CN1822181A - 编码调制方法及装置、解调方法及装置 - Google Patents

Abstract

编码调制方法及装置、解调方法及装置，属于光盘数据处理技术领域。利用本发明所述的具有与8－12调制相同的码率2/3的编码调制方法及装置，先将数据位序列转换为信道位序列，然后依照连接规则对部分码型进行置换，得到的信道位序列中不出现连续6次以上游程长度为1的码型。在信道位序列中存在dk控制位和DSV控制位，通过控制dk控制位的取值，使得信道位序列中相邻位“1”之间位“0”的个数至少是1至多是k。调制后得到的信道位序列的频率成分，在信道时钟频率的1/10000以下的频率中，与频率成分最大值相比，振幅比小20dB以上。同时，本发明还公开了对上述编码后的信道位序列进行解调的方法及装置。

Description

编码调制方法及装置、解调方法及装置

技术领域

本发明涉及在光盘上进行数字数据记录或者再生时使用的编码调制方法及调制装置、解调方法及解调装置，属于光盘数据处理技术领域。

背景技术

在光存储系统中，为了适合记录介质通常要在将数据记录到光盘上之前对数据序列进行调制。常规的光盘系统都采用游程长度(简称游长)受限的编码调制方法，即RLL(Run Length Limited，游程长度受限)编码。RLL是指光盘所存储的信道位序列满足以下条件：在信道位序列中，相邻位‘1’之间最少有d个位‘0’，最多有k个位‘0’。d和k这两个参数分别规定了可能出现在序列中的最小和最大游程。参数d控制着最高传输频率，因此可能影响序列通过带限信道传输时的码间串扰。在二进制数据传输中，通常希望接收到的信号是能够自同步的。同步通常利用一个锁相环来再现。锁相环依照接收到的波形的跳变来调整检测时刻的相位。最大游程参数k确保适当的跳变频率以满足读取时钟同步的需要。在光存储系统中，参数d通常取1或2，k值取10左右，且参数k越小越有利于时钟的恢复。

当对记录介质进行数据记录和数据再生的时候，如果该记录再生信号中包含直流成分，则会使得光盘装置的伺服控制中使用的信号变得容易产生变动，或者变得容易发生波动。因此，在光存储系统中，为了防止或减少读出信号的低频成分与跟踪伺服信号间的互相影响，还要求调制编码能够抑制编码后信道位序列在低频段的分量，即具有直流平衡的特性。采用直流平衡码还有助于消除指纹等引起的低频干扰对读出信号的影响。具有直流平衡特性的游程长度受限码被称为直流平衡的游程长度受限码。

例如，在DVD(Digital Versatile Disc)中采用了d＝2，k＝10的直流平衡的游程长度受限码，也称EFMPlus调制。该编码能够将8个数据位构成的数据源字转换成16个信道位构成的信道码字，在调制后的信道位序列中，相邻位“1”之间至少有2个至多有10个位“0”。在RLL(2，10)规则中，“d＝2”表示相邻位“1”之间包括的位“0”的最小个数(称作最小游程长度)为2，另一方面，“k＝10”表示相邻位“1”之间包括的位“0”的最大连续个数(称作最大游程长度)为10。此外，EFMPlus调制具有通过根据DSV(Digital Sum Value)从多个表中选择信道码字来抑制直流成分的功能。DSV是从NRZI变换后的信道位序列的头开始，当位是“1”时取+1，“0”时取-1，依次相加后的总和，是信道位序列的直流成分大小的大体上的目标值。EFMPlus调制通过从预先准备的多个表中选择使DSV最小的信道码字，可以抑制信道位序列的直流成分变动。

如前述，EFMPlus调制是将数据位序列分割为8位的数据源字并变换为16位的信道码字的调制方法，根据数据位序列与信道位序列的比率可得到其编码的码率是1/2。编码的码率大意味着检测信道位序列的每1位时可以利用的时间变长，因此，对于高密度存储系统希望编码的码率越大越好。近年来，随着光盘数据读取及信号处理技术的提高，PRML(部分响应最大似然)技术已经被应用于光存储系统中。因此，适合于高密度存储的、具有更高编码码率的“d＝1”调制编码得到了广泛的使用。

特别的，对于高密度记录光盘的再生信号，由于标记长度及空格长度短的码型(pattern)的信号振幅变小，因此其信道位序列的判定变得比较困难。由于信号振幅降低，使用利用峰值检测方法对再生信号进行二值化处理时，容易发生由于噪声引起的误判情况。由最小游程长度连续发生引起的问题，在1999年12月14日公开的特开平11-346154号公报中被指出。

通过采用RPML(部分响应最大似然)技术可以在仅最短标记长度及空格长度变短的情况下弥补振幅降低的影响。PRML检测，通过对多个候选的信道位序列与再生波形进行比较，选择最接近再生波形的候选信道位序列作为检测的结果。因此，相比传统的峰值检测方法，PRML检测能够进一步降低检测误差。

但是对于PRML检测，还存在一种容易引起检测误差的情况：信道位序列中游程长度连续为“1”，NRZI记录时相当于最短标记和最短空格2T码型连续发生，T是信道位长度。虽然通过使用PRML检测可以区别2T码型的再生波形与3T以上码型的再生波形，但是对于连续的2T码型，只根据该部分的再生波形很难确定信道位序列的相位，如果此时又有噪声混入再生波形，则很容易造成连续的2T码型全体1T位置偏移的错误检测结果。在这种情况下，偏离检测的范围直接影响到全体误差，容易造成涉及多个字节的检测误差。因此，为了避免此类型检测误差的传播，需要通过调制编码限制2T码型连续出现的次数。

此外，对于连续的最小游程长度为1的2T码型所对应的再生信号，由于其再生信号振幅较小且连续存在，因此存在很难从再生信号中抽出信道时钟的问题。在确保信道时钟抽出的稳定性的方面，也需要对2T码型连续出现的次数进行限制。

