CN1722647A - 用于crz－dpsk光学信号生成的方法和设备 - Google Patents

Abstract

用于利用由同步归零(RZ)驱动信号驱动的单个调制器生成线性调频脉冲归零(CRZ)差分相移键控(DPSK)光信号的设备和方法，以获得同步RZ脉冲格式和线性调频脉冲DPSK数据调制。

Description

用于CRZ-DPSK光学信号生成的方法和设备

相关申请的交叉引用

本申请与2004年5月28日提出的标题为“用于CRZ-DPSK光信号生成的方法和设备”的共同待审申请相关。

技术领域

本发明一般涉及光通信领域，尤其是涉及一种生成线性调频脉冲归零(CRZ)差分相移键控(DPSK)光信号的设备和方法。

背景技术

已知用于光信号的归零(RZ)脉冲格式比非归零制(NRZ)格式具有性能优势，例如高接收机灵敏度和对符号间串扰的高抗扰性。当外加均衡检测时还发现DPSK光传输具有诸如超高的接收机灵敏度，对高速传输中某些主要非线性效应的高容限，以及对相干串扰的高容限等方面的性能优势。因此，RZ-DPSK成为用于大容量远距离传输时的调制格式。

推荐使用的用于生成无线性调频脉冲的RZ-DPSK信号的方案不仅需要一个Mach-Zehnder调制器(MZM)用于脉冲雕刻，还需要另一个MZM用于精确相位调制。在光纤通信会议2003(OFC’03)卷ThE1中A.H.Gnauck所著的“40-Gb/s RZ-差分相移键控传输”一文中讨论了这种模式，在此引入作为参考。

在OFC’03卷FF6中Y.H.Kao等所著的“用于使用宽带GaAspHemt放大器的ULH传输的10Gb/s孤波信号”一文中讨论并推荐了一种用于生成采用单个MZM和一个差分放大器的RZ开关键控(RZ-OOK)信号的方案，在此引入作为参考。然而，这种方案无法用于生成RZ-DPSK信号，因为其不能生成光学领域中RZ-DPSK信号的三种状态：‘1’、‘0’和‘-1’。

在Proc OFC’01，卷WF4，2001中B.Bakhshi等所著的“在超过9000km的64×12.3Gb/s WDM传输试验中对CRZ、RZ和NRZ的比较”一文中已提出的一种在RZ-OOK光信号(即CRZ-OOK信号)中引入线性调频脉冲的方法，在此引入作为参考。在RZ-OOK光信号中引入线性调频脉冲被发现能够提供对在长距离10Gb/s传输中的非线性效应的增强的抵抗力。然而，这种方案需要使用额外的相位调制器以在信号中引入线性调频脉冲，其增加了复杂性和发射机的成本。

发明内容

本发明提供一种用于生成CRZ-DPSK光信号的设备和方法。本发明一方面涉及这样的识别：尽管在DPSK中引入线性调频脉冲会使DPSK将在其上被编码的光相位产生波动，但由于可对每一数据位施加基本相同的线性调频脉冲，同时不会降低DPSK信号的性能。使用差分检测，基于两个相邻数据位之间的相位来恢复CRZ-DPSK信号中的编码信息。根据本发明的CRZ-DPSK信号生成降低了自相位调制(SPM)，从而降低了Gordon-Molleanauer非线性相位噪声，特别是当应用了适当色散和功率映射时更为明显。

根据本发明的另一方面，本发明人还公开了一种用于利用单个使用同步RZ驱动信号驱动的调制器生成的设备和方法，以实现同步RZ脉冲格式和线性调频脉冲DPSK数据调制。

根据本发明的CRZ-DPSK光信号一些潜在的优点包括其具有成本效益、设计紧凑，更低的功率消耗以及与使用两个MZM的常规RZ-DPSK传输相比更低的损耗。另外，本发明在抑制调制器带宽限制方面具有更好的性能，特别是在调制器欠充分驱动时尤其如此。

