受信チェーンを個々に等化しようとしている場合よりも要求される計算が少ない。また、設計のうち均等化および／または検出の部分は任意の受信チェーンの数に対して同様に作用するため、設計はより融通のきくものである。

以上の説明は例示的であり限定的ではない。本開示を検討すれば、本発明の多数の変形が当業者にとって明白となろう。したがって、本発明の範囲は、以上の説明を参照してではなく、添付の請求項と均等物の全範囲とを参照して判断されるべきである。

本発明を使用し得る簡単な無線ネットワークのブロック図である。 図１に示される無線ネットワークのベーシックサービスステーションと１つのアクセスポイントステーションとの間の結合を示すブロック図である。 本発明の実施形態に従う図２において示されたハードウェア内において使用され得る、改善を伴なったステーションハードウェアの受信セクションの概略ブロック図であり、図３Ａは単一アンテナ受信器を示し、図３Ｂは複数のアンテナ受信器を示す。 白色化された整合フィルタ（ＷＭＦ）およびシンボル・バイ・シンボル最短距離受信器（ＳｂＳ ＭＤＲ）を含む受信セクションのブロック図である。 白色化された整合フィルタ（ＷＭＦ）および複数のアンテナを有するＳｂＳ ＭＤＲを含む受信セクションのブロック図である。 白色化された整合フィルタ（ＷＭＦ）、ならびに、複数のアンテナを有するＳｂＳ ＭＤＲおよびフィードバックフィルタを含む受信セクションのブロック図である。 チャネル整合フィルタと白色化フィルタとの一組み合わせを示すブロック図である。 合計をする以前のチャネル整合フィルタと合計をした後の白色化フィルタとの他の組み合わせを示すブロック図である。 ＳｂＳ ＭＤＲの一実施のブロック図である。 整合フィルタとＷＭＦが組み合わさった第１の組み合わされたフィルタと、整合フィルタとフィードバックフィルタが組み合わさった第２の組み合わされたフィルタを含む受信セクションのブロック図である。 異なったチャネル整合フィルタ、整合フィルタと白色化フィルタが組み合わさった第１の組み合わされたフィルタと、整合フィルタとフィードバックフィルタが組み合わさった第２の組み合わされたフィルタを含む受信セクションのブロック図である。 二乗平均誤差イコライザ、相補コードキーイング（「ＣＣＫ」）相関器およびスライサを含むマルチアンテナ受信セクションのブロック図である。 二乗平均誤差イコライザ、ＣＣＫ相関器、スライサおよびフィードバックフィルタを含むマルチアンテナ受信セクションのブロック図である。 Ｂａｒｋｅｒ相関器およびＢａｒｋｅｒスライサを含むＢａｒｋｅｒ復調器のためのＳｂＳ ＭＤＲのブロック図である。 ＣＣＫ相関器およびＣＣＫスライサを含むＣＣＫ復調器のためのＳｂＳ ＭＤＲのブロック図である。

Claims (30)

1. 無線チャネルを介してデータを受信する無線受信器であって、該無線受信器は、
   複数のアンテナであって、該無線チャネルから受信されたものが該複数のアンテナの各々において同一のものではないような信号ダイバシチを有する複数のアンテナと、
   該複数のアンテナによって受信された複数の信号を処理するデジタル信号処理ロジックであって、該複数の信号は、Ｂａｒｋｅｒ変調された信号および相補コードキーイング（ＣＣＫ）信号のうちの１つ以上である、デジタル信号処理ロジックと、
   該デジタル信号処理ロジックによって処理された信号のうちの１つ以上を受信し、フィルタされた複数の信号を出力する、白色化フィルタとチャネル整合フィルタの両方の機能を備えている白色化された整合フィルタと、
   フィルタされた複数の信号を受信し、結果として生じるデータストリームを出力するシンボル・バイ・シンボル最短距離受信器（ＳｂＳ ＭＤＲ）であって、該ＳｂＳ ＭＤＲは、前記無線チャネルを介して送信される可能性のあるシンボルのセットの中の複数のシンボル各々と、受信シンボルとの間の距離をそれぞれ決定し、さらに、その距離が最小となる１シンボルを、前記無線チャネルを介して送信される可能性のあるシンボルの前記セットの中から選択する、シンボル・バイ・シンボル最短距離受信器（ＳｂＳ ＭＤＲ）と、