2004年10月21日公开的专利US2004/0207545公布了具有比EFMPlus调制码率更高的8-12调制技术。8-12调制技术能够将8位的数据源字转换为12位的信道码字，在信道位序列中相邻位“1”之间位“0”的个数至少为1，至多为10，同时不出现连续5次以上的游程长度为1的码型“1010101010101”。但是8-12调制由于将8位数据源字转换成12位信道码字，需要2⁸＝256或更多种转换模型，结果转换表变得很庞大，而且调制/解调处理(转换处理)变得很复杂。

2004年9月23日公开的专利US2004/0183704公布了将4位数据源字转换成6位信道码字的调制技术，仅需2⁴＝16种转换模式就足够了，因此转换表的尺寸很小。但是由于不能够有效的限制2T码型连续出现的次数，因此并不能满足存储系统的要求。

此外，特开平11-346154号公报公开了使用具有变换部分的变换表，将最小游程长度的连续限制在规定次数以下。但是，特开平11-346154号公报利用可变长编码，没有考虑编码的码率，同时变长码的调制/解调处理比较复杂。

发明内容

为了解决现有编码调制技术过于复杂或者出现容易引发再生信号检测误差码型的问题，本发明提供了一种更加简单的编码调制方法及装置、解调方法与装置，它具有与8-12调制相同码率，同时保证在信道位序列中不出现容易引发再生信号检测误差的码型的调制编码，此外还保证调制后的信道位序列经过NRZI转换后得到信号的直流成分较低，以适合高密度记录系统的要求。

本发明的技术方案如下：

一种编码调制方法，将2n位构成的数据位序列变换为3n位的信道位序列，n是整数，其特征在于，所述调制方法包括如下步骤：

利用调制电路，将2n位数据按每4位进行分割得到数据源字，根据编码表将每一个数据源字转换为6位信道码字，得到的信道码字经过并串转换并顺序输出，得到3n位数据，其中所述编码表具有两个包含16个6位信道码字的子码表，其中一个子码表的16个6位信道码字以位“1”或“0000”开头，而另一个子码表的16个6位信道码字以“01”、“001”或“0001”开头，此外每个子码表中至少存在一个码字的尾码是dk控制位或DSV控制位；

调制电路根据使用先行信道码字与后续信道码字联合确定的连接规则，对3n位数据中的符合连接规则的码型进行置换后，得到新的3n位数据，其中所述连接规则包含所有使得信道位序列中出现“101010101010101”的码字连接情况，置换后的码字连接由不能根据所述编码表中的编码规则得到的码字连接构成；

通过对新的3n位数据中的dk控制位按照dk控制规则赋值为位‘0’、位‘1’或DSV控制位‘#’，得到包含DSV控制位的3n位数据，保证无论DSV控制位取值为“0”或“1”，最终得到的信道位序列中的相邻位“1”之间的位“0”的个数至少是1至多是k，其中k为大于或等于9的整数；

之后，通过根据DSV选择DSV控制位是位“0”或者位“1”，得到最终确定的3n位信道位序列，并对其进行NRZI变换。

本发明还提供了实现本发明所述编码调制方法的编码调制装置，其特征在于，所述编码调制装置包括：

存储编码表，且通过参照所述编码表及状态信息，将数据源字转换成信道码字的编码表转换电路，所述编码表转换电路存储的编码表包括：与4位数据源字相对应的由位“0”、位“1”、dk控制位或DSV控制位构成的信道码字，以及表示变换下一个数据源字时应该参照的子码表的状态信息；

当信道码字彼此连接时，对满足连接规则的信道码字进行置换得到信道位序列的耦合电路；所述连接规则是使用先行信道码字与后续信道码字联合确定的；

根据dk控制位之前和紧随其后的信息决定dk控制位的值的dk限制器；以及

根据计算得到的信道位序列的DSV决定之前一个DSV控制位的值的DSV控制器。

本发明还提供了一种对上述编码调制得到的信道位序列进行解调的方法，其特征在于，所述解调方法包括如下步骤：

利用解调电路，从得到的信道位序列中抽取同步码型，以抽出的同步码型为基点，确定每6位信道码字的边界；

根据得到的信道码字的边界信息，从信道位序列中检测出根据连接规则被置换的码型，并根据由所述连接规则得到的置换分割规则实现对连续信道码字的置换分割，其中所述连接规则是由先行信道码字与后续信道码字联合确定的；

根据当前待解码码字紧随其后的6位信道码字或同步码型的信息，选择需要使用的与编码表相对应的子解调表；

根据当前待解码码字以及所选择的子解调表，得到4位数据源字。

本发明还提供了一种实现上述解调方法的解调装置，其特征在于，所述解调装置包括：

从信道位序列中检测出插入的同步码型的同步码型检测电路；

分割置换电路，所述分割置换电路用来检测出根据信道码字彼此连续时的连接规则被置换的码型，根据置换分割规则置换为连接前的码型，并分割成6位信道码字；

根据后续的6位信道码字或同步码型的信息，对用于当前6位信道码字解码的子解调表进行选择的子解调表选择电路；以及

存储有解调表的解调表转换电路，所述解调表转换电路根据选择的子解调表，将6位信道码字转换为4位数据源字。

本发明所述的编码调制方法及装置具有与8-12调制相同的编码码率，利用所述的编码调制方法及装置对随机生成的数据位序列调制后得到的信道位序列进行NRZI变换后得到的信号的直流成分很小，同时在信道位序列中不出现容易使得再生信号出现检测误差的码型，满足了高密度记录系统的要求。在本发明中，由于能够通过较小的编码表和解调表实现调制和解调，因此编码调制装置和解调装置更加容易实现。