附图说明

图1是描述根据本发明的一个实施例用于生成CRZ-DPSK光信号的设备的框图；

图2a-c是示意本发明的一个实施例的操作原理的曲线图；

图3a-c是示意本发明的另一个实施例的操作原理的曲线图；

图4a-c是根据本发明的一个实施例的使用完全驱动的调制器，其中色散分别为0ps/nm、-340ps/nm和+425ps/nm的CRZ-DPSK传输眼图；

图5a-c是根据本发明的另一个实施例的使用完全驱动调制器，其中色散分别为0ps/nm、-340ps/nm和+425ps/nm的CRZ-DPSK传输眼图，；

图6a-b分别是在延迟线干涉仪的构建和破坏端口处的根据现有技术的NRZ-DPSK信号的背对背传输的接收电眼图；

图7是根据本发明的实施例生成的CRZ-DPSK信号的测量光谱图；

图8为示意根据本发明的实施例生成的10Gb/s CRZ-DPSK信号的色散与实测接收机灵敏之间的关系图；

图9为示意10-Gb/s MZM的典型响应的曲线图；

图10a-b分别是常规NRZ-DPSK背对背传输和根据本发明的实施例的CRZ-DPSK背对背传输经过平衡检测后的模拟眼图；

图11a-b分别是常规NRZ-DPSK背对背传输和根据本发明的实施例的CRZ-DPSK背对背传输经过平衡检测后的模拟眼图；

图12是描述根据本发明的一个实施例用于生成CRZ-DQPSK光信号的设备的框图；

图13是描述根据本发明的另一个实施例用于生成CRZ-DQPSK光信号的设备的框图。

具体实施方式

图1示意了根据本发明的一个实施例的CRZ-DPSK光信号生成器设备100，数据信号110和第一正弦时钟信号120被输入到差分放大器(DA #1)130中，数据信号110包含差分编码数据，并具有与第一时钟信号120相同的数据率。DA #1 130用作比较器以生成第一电子“2-级”RZ格式驱动信号180(下文中参考作为第一RZ驱动信号180，并在图1中的插图135中示意)。

本领域的技术人员应理解的是，数据信号110和第一时钟信号120利用DA #1 130被逻辑合并(例如，通过逻辑与运算)。如在此使用的那样，“2-级”信号是指具有两个不同状态(或电压)的信号，一个表示逻辑“1”而另一个表示逻辑“0”。

再次参考图1，将数据信号110的反相(反相的数据信号140)和第二时钟信号150输入到第二差分放大器(DA #2)160以生成第二电子“2-级”RZ驱动信号182(下文中参考作为第二RZ驱动信号182)。DA#2 160还用作比较器以生成第二RZ驱动信号182(在图1的插图165中示意)。也可将第一时钟信号120的一个副本用作第二时钟信号150。

本领域的技术人员能够理解的是，第一和第二RZ驱动信号180、182为“逻辑求反”以便以下述方式表示数据信号110中包含的差分编码数据。对于差分编码数据中每一个“1”，在DA #1 130输出(即，第一RZ驱动信号180)中有一个负(或正)RZ电RZ脉冲，而DA #2 160输出(即，第二RZ驱动信号182)为零。对于差分编码信号中的每一个“0”，在DA #2 160输出中有一个负(或正)电RZ脉冲，DA #1 130输出为零。

换句话说，数据信号110中包含的差分编码数据能够如下以第一和第二RZ驱动信号180、182表示。对于差分编码数据中每一个“1”，在DA #2 160输出中有一个负(或正)电RZ脉冲，而且DA #1 130输出为零。对于差分编码信号中的每一个“0”，在DA #1 130输出中有一个负(或正)电RZ脉冲，DA #2 160输出为零。

换句话说，DA #1 130和DA #2 160能用高速逻辑与门(未示出)替代。此外，驱动速度可以调高，如调高到40-Gb/s。

本领域的技术人员能够理解的是，可以采用再定时电路来同步在此讨论的信号(例如，数据信号110和第一时钟信号120；反相数据信号140和第二时钟信号150；以及第一RZ驱动信号180和第二RZ驱动信号182，等等)。

