CN1708937B - 检测移动无线接收器tx分集模式的方法及装置 - Google Patents

Abstract

在一移动无线接收器中，一种利用一决定函数以检测传送分集模式的方法与装置，其中所述用以检测传送分集模式的决定函数是根据两个串行输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}与{r(k+2)；r(k+3)}的连贯处理以及在所述二元组间的一相位偏移的记录。

Description

检测移动无线接收器TX分集模式的方法及装置

技术领域

本发明与一种用以传送分集模式检测的方法与装置有关，所述的方法与装置是利用一第二传送天线的借助移动无线接收器的导频序列盲目检测。

背景技术

在每一个移动无线接收器中，传送与接收的时脉在将一数据链路设定到一个或多个基站之前必须先同步化。这通常会借助三阶段的方法来达成，其中所述的移动无线接收器与相对应基站的时隙与帧的边界同步化，并且识别所使用的序文编码。对照第三代的移动无线系统的标准，例如，3Gpp TS 25.211 V4.3.0(2001-12)，基站通常可以操作于一所谓的“传送分集模式”(通常也被称为“TX分集模式”)。在这个情况下，所述的传送信号从两个不同的天线发射出去，而且举例来说，经由这两个天线其中一个以一特定的信号序列来加以调制，因此所述的两个传送信号流在同一时间内以相互正交的方式来传送。

传送分集方法可以借助在数据于移动端被接收时的适当调制而大幅地改善性能。然而，为了达成这个目的，这个端点需要知道所使用的是一传送分集方法而且也需要哪一种传送分集方法被使用，因为，不这样的话，将会造成额外的性能降低。因此，所述的传送分集模式尽可能的越早且越可靠地被检测是比较希望的，以为了确保有效数据的接收。

原则上，在习知的技术中已知道有三种不同的方法用于解决这样的检测的问题。

A)借助第3层来发送信号(这个技术详见Texas Instruments在TSG-RAN WG1会议#3，Nynashan(瑞典)，22-26，March 1999，150页etseqq，所发表文章“An alternative scheme to detect the STTDencoding of PCCPCH”)

B)检测一指示序列，所述的指示序列在一符号基础上同步化信道(这个技术详见Texas Instruments在TSG-RAN WG1会议#4，Yokohama(日本)，18-20，April 1999，372页et seqq，所发表文章“Fast Reliable Detection of STDD Encoding of PCCPCH withno LS message overhead”)

C)借助导频序列，例如CPICH(CPICH＝Common Pilot Channel)盲目检测第二传送天线(这个技术详见Texas Instruments在TSG-RAN WG1 Working Group 1会议#2，Yokohama(日本)，22-25，February 1999，83页et seqq，所发表文章“An alternative schemeto detect the STTD encoding of PCCPCH”)

在根据A)与B)的方法中，借助AFC频率与对于传送信道的认识(根据例如，假设使用传送的分集模式下，执行一信道估算处理)而频率同步化是获得任何检测结果或至少可接受的检测结果的预先情况。尤其是，这与额外的处理时间有关，通常处理时间都耗在同步化程序的所有性能上。

因此，根据A)与B)的方法可能不用于一普通的基础上。

原则上，根据C)的方法可以借助不一贯性的检测方法来实施，因而在一特定的帧内并不需要频率的同步化以及/或是信道的信息。然而，在习知的方法中可以观察到一相当程度，超过1kHz的频率误差的性能降低。在频率误差大约1.9ppm(接近4kHz)的程度中，以C)为基础的方法将会检测出一第二传送天线，即使该传送程序只经由一传送天线所实施。在图2所说明的图形中呈现出这些方法的衰减行为是所述的频率误差的一个函数。这是基于所述的CPICH信号的传送分集调制方法(STTD-Space Time Transmit Diversity)，如同在3GPP TS 25.211 V4.3.0(2001-12)标准的24-26页所描述的序列。

在这个例子中，在图2上方的曲线

呈现出天线n在对于天线m再决定函数具有一xppm的频率误差的能量成分。

为了更清楚的了解根据本发明的方法(下面将更仔细说明)的操作与优点，根据C)的传统传送检测方法的步骤将会首先描述于下文中，并且强调该方法所造成的缺点。这是因为本发明是建立在方法C)的基础上，但却延伸该方法C)以使得根据这个方法所设计的“传送分集模式”检测装置对于频率误差与信道相位方面能够相当可靠。