具体而言，本发明可以得到编码码率是4/6，游程长度的最小值是1，最大值是k，其中k为大于或等于9的整数，并且游程长度1连续出现的次数被限制在6次及其以下的信道位序列，考虑信道码字的边界，得到避免影响波及3字节的效果。此外，得到低频成分十分小，并且适合高密度记录的信道位序列，并且在信道时钟频率的一万分之一以下的频率中，振幅强度与最大值相比小20dB以上。另一方面，解调时，可以以6位的信道码字为单位进行处理，并且由于只参照当前信道码字及紧随其后的6位信道码字或同步码型，所以其电路结构具有解调误差很难传播的特点。此外，即使记录密度高的情况下，也容易将信道时钟稳定地抽出，且很难发生检测误差。

附图说明

图1是本发明所述调制电路的结构图；

图2是表示本发明所述调制方法的流程图；

图3是表示编码的频率特性的图；

图4是用于说明根据本发明一个实施例的数据转换方法和装置进行转换后的信道位序列的DSV特性评估结果；

图5是表示本发明所述解调方法的流程图；

图6是本发明所述解调电路的结构图。

具体实施方式

为了明确本发明的上述以及其它的目的、特征及优点，参照附图对本发明的一个优选实施例的实施方式进行详细说明。

在实施例中，利用调制电路，首先将2n位数据按每4位进行分割得到数据源字，根据编码表将每一个数据源字转换为6位信道码字，得到的信道码字经过并串转换并顺序输出，得到3n位数据。表1示出可用于本发明的编码调制方法的一个编码表，其中所述编码表具有两个包含16个6位信道码字的子码表，其中一个子码表的16个6位信道码字以位“1”或“0000”开头，而另一个子码表的16个6位信道码字以“01”、“001”或“0001”开头。

在表1所示的编码表中，6位信道码字中除了位‘0’和位‘1’’以外，还使用了位‘*’和位‘#’。位‘*’(*∈{0，1，#}，其中#∈{0，1})表示它是一个dk控制位，其取值由图1中所示的dk限制器106确定，或由图1中所示的dk限制器106和DSV控制器107共同确定。具体而言，dk控制位根据所述dk控制位之后一位的值，以及信道位序列中在所述dk控制位之前及紧随所述dk控制位之后的连续位“0”的数目确定是位“0”、位“1”或者DSV控制位。位‘#’表示该位是一个DSV控制位，其取值由图1中所示的DSV控制器107确定。此外，所述编码表中每个子码表中至少存在一个码字的尾码是dk控制位或DSV控制位。所述编码表的两个子码表分别对应两个状态，状态0和状态1，且均包括4位的数据源字与6位的信道码字，以及表示当变换下一个数据源字时应该参照的子码表的状态信息，该状态信息用于指定下一数据源字转换时所用的子码表。

       表1：本发明所述的调制方法中使用的编码表

数据源字	状态0		状态1
					信道码字	下一状态	信道码字	下一状态
	0	10100*	0	001000					0
1					101000	1	001000	1
	2	101001	1	001001					1
3					10010*	0	01010*	0
	4	100100	1	010100					1
5					100101	1	010101	1
	6	101010	0	00010*					0
7					101010	1	000100	1
	8	100010	0	000101					1
9					100010	1	01000*	0
	A	10000*	0	010000					1
B					10000#	1	010001	1
	C	000010	0	001010					0
D					000010	1	001010	1
	E	00000*	0	010010					0
F					00000*	1	010010	1

在表1所示的编码表中，4位数据源字与下一状态信息是相互对应的，其中4位数据源字用其对应的十六进制数0至F来表示。在表1所示的编码表中，每一个源字在两个子码表中都有一个“下一状态”与其对应，“下-状态”的取值定义了编码表转换电路在转换完该数据源字之后应进入的状态。编码表转换电路根据当前所处的状态选择与该状态对应的子码表进行编码调制，即在完成当前数据源字编码转换后会自动进入下一个状态并选择与其对应的子码表用于下一个数据源字的编码，重复上述过程直至编码结束。以本发明的编码调制，进行将4位的数据源字转换为6位的信道码字，其编码的码率R＝4/6。

根据表1表示的两个子码表中表示的下一状态信息来选择子码表，得到的信道码字彼此连接时，不论dk控制位和DSV控制位的最终取值如何，最终得到的信道位序列中均不连续出现位“1”，并且连续出现位“0”的个数总是不大于k，其中k为大于或等于9的整数。由于信道位序列中不连续出现“1”，对信道位序列进行NRZI变换并记录时，产生的标记和空格长度均在2T以上，T是信道信号位长度。即，按照表1表示的编码表可以得到最小游程长度是1，最大游程长度是k的RLL(1，k)编码，其中k为大于或等于9的整数。使用该编码不会产生比2T短的标记和空格，因此能够避免出现记录和检测的困难。

此外，当信道码字彼此连接时，调制电路根据表2所示使用先行信道码字与后续信道码字联合确定的连接规则，对3n位数据中的符合连接规则的码型进行置换后，得到新的3n位数据，其中所述连接规则包含所有使得信道位序列中出现“101010101010101”的码字连接情况，置换后的码字连接由不能根据所述编码表中的编码规则得到的码字连接构成。通过根据表2所示的连接规则进行置换，可以将连续6次以上的游程长度为1的码型“101010101010101”从信道位序列中排除。游程长度为1的码型经过NRZI变换后变为记录时最短的2T长度的标记和空格。由于连续出现的游程长度1不超过6次，因此可以避免再生信号振幅较小的情况持续出现，从而不会对时钟的再生带来困难。表2中的连接规则是由连续的四个信道码字联合确定的，将与表2中置换前码字连接一致的信道码字连接置换成由不不能根据所述编码表中的编码规则得到的码字连接，例如“？？？？？？001001 000010 101？？？”。由于表1所示编码表中码字“001001”的下一状态仅为1，因此根据表1所示编码表不能得到“001001 000010”的码字连接，因此“？？？？？？001001 000010 101？？？”是不能根据所述编码表中的编码规则得到的码字连接。此外，表2中置换前的码型中表示的“？”表示该位可以是“0”、“#”、“*”中的任何一个，在置换后，“？”的位保持置换前的值。根据连接规则置换的信道位序列中，包括所有使得信道码字彼此连接时游程长度1可能连续6次以上的码型。此外，由于连接规则将该信道位序列置换为根据表1编码表得不到的码字连接，因此在解调时容易检测出经过置换的码型，并将其复原成置换前的码型。