   を備えており、該デジタル信号処理ロジックは、少なくとも、
   該複数のアンテナのうちの２つ以上のアンテナによって受信された該複数の信号から一組の信号を復調する復調ロジックと、
   該復調ロジックで復調された一組の信号のチャネル歪みを補償する歪み補償ロジックと
   をさらに備え、該復調ロジックと該歪み補償ロジックとによって、該デジタル信号処理ロジックによって処理された信号を出力する、無線受信器。
2. 前記復調ロジックは、該複数のアンテナのうちの２つ以上のアンテナによって受信された該複数の信号を受け取り、復調信号を出力する、Ｂａｒｋｅｒ相関器およびＢａｒｋｅｒスライサを備えるＢａｒｋｅｒ復調器を備える、請求項１に記載の無線受信器。
3. 前記復調ロジックは、該複数のアンテナのうちの２つ以上のアンテナによって受信された該複数の信号を受け取り、復調信号を出力する、ＣＣＫ相関器およびＣＣＫスライサを備えるＣＣＫ復調器を備える、請求項１に記載の無線受信器。
4. 前記白色化された整合フィルタのノイズと符号間干渉の合計を最小化する二乗平均誤差イコライザをさらに備える、請求項１に記載の無線受信器。
5. 複数のフィルタされた信号からの減算のための推定される干渉を計算する決定フィードバックイコライザをさらに備える、請求項１に記載の無線受信器。
6. 前記ＳｂＳ ＭＤＲの入力に加えられるフィルタされた複数のフィードバック信号を供給するフィードバックフィルタ、をさらに備える、請求項１に記載の無線受信器。
7. 前記ＳｂＳ ＭＤＲは、
   前記無線チャネルおよび前記白色化された整合フィルタの応答に整合した、ＳｂＳ ＭＤＲ整合フィルタと、
   該ＳｂＳ ＭＤＲ整合フィルタの出力信号が入力される相関器と、
   該相関器の出力信号が入力されるスライサと
   を備える、請求項６に記載の無線受信器。
8. 前記ＳｂＳ ＭＤＲ整合フィルタおよび前記白色化フィルタを実現する１つの組み合わされたフィルタを備える、請求項７に記載の無線受信器。
9. 前記ＳｂＳ ＭＤＲ整合フィルタおよび前記フィードバックフィルタを実現する１つの組み合わされたフィルタを備える、請求項７に記載の無線受信器。
10. 前記スライサによるスライシングの前に補正を行う、請求項７に記載の無線受信器。
11. 前記ＳｂＳ ＭＤＲ整合フィルタおよび前記白色化フィルタを実現する１つの組み合わされたフィルタを備える、請求項１０に記載の無線受信器。
12. 前記ＳｂＳ ＭＤＲ整合フィルタおよび前記フィードバックフィルタを実現する１つの組み合わされたフィルタを備える、請求項１０に記載の無線受信器。
13. 無線チャネルを介して複数のアンテナからデータを受信する無線受信器であって、該無線受信器は、
    該複数のアンテナから受信された２つ以上の入力信号を受信し、フィルタされた複数の信号を出力する白色化された整合フィルタであって、該フィルタされた複数の信号は、該２つ以上の入力信号からの寄与で、白色化され整合されフィルタされた信号を表す少なくとも１つの組み合わされフィルタされた信号を含み、該白色化された整合フィルタは、チャネル整合フィルタおよび白色化フィルタに従って該２つ以上の入力信号に対して動作する、白色化された整合フィルタと、
    該白色化された整合フィルタから該フィルタされた複数の信号を受信し、結果として生じるデータストリームを出力するシンボル・バイ・シンボル最短距離受信器（ＳｂＳ ＭＤＲ）であって、該ＳｂＳ ＭＤＲは、前記無線チャネルを介して送信される可能性のあるシンボルのセットの中の複数のシンボル各々と、受信シンボルとの間の距離をそれぞれ決定し、前記受信シンボルとの距離が最小となる１シンボルを、前記無線チャネルを介して送信される可能性のあるシンボルの前記セットの中から選択する、シンボル・バイ・シンボル最短距離受信器（ＳｂＳ ＭＤＲ）と