第一RZ驱动信号180和第二RZ驱动信号182接着用于驱动调制器195。调制器195调制来自激光器197的激光以提供同步RZ脉冲格式和线性调频脉冲DPSK数据调制，生成CRZ-DPSK光信号198。激光器197可包括例如，工作于1550nm的可调CW激光器，或可选地为另一光信号或光源。CRZ-DPSK光信号198的光强剖面图在图1中的插图199中示意。

优选地，调制器195是Mach-Zehnder调制器。更为优选地调制器195是在零位偏压的零切割双驱动LiNbO3 MZM。应注意的是，调制器195的偏压是本发明的一个重要方面。特别是在零位偏压调制器195可以实现CRZ-DPSK信号198(即，相邻位之间0或π的精确相位差)的适当DPSK调制。如本领域的技术人员所理解的那样，“在零位偏压调制器”表示当调制器驱动为零时其输出功率为零。下文将详细讨论根据本发明的CRZ-DPSK信号生成的操作原理。

在驱动调制器195之前，第一和第二驱动信号180、182还可通过一个或多个放大器(未给出)放大以具有高达约调制器Vπ的峰到峰值。如下所述，Vπ为在经过调制器195的一条分支传输的光波之上引入π光相位改变所需的电压。

图2a-c示意了当调制器195为完全驱动时本发明的实施例的操作原理。子图(a)、(b)和(c)分别示出了第一和第二RZ驱动信号180、182(以v1和v2标注)，调制器195的光强和相位转移函数(下面将详细讨论)，以及所生成的DRZ-DPSK光信号198的强度和相位。

通过上述的讨论以及图2a-c可知，除了相同的线性调频脉冲，差分编码数据序列为(10010)，则v1＝(10010)，v2＝(01101)，生成的CRZ-DPSK光信号198相位图为(π00π0)。Vd为作用驱动信号的电压，其是施加到调制器195的第一和第二RZ驱动信号180、182其中电压较高的一个。

调制器195(在零位偏压)的光强和光相位转移函数(图2b中示意)可如下推导。调制器195输出处的组合光场可表示为：

$E_{\mathrm{output}}\left(t\right)=E_{\mathrm{input}}\left(t\right)\·(e^{\mathrm{i\πv}1\left(t\right)v_R}-e^{\mathrm{i\πv}2\left(t\right)/v_{\mathrm{\π}}})/2...\left(1\right)$

其中v1(t)和v2(t)为第一和第二RZ驱动信号180、182的随时间变化的电压，而V_π为在经过调制器195传输的光波之上引入(通过电光效应)π光相位改变所需的电压(V_d通常与频率相关，为简化期间在此用作常量)。

当v2(t)≠0时v1(t)＝0，当v1(t)≠0时v2(t)＝0(2)

这是因为当v2≠0，反相数据位为“1”而数据位为“0”，由此v1(数据位和时钟的逻辑与结果，其中时钟的峰值与数据位的位时隙的中心对齐)应为0。当v1≠0时情况刚好相反。调制器195输出端的光场可简化为：

光强转移函数为(经简化后)：

光相位转移函数为：

这里tan^-1()为tan()函数的反函数。根据上述定义，数据位“1”的每一位的中心处v1＝0，v2＞0，而穿过生成的光信号位有相位的变化(或线性调频脉冲)。类似的，数据位“0”的每一位的中心处v1＞0，v2＝0，(假定第一和第二RZ驱动信号180、182具有相同的脉冲外形)，除了用于DPSK数据调制的精确的π相移，还具有相同的相位变化(或线性调频脉冲)。基于所生成的CRZ-DPSK光信号198的差分检测，相邻位之间的相同线性调频脉冲将被消除，由此能够恢复DPSK编码数据。

通过调整第一和第二RZ驱动信号180、182(即，v1和v2)的幅度(电压摆动)可以改变CRZ-DPSK光信号198的线性调频脉冲。通过使用幅度约为V_π(或约为V_π/2)的第一和第二RZ驱动信号180、182驱动调制器195可实现期望的例如π/2(或π/4)的调相指数(PMI)(即，RZ脉冲峰和谷之间的相位差)。