             表2是表示本发明的调制方法中使用的连接规则的表；

编号	置换前码字连接				置换后码字连接
						码字(n-1)	码字(n)	码字(n+1)	码字(n+2)
	1	？？？？？？	101010	101010						101？？？	？？？？？？ 001001 000010 101？？？
2					？？？？10	101010	101010	1？？？？？	？？？？10 001001 000010 1？？？？？
	3	？？1010	101010	101010						？？？？？？	？？1010 001001 000010？？？？？？
4					？？？？？？	010101	010101	0101？？	？？？？？？ 001001 00000# 0101？？
	5	？？？？？1	010101	010101						01？？？？	？？？？？1 001001 00000# 01？？？？
6					？？？？？#	010101	010101	01？？？？	？？？？？# 001001 00000# 01？？？？
	7	？？？？？*	010101	010101						01？？？？	？？？？？* 001001 00000# 01？？？？
8					？？？101	010101	010101	？？？？？？	？？？101 001001 00000* ？？？？？？
	9	？？？101	010101	01010*						00？？？？	？？？101 001001 00000*00？？？？

如果使用表1的编码表和表2的连接规则，可以得到编码码率为4/6、游程长度的最小值为1、最大值为k，其中k为大于或等于9的整数，并且游程长度1连续的次数限制在6次及其以下的信道位序列。如果对该信道位序列进行NRZI变换并用于数据记录，满足标记长度和空格长度在2T以上(k+1)T以下，并且2T的标记和空格最大仅连续6次的条件。2T的标记和空格连续的区域，由于再生信号的振幅不充分，容易导致数据的检测误差。由于将2T码型连续出现的次数限制在6次及其以下，可以抑制易导致误差的码型的出现。

此外，即使在2T码型连续的情况下，如果2T码型连续次数被限制在6次以下，那么其长度变为12T以下。在使用PRML检测的情况下，连续的2T码型整体容易发生1T额度偏差的检测误差，而如果连续次数在6次以下，能把偏差的影响扩展的范围抑制在14个信道信号位以下。经过解调后，可以将检测误差控制在2个字节以内。

此外，在信道位序列较长的时候，有时会由于偏离信道时钟的同步而发生解调误差，为了避免这种情况，通常，编码调制装置还包括同步码型插入电路，所述同步码型插入电路存储有包含游程长度为k以上的同步码型，其中k为大于或等于9的整数。在利用所述调制电路对数据转换的过程中，所述同步码型插入电路按照规定周期将包含游程长度为k以上的同步码型插入信道位序列中，其中k为大于或等于9的整数。因此，如果再生时同步发生偏差，那么在检测到下一个同步码型的时刻，同步可以检测出偏差，从而避免误差在以后连续。

对于存储系统，为了保证时钟恢复，参数k不应过大，通常选择参数k＝10，因此信道位序列中不出现游程长度k＝10以上的码型。因此采用包含游程长度为12的特征码型“10000000000001”的同步码型，可区别于使用表1的调制表和表2的连接规则得到的码型。表3示出了本发明的编码调制方法使用的同步码型，其与专利US2004/0207545所采用的同步码型相同，但是状态数不同。如表3所示，SY0到SY3四种同步码型具有相同的特征码型，且分属两个状态，保证将同步码型插入信道位序列中后，最小游程长度为1的约束不被破坏，且不出现连续6次以上游程长度为1的码型。图1中的同步码型插入电路104根据状态寄存器103提供的状态信息选择插入同步码型，每次插入同步码型后，状态寄存器103的状态信息变为状态1，此时继续编码不会出现连续位“1”出现的情况。此外，由于取k＝10，在信道位序列中同样不存在游程长度11的码型，同步码型还可以是以包含游程长度11的码型为特征的，即将包含游程长度11的码型“1000000000001”的码型用作同步码型。此外，使用同步码型时，为了避免游程长度1的码型连续6次以上出现，信道码字和同步码型在连接时，还应该参照表2所示的连接规则进行置换。

       表3是表示本发明的调制方法中使用的同步码型的表；

同步码型	状态0	状态1
			SY0	1000#0 010000 000000 001001	0100#0 010000 000000 001001
SY1	10100# 010000 000000 001001	00100# 010000 000000 001001
			SY2	10010# 010000 000000 001001	00010# 010000 000000 001001
SY3	00000# 010000 000000 001001	00#010 010000 000000 001001

各个同步码型中均包含1个可以根据DSV(Digital Sum Value)选择为位“0”或者位“1”的DSV控制位。由于表1编码表中仍有部分信道码字未包含dk控制位或者DSV控制位，因此调制后信道位序列中在经过dk限制器106后，可能会存在信道位序列中不出现DSV控制位的情况，此时仍可利用同步码型中的DSV控制位对同步码型的之间的信道位序列的直流分量进行控制。根据本发明的编码调制方法，DSV控制位的值在下一个DSV控制位出现前不能够被确定。

作为同步码型设置的四种码型SY0至SY3，可以任意选择，而通过有规则的选择，可以根据检测出的同步码型，大概的确定其在指定信道位序列中的位置。如果不需要指定位置，可以随机选择使用SY0至SY3，也可以只使用SY0一种。此外，同步码型不限定于这里表示的码型，可以任意选择长度。根据同步码型的决定方式，可以包含并变更表示插入同步码型后使用的子码表的状态信息。