在这个例子中的检测方法利用CPICH信号的特性，亦即与根据所使用的传送模式(传送分集ON/OFF)不同，详见，例如3GPP TS 25.211V4.3.0(2001-12)，这个文件的24-26页。当所述的传送分集模式开启时，在符号上的一调制序列在这个例子中被应用到天线1的传送信号以及天线2的传送信号，其中这些序列彼此相互正交且具有一2个符号的最小长度。在这个说明书中，图3呈现所述的CPICH的一STTD序列。

首先，下面说明书中经常使用的符号与变量的列表整理提供如下：

r(n)于取样时间n所接收的复数数据取样；

r_x ^(a)(k)天线a于取样时间k的第x个接收的数据元组(tuple)的接收与STTD调制的复数数据取样；

天线a的第x个接收的数据元组(tuple)的接收STTD调制与相位效正的复数数据取样；

s_a(n)于取样时间n经过天线a所传送的复数数据取样；

A_n ^(a)天线a的STTD调制序列的第n个取样；

y_x第x个接收数据元组的决定变量；

y^(a)天线a的决定变量；

arg b复数b的相位角；

sig{.}数学符号函数；以及

σ²在假设所述的信道对于两个天线具有传送函数单一性情况下的符号能量。

在所述的信道对于两个天线具有传送函数单一性以及所述的终端晶体的频率误差是可忽略的简化的假设中，所述的接收信号在符号上以下式表示：

$r\left(n\right)=A_n^{\left(1\right)}{s}_1\left(n\right)+A_n^{\left(2\right)}{s}_2\left(n\right)+n_0\left(n\right)$ 方程式1

这两个符号S(n)＝S₁(n)＝S₂(n)，而序列A_n ⁽¹⁾与A_n ⁽²⁾通常在接收端为已知。数据元组{r(k)；r(k+1)}(其中k＝2n)的连贯处理程序必须在接收端实现，以为了检测所述的两个天线信号。因此：

来自天线1的信号：

$r^{\left(1\right)}\left(k\right)=r\left(k\right).A_k^{\left(1\right)}s*\left(k\right)+r(k+1).A_{k+1}^{\left(1\right)}s*(k+1)+n_1\left(k\right)$

$=(A_k^{\left(1\right)}{\mathrm{\σ}}_{s1}^2+A_k^{\left(2\right)}{\mathrm{\σ}}_{s2}^2)A_k^{\left(1\right)}+(A_{k+1}^{\left(1\right)}{\mathrm{\σ}}_{s1}^2+A_{k+1}^{\left(2\right)}{\mathrm{\σ}}_{s2}^2)A_{k+1}^{\left(1\right)}+n_1\left(k\right)$

并且，考虑序列A_n ⁽¹⁾与A_n ⁽²⁾的特性，

$r^{\left(1\right)}\left(k\right)=2{\left|A\right|}^2{\mathrm{\σ}}_{s1}^2+{0\mathrm{\σ}}_{s2}^2+n_1\left(k\right)$ 方程式2

来自天线2的信号：

$r^{\left(2\right)}\left(k\right)=r\left(k\right).A_k^{2}s*\left(k\right)+r(k+1).A_{k+1}^{\left(2\right)}s*(k+1)+n_1\left(k\right)$

$=(A_k^{\left(1\right)}{\mathrm{\σ}}_{s1}^2+A_k^{\left(2\right)}{\mathrm{\σ}}_{s2}^2)A_k^{\left(2\right)}+(A_{k+1}^{\left(1\right)}{\mathrm{\σ}}_{s1}^2+A_{k+1}^{\left(2\right)}{\mathrm{\σ}}_{s2}^2)A_{k+1}^{\left(2\right)}+n_1\left(k\right)$

并且，考虑序列A_n ⁽¹⁾与A_n ⁽²⁾的特性，

$r^{\left(2\right)}\left(k\right)={0\mathrm{\σ}}_{s1}^2+2{\left|A\right|}^2{\mathrm{\σ}}_{s2}^2+n_1\left(k\right)$ 方程式3