图3a-c示意了当调制器195为50％的欠驱动时本发明实施例的操作原理。子图(a)、(b)和(c)分别示出了第一和第二RZ驱动信号180、182(以v1和v2标注)，调制器195的光强和相位转移函数，以及所生成的DRZ-DPSK光信号198的强度和相位。

由图3a-c可知，除了相同的线性调频脉冲，差分编码数据序列为(10010)，v1＝(10010)，v2＝(01101)，生成的CRZ-DPSK光信号相位图式为(π00π0)。通过调制器195的驱动不足可减低CRZ-DPSK光信号198的强度和线性调频脉冲，这可由式(4)和式(5)得出，然而，相位信息(DPSK编码数据)得以保持。

已实施了试验测试以证实根据本发明的实施例生成的CRZ-DPSK信号的性能。根据本发明的一个实施例(如上面参照图1的讨论)，单个零切割双驱动MZM被用作调制器195以生成10Gb/s的CRZ-DPSK光信号198。第一和第二RZ驱动信号180、182被施加到调制器195，其幅度约为2.5V和6V。大约2.5V和6V的幅度分别对应于约0.7rad.和1.5rad.的PMI。

CRZ-DPSK光信号198在一个接收机被接收，并在被100-ps的延迟线干涉仪(DLI)解调之前通过一个带宽为～0.6nm 3-dB的光带通滤波器滤波。接着测量来自DLI的构建和破坏端口的解调信号。图4a-c分别是当调制器195基本上为完全驱动时色散为0ps/nm、-340ps/nm和+425ps/nm的CRZ-DPSK信号的接收电眼图(在DLI的构建端口处测量)。

同样也实施了调制器195约为50％欠驱动的实验测试。图5a-c分别是色散为0ps/nm、-340ps/nm和+425ps/nm的CRZ-DPSK信号(在DLI的构建端口处测量)的接收电眼图。本领域的技术人员由图5b-c将理解，由于当调制器驱动不足时线性调频脉冲减小，色散引起的眼图失真得以降低(与图4b-c中的失真相比)。

作为比较，同样也对常规NRZ-DPSK信号进行了测试。图6a-b分别是在DLI的构建和破坏端口处的根据现有技术的NRZ-DPSK信号的背对背传输的接收电眼图。本领域的技术人员能够理解的是，与图4a和5a的CRZ-DPSK眼图相比较，来自NRZ-DPSK信号传输的图6a-b的电眼图具有显著的模式依赖性。

图7是利用根据本发明实施例的设备生成的10Gb/s CRZ-DPSK光信号的测量光谱图。根据图7，本领域的技术人员将理解的是，该测量光谱与通过使用两个调制器以生成无线性调频脉冲RZ-DPSK信号的现有技术设备获得的光谱相似(但比其略宽)。

为了进一步评估根据本发明的实施例生成的CRZ-DPSK光信号的性能，测量了10Gb/s CRZ-DPSK光信号的接收机灵敏度与色散关系。图8示意了使用PMI约为1.6和约为0.7生成的CRZ-DPSK光信号的实测接收机灵敏度。由图8可知，D＝0ps/nm时，PMI约为1.6比PMI约为0.7色散导致的性能损失更加不均衡，表示PMI越大则线性调频脉冲越大，如由公式(5)可导出。

图9示出了10-Gb/s MZM的典型响应。如图9中所示，在低频处响应衰落快(由于MZM中电极的电子损耗)，高频处有渐进的响应衰落(由于电驱动信号和光波之间的群速度不匹配)。在常规RZ-DPSK发射机中，两个MZM的其中之一用作NRZ-DPSK调制。由于NRZ驱动信号的RF频谱的主要部分的频率范围为～0到BR(BR为信号的比特率)，因为MZM响应的高度频率依赖性，则生成的光信号幅度(位于每一个位的中心，即判决点)变化较大。