图1示出根据本发明提出的编码调制装置(即调制电路)的电路框图，该调制电路可以利用复杂可编程逻辑器件CPLD，现场可编程们阵列FPGA或者专用芯片等实现，属于数字电路设计领域中的公知技术。如图所示的调制电路，具有编码表转换电路101、状态寄存器103、同步码型插入电路104以及多路复用器109。编码表转换电路101存储有表1表示的所述编码表，它包括与4位数据源字相对应的由位“0”、位“1”、dk控制位或DSV控制位构成的信道码字，和表示变换下一个数据源字时应该参照的子码表的状态信息。任意随机的用户数据被分割成4位一组的数据源字B(t)与状态寄存器103提供的状态信息S(t)一起进入编码表转换电路101。编码表转换电路101通过参照表1表示的所述编码表及状态信息S(t)，将输入的数据源字B(t)转换成6位信道码字X(t)；另一方面，根据表1表示的所述编码表把下一状态信息S(t+1)输出到多路复用器109。多路复用器109也从同步码型插入电路104得到下一状态信息，多路复用器109对其进行选择，并把表示下一状态的下一状态信息S(t+1)输出到状态寄存器103，状态寄存器103将与下一个数据源字B(t+1)对应的状态信息S(t+1)输出到编码表转换电路101和同步码型插入电路104。如图所示的调制电路中，耦合电路105、dk限制器106、DSV控制器107以及NRZI转换器108被顺序地连接在编码表转换电路101和同步码型插入电路104的输出侧，从NRZI转换器108输出用于记录的序列。

同步码型插入电路104存储有同步码型，且根据状态寄存器103保持的状态信息S(t)，按照规定的周期将同步码型插入信道位序列以进行调制，同时输出下一状态信息S(t+1)。如前述，从编码表转换电路101输出的状态信息与同步码型插入电路104输出的状态信息，经由多路复用器109提供给状态寄存器103。状态寄存器103不断更新并保持下一个状态信息S(t+1)，为每次从编码表转换电路101输出信道码字，或者每次从同步码型插入电路104输出同步码型服务。

耦合电路105将从编码表转换电路101输出的信道码字与从同步码型插入电路104输出的同步码型进行耦合并输出。当信道码字彼此连接时，通过根据使用先行信道码字与后续信道码字联合确定的连接规则，在耦合电路内将连续的4个信道码字与表2所示的置换前码字连接进行比较，对满足连接规则的信道码字进行置换，然后作为表示信道位序列的串行数据输出。

经耦合电路105后形成的信道位序列随后进入dk限制器106。dk限制器106根据dk控制位之前和紧随其后的信息决定dk控制位的值，具体dk控制规则如下：

步骤1：若dk控制位‘*’之后的码字以‘1’开头，则令位‘*’为‘0’，否则进入步骤2；

步骤2：若将dk控制位‘*’设为‘0’会使得信道位序列中连续位‘0’的个数大于k，其中k为大于或等于9的整数，则令dk控制位‘*’为‘1’，否则令dk控制位‘*’为DSV控制位‘#’。

经过dk限制器106的信道位序列中除了包含位‘0’和‘1’之外，还包含DSV控制位‘#’。DSV控制位可取值‘0’或‘1’，其最终取值由图1中的DSV控制器107决定。无论DSV控制位的最终取值如何，都不会破坏d＝1和k的游程约束，其中k为大于或等于9的整数。此外，通过改变dk限制器106步骤2所示规则中k的取值，还可以得到不同k参数的RLL(1，k)码，其中k大于或等于9的整数，由于k过大会使得时钟恢复变得困难，因此在实际系统中通常取k＝9，10，11，12，在本优选实施例中选择k＝10。

对于dk限制器106输出的包含DSV控制位的序列，DSV控制器107通过选择DSV控制位‘#’的取值来控制信道位序列的直流分量，它根据计算得到的信道位序列的DSV决定之前一个DSV控制位的值。这里定义信道位序列{x_i}对应的NRZ序列{y_i}及DSV序列{z_i}为：

y_i＝2[(y_i-1+x_i)mod2-1]，        (1)

$z_i=\underset{j=1}{\overset{i}{\mathrm{\Σ}}}{y}_j=z_{i-1}+y_i,---\left(2\right)$

其中y₀＝0，z₀＝0。通过选择DSV控制位的取值可以使得序列{x_i}对应的DSV序列{z_i}的取值满足：

N₁≤z_i≤N₂，                    (3)

其中N₁(≤0)和N₂(≥0)是两个(有限)常数。DSV控制器107通过选择DSV控制位‘#’的取值来控制信道位序列对应的DSV序列{z_i}的值，进而控制信道位序列在低频段的分量。

对于经过dk限制器106之后的信道位序列{x_i}，假设其第m位是第i个DSV控制位，其第n位是第i+1个DSV控制位，即x_m＝x_n＝#。由于x_m为DSV控制位‘#’，其取值可以是‘0’或‘1’。针对x_m的每种取值，DSV控制器107分别计算出信道位序列在下一个DSV控制位x_n出现前的游程数字和z_n-1，然后选择使得z_n-1绝对值最小的x_m取值作为DSV控制位x_m的最终取值。重复以上操作直至所有码元序列中不再包含直流控制码元。

当取k＝10时，通过使用这种结构的调制电路，可以容易地得到游程长度的最小值是1，最大值是10，不出现游程长度1为6次以上连续的码型，且低频成分十分小的适合高密度记录的信道位序列。

此外，以上的说明是基于表1的编码表和表2的连接规则进行的，而使用变更数据源字和信道码字之间对应关系的表时，也能得到同样的效果。例如，在状态1所对应的子码表中，将数据源字“A”与数据源字“F”对应的信道码字和下一状态进行互换，得到新的编码表。此外，虽然表1中分配了DSV控制位的位置，但是并不限定于表1的编码表给出的例子。例如，将包含1位DSV控制位的代码字，分割为DSV控制位成为“0”的信道码字和成为“1”的信道码字这两种，通过将其中一种与其它信道码字合成，或者将其它信道码字合成，可以容易变更DSV控制位的位置或具有DSV控制位的信道码字。例如将含有DSV控制位的码字“10000#”分割为两个信道码字“100000”和“100001”，其下一状态均为“状态1”，分别对应于数据源字“2”和数据源字“B”，同时将下一状态相同且均为“状态1”的信道码字“101000”和“101001”合并得到新的信道码字“10100#”，并将其对应于数据源字“1”。由于通过这种操作得到的编码表中DSV控制位的出现频率不变，可以预期有与使用表1的编码表同样的特性。