    を備える、無線受信器。
14. 前記受信された２以上の入力信号は、前記フィルタされ出力された複数の信号とは異なる、請求項１３に記載の無線受信備器。
15. 受信されたＢａｒｋｅｒ変調された信号を復調するためのＢａｒｋｅｒ復調器をさらに備える、請求項１３に記載の無線受信器。
16. 受信された相補コードキーイング（ＣＣＫ）信号を復調するための相補コードキーイング復調器をさらに備える、請求項１３に記載の無線受信器。
17. 複数のフィルタされた信号からの減算のための推定される干渉を計算する決定フィードバックイコライザをさらにえる、請求項１３に記載の無線受信器。
18. 前記ＳｂＳ ＭＤＲは、
    前記無線チャネルおよび前記白色化された整合フィルタの応答に整合した、ＳｂＳ ＭＤＲ整合フィルタと、
    該ＳｂＳ ＭＤＲ整合フィルタの出力信号が入力される相関器と、
    該相関器の出力信号が入力されるスライサと
    を備える、請求項１３に記載の無線受信器。
19. 前記ＳｂＳ ＭＤＲ整合フィルタおよび前記白色化フィルタを実現する１つの組み合わされたフィルタを備える、請求項１８に記載の無線受信器。
20. 前記ＳｂＳ ＭＤＲ整合フィルタおよびフィードバックフィルタを実現する１つの組み合わされたフィルタを備える、請求項１８に記載の無線受信器。
21. 前記スライサによるスライシングの前に補正を行う、請求項１８に記載の無線受信器。
22. 前記ＳｂＳ ＭＤＲ整合フィルタおよび前記白色化フィルタを実現する１つの組み合わされたフィルタを備える、請求項２１に記載の無線受信器。
23. 前記ＳｂＳ ＭＤＲ整合フィルタおよびフィードバックフィルタを実現する１つの組み合わされたフィルタを備える、請求項２１に記載の無線受信器。
24. 前記チャネル整合フィルタは、前記ＳｂＳ ＭＤＲ整合フィルタおよび前記白色化フィルタとは別個の１つのフィルタとして実現される、請求項１３に記載の無線受信器。
25. 無線チャネルを介してデータを受信する無線受信器であって、該無線受信器は、
    チャネル整合フィルタと、
    該チャネル整合フィルタの出力を受信するように結合された入力を有する第１の組み合わされたフィルタであって、該第１の組み合わされたフィルタは、シンボル・バイ・シンボル最短距離受信器（ＳｂＳ ＭＤＲ）整合フィルタの伝達関数と白色化フィルタの伝達関数との組み合わせである、第１の組み合わされたフィルタと、
    相関器とスライサとを備えているシンボル・バイ・シンボル最短距離受信器（ＳｂＳ ＭＤＲ）であって、該ＳｂＳ ＭＤＲは、前記無線チャネルを介して送信される可能性のあるシンボルのセットの中の複数のシンボル各々と、受信シンボルとの間の距離をそれぞれ決定し、前記受信シンボルとの距離が最小となる１シンボルを、前記無線チャネルを介して送信される可能性のあるシンボルの前記セットの中から選択し、該相関器は、フィードバック信号に加えられた、該第１の組み合わされたフィルタの出力を受信するように結合され、該スライサは、１つ以上のウェイトが加えられた、該相関器の出力を受信するように結合される、シンボル・バイ・シンボル最短距離受信器（ＳｂＳ ＭＤＲ）と、
    スライサ出力を受信するように結合された第２の組み合わされたフィルタであって、該第２の組み合わされたフィルタは、該フィードバック信号を出力し、該ＳｂＳ ＭＤＲ整合フィルタの伝達関数とフィードバックフィルタの伝達関数との組み合わせである、第２の組み合わされたフィルタと、
    該スライサの出力から結果として生じるデータストリームを出力するデータ出力と
    を備える、無線受信器。
26. 無線チャネルを介してデータを受信する無線受信器であって、該無線受信器は、