利用本发明的实施例，第一和第二RZ驱动信号180、182为RZ格式，而且第一和第二RZ驱动信号180、182的RF频谱的主要部分的频率范围均位于BR附近。因此，生成的CRZ-DPSK光信号198幅度在判别点处每一位时隙的中心变化较小，因而具有更好的BER性能。另外，可根据本发明使用的调制器能够设计为窄带模式以降低驱动信号电压以及成本，在高比特率(例如，40Gb/s)下尤其如此。

图10a-b分别示出了常规NRZ-DPSK背对背传输以及根据本发明的实施例的CRZ-DPSK背对背传输的模拟电眼图(经过均衡检测，假定调制器具有有限带宽，如图9所示，而且为完全驱动(Vd＝Vπ/arm))。如由图10a-b可以看出，NRZ-DPSK眼图中的幅度波动比CRZ-DPSK眼图中的更大。在常规RZ-DPSK发射机中，由第二MZM格式化的RZ脉冲无法降低由NRZ-DPSK调制引起的幅度波动(但其可降低所生成信号的定时抖动)。因此，根据本发明的CRZ-DPSK发射机也优于(具有更小的幅度波动)常规RZ-DPSK发射机。

此外，考虑到当MZM未被完全驱动时MZM带宽有限导致的幅度波动，根据本发明的CRZ-DPSK信号生成也优于常规发射机。图11a-b分别示出了常规NRZ-DPSK背对背传输以及根据本发明的实施例的CRZ-DPSK背对背传输的模拟电眼图(经过均衡检测，假定调制器具有有限带宽，如图9所示，而且未被完全驱动(V_d＝0.5V_π/arm))。由图11a-b可知，NRZ-DPSK眼图的幅度波动比利用根据本发明的发射机所获得的CRZ-DPSK眼图要大。

本领域的技术人员应理解的是，本发明可以扩展用于生成CRZ差分正交相移键控(DQPSK)光信号。在图12中所示的用于生成CRZ-DQPSK光信号1200的设备的一个实施例中，第一调制器1295(调制器#1)与第二调制器1296(调制器#2)级联。第一调制器1295以与图1的调制器195类似的方式放置和驱动，即用一对逻辑互补的RZ驱动信号1280和1282生成CRZ-DPSK光信号1298。通过利用第一时钟信号1215差分放大差分编码的第一数据分支1210(即，将在CRZ-DQPSK光信号1299上传输的数据信号的第一部分)，以及利用第二时钟信号1245差分放大第一数据分支1210的反相信号(反相数据信号1240)，分别生成RZ驱动信号1280、1282。

第二调制器1296为相位调制器，并利用基于差分编码第二数据分支(即，将在CRZ-DQPSK光信号1299上传输的数据信号的第二部分)生成的NRZ驱动信号驱动1290。通过速率为BR/2的NRZ驱动信号1290驱动第二调制器1296以在来自第一调制器1295的CRZ-DPSK光信号1298中产生0或π/2的相移，由此编码CRZ-DPSK光信号1298之上的第二数据分支的信息，生成CRZ-DQPSK光信号1299。

由参照图1的实施例的上述讨论可知，数据分支1210包含差分编码数据而且具有与时钟信号1215相同的数据率。图12中示出了差分放大器DA #1 1230、DA #2 1260通过逻辑与运算逻辑结合差分编码数据和时钟信号，而且可以用逻辑与门(未示出)代替。可采用再定时电路(未示出)以同步由CRZ-DQPSK发射机设备1200使用和生成的信号。优选第一调制器1295为双驱动零切割LiNbO3Mach-Zehnder调制器。

在用于生成CRZ-DQPSK光信号1300的设备的一个可选实施例中，如图13所示，还可使用一种嵌套调制器配置，其中第一调制器1395和第二调制器1396的输出被合并以生成CRZ-DQPSK光信号1398。