图2示出上述的编码调制方法的流程图。首先，编码开始的时候，将调制电路的状态寄存器103初始化为状态0或状态1，同时将y0和z0初始化为0。将任意的用户数据按一定数量字节(例如，91字节)分开得到的数据帧，在每个数据帧的开头，按照SY0、SY1、SY2、SY3的顺序插入同步码型，同步码型的初始状态选择为状态1。首个同步码型中包含DSV控制位，而在此前DSV控制位尚未出现，因此这里不进行DSV控制位取值的判定，而是等到下一个DSV控制位出现时开始。在此之后，把数据位序列按每4位进行分割，得到每4位一组的数据源字，利用本发明所述的编码表以及状态寄存器103所存储的当前调制电路状态信息，变换为6位信道码字，直到需要插入下一个同步码型；同时根据表1表示的编码表更新状态寄存器103存储的状态信息。然后耦合电路105根据表2所示连接规则对信道码字彼此置换后连接，并输出至dk限制器106。dk限制器106通过对dk控制位按照dk控制规则赋值为位‘0’、位‘1’或DSV控制位‘#’，得到包含DSV控制位的信道位序列，保证无论DSV控制位取值为“0”或“1”，最终得到的信道位序列中的相邻位“1”之间的位“0”的个数至少是1至多是k，其中k为大于或等于9的整数，这里k＝10。

经过dk限制器106的信道位序列包含码元‘0’、‘1’和DSV控制位‘#’。该序列进入图1所示的DSV控制器107，DSV控制器107从序列首位开始计算序列的DSV，并且在检测到序列中的第i(i＝1，2，3…)个DSV控制位后，开始计算该DSV控制位在其不同取值情况下的DSV，直至出现第i+1个DSV控制位为止，然后根据DSV选择第i个DSV控制位是位“0”或者位“1”，之后则开始计算第i+1个DSV控制位在其不同取值情况下序列的DSV，直至出现第i+2个DSV控制位为止，并根据计算结果确定第i+1个DSV控制位的取值，以此类推。

如上述，一边周期性地插入同步码型一边进行编码调制。通常，DSV控制位的取值在下一个DSV控制位出现以前不确定，然而对于信道位序列中的最后一个DSV控制位，其取值则由计算到信道位序列末尾时的DSV来确定。如果插入同步码型的周期按照100字节(或更高)为周期，则可以减少由插入同步码型造成的效率降低的影响。此外，编码表中，同步码型表示的DSV控制位的一部分可以转换为控制记录数据的极性。通过转换预先确定的位置上的DSV控制位，可以限定记录在盘上的码型。

图3表示在上述编码调制方式下得到的NRZI变换后的信号的频率特性例。横轴表示利用信道时钟频率作归一化后的频率，纵轴表示不同频率成分所对应的振幅强度，单位为dB。使用本发明的调制方法对随机的二进制用户数据进行调制后，如图3所示，与信道位序列经NRZI变换后的振幅成分的最大值相比，在信道时钟频率的1/10000以下的低频段的振幅强度比最大值小20dB以上。由于在信道时钟频率的1/10000以下的频率频带中，存在控制光学头位置的伺服信号，而经本发明的编码调制后的信道位序列在该低频段的振幅强度与最大值相比小20dB以上，因此可以有效降低其对伺服系统控制信号的恶劣影响，有利于保证伺服控制的精度。

表4示出了根据本发明一个实施例的编码调制方法和装置进行转换后的信道位序列中各种T的出现频率的评估结果表格。从表中可以看出，由于信道位序列中不存在1T和11T以上(同步码型所包含的13T除外)的码型，因此完全满足d＝1和k＝10的游程约束。此外，如表4所示，3T出现频率(22.213％)最高，2T出现的频率(21.949％)其次，这与通常2T出现频率最高的情况不同。表4所示的这种出现频率分布情况和编码调制中采用了表2所示的连接规则有关，因为表2所示的连接规则将大量的2T连续情况替换为其它情况，因此出现了2T的出现频率低于3T出现频率的情况。由于2T出现的频率有所降低，因此采用PRML检测的误差也会降低，有利于提高系统的性能。

表4是用于说明根据本发明一个实施例的数据转换方法和装置进行转换后的信道位序列中各种T的出现频率的评估结果表格；

游程长度nT	出现次数	占有量	出现频率	占有频率
					1	0	0	0.0％	0.0％
2	101901	203802	37.899％	21.949％
					3	68751	206253	25.57％	22.213％
4	42576	170304	15.835％	18.342％
					5	23026	115130	8.5639％	12.399％
6	15640	93840	5.8169％	10.107％
					7	7590	53130	2.8229％	5.7221％
8	4409	35272	1.6398％	3.7988％
					9	2196	19764	0.81675％	2.1286％
10	1261	12610	0.469％	1.3581％
					11	690	7590	0.25663％	0.81744％
12	0	0	0.0％	0.0％
					13	832	10816	0.30944％	1.1649％
14	0	0	0.0％	0.0％
					总计	268872	928511	100.0％	100.0％

表5所示的表格是根据本发明一个实施例的编码调制方法和装置进行转换后的信道位序列中连续2T码型的出现次数的评估结果。从表5中明显看到，当执行表2所示的连接规则时，不再出现6个以上2T码型连续出现的情况，同时6个2T码型连续出现的频率也非常低，只有0.83611％。此外，单个2T码型和连续两个2T码型出现的概率则相当。表5所示的连续2T码型的分布情况，有利于降低PRML检测的错误。