    該無線チャネルから複数の信号を受信する複数のアンテナと、
    シンボル・バイ・シンボル最短距離受信器（ＳｂＳ ＭＤＲ）であって、該ＳｂＳ ＭＤＲは、前記無線チャネルを介して送信される可能性のあるシンボルのセットの中の複数のシンボル各々と、受信シンボルとの間の距離を決定し、前記受信シンボルとの距離が最小となる１シンボルを、前記無線チャネルを介して送信される可能性のあるシンボルの前記セットの中から選択する、シンボル・バイ・シンボル最短距離受信器（ＳｂＳ ＭＤＲ）と、
    チャネル整合フィルタの伝達関数とＳｂＳ ＭＤＲ整合フィルタの伝達関数との組み合わせである第１の組み合わされたフィルタであって、該チャネル整合フィルタが該無線チャネルのチャネル応答と整合され、該ＳｂＳ ＭＤＲ整合フィルタが該ＳｂＳ ＭＤＲと整合され、該第１の組み合わされたフィルタが１つ以上のフィルタされた出力を該ＳｂＳ ＭＤＲに提供するように結合されている、第１の組み合わされたフィルタと、
    該ＳｂＳ ＭＤＲ整合フィルタの伝達関数とフィードバックフィルタの伝達関数との組み合わせである第２の組み合わされたフィルタであって、該フィードバックフィルタは、該ＳｂＳ ＭＤＲの出力を受信し、該ＳｂＳ ＭＤＲの入力において該１つ以上のフィルタされた出力と組み合わされるように信号をフィードバックする、第２の組み合わされたフィルタと
    を備える、無線受信器。
27. 前記ＳｂＳ ＭＤＲは、
    前記アンテナで受信した信号を入力する相関器と、
    スライサによるスライスの前に、前記相関器からの信号にウェイトを加える手段と、 該相関器からのウェイトを加えられた信号をスライスするスライサと
    を備える、請求項２６に記載の無線受信器。
28. 前記第１の組み合わされたフィルタは、白色化フィルタ伝達関数をさらに備える、請求項２６に記載の無線受信器。
29. 無線チャネルを介してデータを受信する無線受信器であって、該無線受信器は、
    該無線チャネルから１つ以上の信号を受信する１つ以上のアンテナと、
    シンボル・バイ・シンボル最短距離受信器（ＳｂＳ ＭＤＲ）であって、該ＳｂＳ ＭＤＲは、前記無線チャネルを介して送信される可能性のあるシンボルのセットの中の複数のシンボル各々と、受信シンボルとの間の距離をそれぞれ決定し、前記受信シンボルとの距離が最小となる１シンボルを、前記無線チャネルを介して送信される可能性のあるシンボルの前記セットの中から選択する、シンボル・バイ・シンボル最短距離受信器（ＳｂＳ ＭＤＲ）と、
    チャネル整合フィルタの伝達関数と白色化フィルタの伝達関数とＳｂＳ ＭＤＲ整合フィルタの伝達関数との組み合わせである第１の組み合わされたフィルタであって、該チャネル整合フィルタが該無線チャネルのチャネル応答と整合され、該ＳｂＳ ＭＤＲ整合フィルタが該ＳｂＳ ＭＤＲと整合され、該第１の組み合わされたフィルタが１つ以上のフィルタされた出力を該ＳｂＳ ＭＤＲに提供するように結合されている、第１の組み合わされたフィルタと、
    該ＳｂＳ ＭＤＲ整合フィルタの伝達関数とフィードバックフィルタの伝達関数との組み合わせである第２の組み合わされたフィルタであって、該フィードバックフィルタは、該ＳｂＳ ＭＤＲの出力を受信し、該ＳｂＳ ＭＤＲの入力において該１つ以上のフィルタされた出力と組み合わされるように信号をフィードバックする、第２の組み合わされたフィルタと
    を備える、無線受信器。
30. 前記ＳｂＳ ＭＤＲは、
    前記アンテナで受信した信号を入力する相関器と、
    スライサによるスライスの前に、前記相関器からの信号にウェイトを加える手段と、 該相関器からのウェイトを加えられた信号をスライスするスライサと
    を備える、請求項２９に記載の無線受信器。

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