根据图13和上述关于图1的实施例的论述，本领域的技术人员能够很容易理解的是，第一调制器1395以与图1的调制器195基本相同的方式由第一对逻辑互补RZ驱动信号1380和1382驱动以生成第一CRZ-DPSK光信号1350。第一对RZ驱动信号1380、1382分别利用第一数据分支(即，将在CRZ-DQPSK光信号1398上传输的数据信号的第一部分)及其反相信号生成。

第二调制器1396也以与图1的调制器195基本相同的方式使用第二对逻辑互补RZ驱动信号1385和1386驱动以生成第二CRZ-DPSK光信号1351。第二对RZ驱动信号1385、1386分别基于第二数据分支(即，将在CRZ-DQPSK光信号1398上传输的数据信号的第二部分)及其反相信号生成。第二CRZ-DPSK光信号1351在与第一CRZ-DPSK光信号1350合并之前使用移相器1310移相π/2以生成CRZ-DQPSK光信号1398。本领域的技术人员应理解的是，第一CRZ-DPSK光信号1350和第二CRZ-DPSK光信号1351被干涉合并以生成CRZ-DQPSK光信号1398。

图13中的插图1320，1321和1322分别是第一CRZ-DPSK驱动信号1350，移相π/2后的第二CRZ-DPSK驱动信号1351，以及CRZ-DQPSK光信号1398的星座图。插图1325还示出了用于CRZ-DQPSK光信号1398的光强图。

由参照图1的实施例的上述讨论可知，可采用再定时电路以同步CRZ-DQPSK发射机设备1300使用和生成的信号。优选第一和第二调制器1395和1396为双驱动零切割LiNbO3 Mach-Zehnder调制器。

尽管上面已经参照示意性实施例描述了本发明，但不能视其为对本发明的限制。对本领域的技术人员来说显而易见的是，对所描述的实施例以及本发明的其他实施例的各种修改都被认为是在下面的权利要求书明确的本发明的原理和范围之内。

Claims (10)

1.一种生成线性调频脉冲归零(CRZ)差分相移键控(DPSK)光信号的方法，包括步骤：

利用第一归零(RZ)驱动信号和第二RZ驱动信号驱动单个调制器，以生成CRZ-DPSK光信号。

2.根据权利要求1的方法，其中所述调制器在零位被偏压。

3.根据权利要求1的方法，其中利用所述第一和第二RZ驱动信号驱动调制器提供同步RZ脉冲格式和线性调频脉冲DPSK调制。

4.根据权利要求1的方法，还包括步骤：

(a)通过对差分编码数据信号和时钟信号执行逻辑与运算，生成所述第一RZ驱动信号；

(b)通过对所述差分编码数据的反相信号以及所述时钟信号执行逻辑与运算，生成所述第二RZ驱动信号。

5.根据权利要求4的方法，其中利用至少一个差分放大器执行步骤(a)和(b)中的所述逻辑与运算。

6.一种用于生成线性调频脉冲归零(CRZ)差分相移键控(DPSK)光信号的设备，包括：

用于生成第一归零(RZ)驱动信号和第二RZ驱动信号的驱动电路；以及

与所述驱动电路耦合的单个调制器，以便所述第一和第二RZ驱动信号驱动所述调制器以生成所述CRZ-DPSK光信号。

7.根据权利要求6的设备，其中所述第一和第二RZ驱动信号是同步的而且逻辑互补。

8.根据权利要求6的设备，其中所述调制器为双驱动零切割LiNbO₃ Mach-Zehnder调制器。

9.根据权利要求6的设备，其中所述驱动电路包括：

第一差分放大器，用于接收差分编码数据信号和时钟信号，以及生成所述第一RZ驱动信号；以及

第二差分放大器，用于接收所述差分编码数据的反相信号以及所述时钟信号，以及生成所述第二RZ驱动信号。

10.一种用于生成线性调频脉冲归零(CRZ)差分相移键控(DPSK)光信号的设备，包括：

用于生成第一归零(RZ)驱动信号和第二RZ驱动信号的装置；以及

由所述第一和第二RZ驱动信号驱动的调制器装置，用于提供同步RZ脉冲格式和线性调频脉冲DPSK数据调制，以生成所述CRZ-DPSK光信号。

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