表5是用于说明根据本发明一个实施例的数据转换方法和装置进行转换后的信道位序列中连续2T的重复次数的评估结果表格；

2T码型重复次数	出现次数	占有量	出现频率	占有频率
					1	39161	39161	61.309％	38.43％
2	15480	30960	24.235％	30.382％
					3	6066	18198	9.4967％	17.859％
4	2400	9600	3.7573％	9.4209％
					5	626	3130	0.98004％	3.0716％
6	142	852	0.22231％	0.83611％
					7	0	0	0.0％	0.0％
8	0	0	0.0％	0.0％
					总计	63875	101901	100.0％	100.0％

图4是根据本发明一个实施例的编码调制方法和装置进行转换后的信道位序列所对应的DSV的分布结果。从图4中明显看出，通过DSV控制器后的DSV值分散很小，并且集中在0左右，因此调制后得到的信道位序列的直流分量很低。

下面对根据本发明的编码调制方法和调制电路得到的信道位序列的解调方法进行说明。图5示出解调方法的流程图。首先，对再生信号进行检测，利用解调电路，从得到的信道位序列中抽取同步码型，以抽出的同步码型为基点，确定每6位信道码字的边界；然后，根据表示得到的信道码字的边界信息，从信道位序列中检测出根据连接规则被置换的码型，并根据由连接规则得到的置换分割规则实现对连续信道码字的置换分割，其中所述连接规则是根据使用先行信道码字与后续信道码字联合确定的；紧接着，根据当前待解码码字紧随其后的6位信道码字或同步码型的信息，选择需要使用的与编码表相对应的子解调表，最后根据当前待解码码字以及所选择的子解调表，得到的4位数据源字。

其中，表6示出了本发明的解调方法中使用的置换分割规则的一种具体的实现方式。由于在编码调制时，根据连接规则将所有使得信道位序列中出现“101010101010101”的码字连接情况，置换为由不能根据编码表中的编码规则得到的码字连接，如在实施例中将“101010 101010”置换为“001001 000010”。因此为了实现正确的解调，在解调时要使用置换分割规则对那些不能根据所述编码表中的编码规则得到的码字连接置换为原来的码字连接，如在实施例中将“001001 000010”重新置换为原来的“101010101010”。表6规定了所有信道位序列中可能出现的、不能根据所述编码表中的编码规则得到的码字连接的置换分割规则。

表6是表示本发明的解调方法中使用的置换分割规则的表；

编号	置换分割前		置换分割后
					CW(n)	CW(n+1)	CW(n)	CW(n+1)
	1	001001	000010	101010					101010
2					001001	000000	010101	010101
	3	001001	000001	010101					010101

表7示出用于本发明的将6位的信道码字转换为4位数据源字的解调表。表7所示的解调表分为2个子解调表，分别对应着解调电路的两个状态。在每个子解调表中，都存在着21个由十六进制数0～F表示的数据源字与21个信道码字一一对应。解调时，图6所示的解调装置能够根据当前码字X(t)的紧随其后的码字X(t+1)或者同步码型的信息来选择相应的子解调表用于当前码字X(t)的解调。如果当前信道码字X(t)之后的信道码字X(t+1)以‘1’或‘0000’开头，或者，下一个同步码型是状态0的SY0～SY3时，选择子解调表1对当前码字X(t)进行解调；如果当前码字X(t)之后的码字X(t+1)以‘01’、‘001’或‘0001’开头，或者，下一个同步码型是状态1的SY0～SY3时，选择子解调表2对当前码字X(t)进行解调。此外，在解调表中未出现的6位码型，和在解调表中对应的数据源字栏中用“Z”表示的码型，均是利用本发明的编码调制方法所不能发生的码型。当检测到这些码型的时候，将该码型作为不能解调来处理，并输出解调错误的信息同时输出任意的数据源字。但是，由于再生信号的判定时使用PRML检测，作为解调表中没表示的信道位序列而被判定的码型，几乎可以在PRML检测阶段排除。因此，可以降低判定与解调中的误差。此外，解调表，由于是使6位的信道码字与4位的数据源字对应的形式，与特开平11-346154号公报中可变长分组码的变换表相比，具有不易发生错误传播的优点。

             表7是表示本发明的解调方法中使用的解调表

信道码字	数据源字		信道码字	数据源字
						子解调表1	子解调表2	子解调表1	子解调表2
	101000	0		1	101001					0	2
100100			3			4	100101	3	5
	101010	6		7	100010					8	9
100000			A			B	100001	A	B
	000010	C		D	000000					E	F
000001			E			F	001000	0	1
	001001	Z		2	010100					3	4
010101			3			5	000100	6	7
	000101	6		8	010000					9	A
010001			9			B	001010	C	D
	010010	E		F

下面结合图6说明本发明所述的解调装置(即解调电路)的结构。该解调电路可以利用复杂可编程逻辑器件CPLD，现场可编程们阵列FPGA或者专用芯片等实现，属于数字电路设计领域中的公知技术。首先，信道位序列被输入到同步码型检测电路601。同步码型检测电路601从信道位序列中检测出插入的同步码型，并以检测出的同步码型的位置作为基点，将表示信道码字边界位置的信息附加到信道位序列并输出。在把信道位序列按每6位信道码字进行分割以前，分割置换电路602检测出根据信道码字彼此连续时的连接规则被置换的码型，根据表6所示的所述置换分割规则置换为连接前的码型，并分割成6位信道码字输出；然后，当前的信道码字X(t)被送入解调表转换电路604等候解调，与此同时紧随其后的码字X(t+1)或同步码型则被送入子解调表选择电路603，用于选择对当前码字X(t)解码所应采用的子解调表；之后，子解调表选择电路603根据后续的6位信道码字或同步码型的信息，将按照前述规则选择用于当前6位信道码字解码的子解调表，并将选择结果送入解调表转换电路604；解调表转换电路604存储有解调表，根据选择的子解调表，将当前6位信道码字X(t)转换成4位数据源字B(t)，并作为解调表转换电路604的输出。此外，解调表转换电路604对于表7表示的所述解调表中没有出现的码型，输出不能解调的信息。在解码过程中，以6位的信道码字为单位进行处理，并且，由于仅参照当前码字X(t)及紧随其后的一个码字X(t+1)或同步码型即可实现解调，可以实现解调误差不易传播的电路结构。

此外，本发明不限定于上述各实施例，在本发明的精神和权利要求的范围内，可以对各实施例进行适宜改变。例如，本发明的编码调制方法及装置、解调方法及装置不仅适用于光记录介质中的读、写，也可以适用于其它的记录介质。

Claims (9)

1.一种编码调制方法，将2n位构成的数据位序列变换为3n位的信道位序列，n是整数，其特征在于，所述调制方法包括如下步骤：

利用调制电路，将2n位数据按每4位进行分割得到数据源字，根据编码表将每一个数据源字转换为6位信道码字，得到的信道码字经过并串转换并顺序输出，得到3n位数据，其中所述编码表具有两个包含16个6位信道码字的子码表，其中一个子码表的16个6位信道码字以位“1”或“0000”开头，而另一个子码表的16个6位信道码字以“01”、“001”或“0001”开头，此外每个子码表中至少存在一个码字的尾码是dk控制位或DSV控制位；

调制电路根据使用先行信道码字与后续信道码字联合确定的连接规则，对3n位数据中的符合连接规则的码型进行置换后，得到新的3n位数据，其中所述连接规则包含所有使得信道位序列中出现“101010101010101”的码字连接情况，置换后的码字连接由不能根据所述编码表中的编码规则得到的码字连接构成；

通过对新的3n位数据中的dk控制位按照dk控制规则赋值为位‘0’、位‘1’或DSV控制位‘#’，得到包含DSV控制位的3n位数据，保证无论DSV控制位取值为“0”或“1”，最终得到的信道位序列中的相邻位“1”之间的位“0”的个数至少是1至多是k，其中k为大于或等于9的整数；

之后，通过根据DSV选择DSV控制位是位“0”或者位“1”，得到最终确定的3n位信道位序列，并对其进行NRZI变换。

2.根据权利要求1所述的编码调制方法，其特征在于：在信道位序列中的dk控制位的取值方法如下：根据所述dk控制位之后一位的值，以及信道位序列中在所述dk控制位之前及紧随所述dk控制位之后的连续位“0”的数目确定是位“0”、位“1”或者DSV控制位。

3.根据权利要求1所述的编码调制方法，其特征在于：

所述编码表的两个子码表分别对应两个状态，均包括4位数据源字与6位信道码字，以及表示当变换下一个数据源字时应该参照的子码表的状态信息，该状态信息用于指定下一数据源字转换时所用的子码表；所述的4位数据源字与下一状态信息相对应，并使用16进制表示；

把数据位序列按每4位进行分割，得到每4位一组的数据源字，利用所述编码表以及当前调制电路状态信息，变换为6位信道码字。

4.根据权利要求1、2或3所述的编码调制方法，其特征在于：利用所述调制电路对2n位数据转换的过程中，按照规定周期将包含游程长度为k以上的同步码型插入信道位序列中，其中k为大于或等于9的整数。

5.根据权利要求4所述的编码调制方法，其特征在于：所述同步码型具有相同的特征码型，且分属两个状态，保证将同步码型插入信道位序列中后，最小游程长度为1的约束不被破坏，且不出现连续6次以上游程长度为1的码型。

6.一种实现权利要求1所述编码调制方法的编码调制装置，其特征在于，所述编码调制装置包括：

存储编码表，且通过参照所述编码表及状态信息，将数据源字转换成信道码字的编码表转换电路，所述编码表转换电路存储的编码表包括：与4位数据源字相对应的由位“0”、位“1”、dk控制位或DSV控制位构成的信道码字，以及表示变换下一个数据源字时应该参照的子码表的状态信息；

当信道码字彼此连接时，对满足连接规则的信道码字进行置换得到信道位序列的耦合电路；所述连接规则是使用先行信道码字与后续信道码字联合确定的；

根据dk控制位之前和紧随其后的信息决定dk控制位的值的dk限制器；以及

根据计算得到的信道位序列的DSV决定之前一个DSV控制位的值的DSV控制器。

7.根据权利要求6所述的编码调制装置，其特征在于，所述编码调制装置还包括同步码型插入电路，所述同步码型插入电路存储有同步码型，它根据状态信息按照规定的周期将同步码型插入信道位序列以进行调制，所述同步码型的长度是固定的，包含游程长度为k以上的码型，并且包含可以根据DSV选择为位“0”或者位“1”的DSV控制位。

8.一种对信道位序列进行解调的方法，其特征在于，所述解调方法包括如下步骤：

利用解调电路，从得到的信道位序列中抽取同步码型，以抽出的同步码型为基点，确定每6位信道码字的边界；

根据得到的信道码字的边界信息，从信道位序列中检测出根据连接规则被置换的码型，并根据由所述连接规则得到的置换分割规则实现对连续信道码字的置换分割，其中所述连接规则是由先行信道码字与后续信道码字联合确定的；

根据当前待解码码字紧随其后的6位信道码字或同步码型的信息，选择需要使用的与编码表相对应的子解调表；

根据当前待解码码字以及所选择的子解调表，得到4位数据源字。

9.一种实现权利要求8所述解调方法的解调装置，其特征在于，所述解调装置包括：

从信道位序列中检测出插入的同步码型的同步码型检测电路；

分割置换电路，所述分割置换电路用来检测出根据信道码字彼此连续时的连接规则被置换的码型，根据置换分割规则置换为连接前的码型，并分割成6位信道码字；

根据后续的6位信道码字或同步码型的信息，对用于当前6位信道码字解码的子解调表进行选择的子解调表选择电路；以及

存储有解调表的解调表转换电路，所述解调表转换电路根据选择的子解调表，将6位信道码字转换为4位数据源字。

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