利用这个方法，能够明确地检测上述的理想情况下一信号是否从各别的天线被发射以及所述的传送分集模式是否被使用或者没有被使用。在这个说明书中，分别从方程式2与方程式3中所获得的数量级 $y^{\left(1\right)}=\left|r^{\left(1\right)}\left(k\right)\right|=2{\left|A\right|}^2{\mathrm{\σ}}_{s1}^2+n_1\left(k\right)|$ 以及 $y^{\left(2\right)}=\left|r^{\left(2\right)}\left(k\right)\right|=2{\left|A\right|}^2{\mathrm{\σ}}_{s2}^2$ $+n_1\left(k\right)|$ 通常用来与一定义良好的门槛值TH相较。而决定规则则如下列所示：

a)y₁＞TH & y₂≤TH→传送分集模式没有激活；

b)y₁＞TH & y₂＞TH→传送分集模式激活；

c)y₁≤TH & y₂≤TH→没有决定是可能的；

注意：在没有传送分集模式使用的情况下，

假如一特定的频率误差值允许的话，那么所接收的s(k+1)的虚数相对于所接收的虚数s(k)具有一Δ

相位偏移。在这个例子中的相位差异将方程式2与方程式3被掩饰起来的天线组件的一能量成分分别投射到结果函数r⁽¹⁾(k)或r⁽²⁾(k)，而且额外地减弱各别检测到的天线的贡献。

在前面所述的a)到c)的三个决定准则的基础上，天线1在决定函数y⁽²⁾的投射成分以及在决定函数y⁽¹⁾中对于天线1成分减弱贡献都是感兴趣的部分。

假如方程式2与方程式3延伸以为了将任何存在的频率误差列入考虑，那么这将使决定函数y⁽¹⁾与y⁽²⁾形成下列的方程式：

$y^{\left(1\right)}=|\sqrt{2}\sqrt{1+\cos \mathrm{\Δ\φ}}{\left|A\right|}^2{\mathrm{\σ}}_{s1}^2+\sqrt{2}\sqrt{1-\cos \mathrm{\Δ\φ}}{\left|A\right|}^2{\mathrm{\σ}}_{s2}^2+n_1\left(k\right)|$ 方程式4

以及

$y^{\left(2\right)}=|\sqrt{2}\sqrt{1-\cos \mathrm{\Δ\φ}}{\left|A\right|}^2{\mathrm{\σ}}_{s1}^2+\sqrt{2}\sqrt{1+\cos \mathrm{\Δ\φ}}{\left|A\right|}^2{\mathrm{\σ}}_{s2}^2+n_1\left(k\right)|$ 方程式5

对于Δ

＝90°的相位角，很明显的从方程式4与方程式5中，每一投射的成分具有与所检测到天线成分相等的数量级。对于上述的决定规则，这表示(限制于不满足条件c)的情况下)与所使用的检测模式无关，这两个天线(使用所述的传送分集模式)总是会被检测。这个情况再一次表示如图2的图形中。

到目前为止，上述的说明能够清楚的说明，根据习知技术的这些用以检测传送分集模式的方法，仅能够具有有限的效能而且所获得的结果预期必定会产生一个可观的降低，特别是在初始同步相位预期会具有一可观的频率误差的情况下。

为了更进一步说明习知技术，图4表示一种根据习知的方法而用以检测传送分集模式的装置的区块图。

对照这个用于传送分集模式检测的通样类型的方法与装置的习知技术背景，本发明是基于提供这样一个用于传送分集模式检测的方法与装置的目的，并且可应用于移动无线接收器，而且对于频率误差与信道相位方面能更佳可靠，而且相较于习知应用于移动无线接收器的传送分集模式检测的方法与传送分集模式检测装置，只需要非常短的检测期间来确定。

发明内容

根据本发明的构想，本发明提供了一种在一移动无线接收器中用以盲目检测一传送分集模式出现的方法，其中在所述的传送分集模式下从传送端的无线传送借助两个天线的分集性来完成，其中用以判断所述传送分集模式是否出现的决定是根据一导频序列的两个连续输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}与{r(k+2)；r(k+3)}的连贯处理，其中第一输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}包含分别与取样时间k及取样时间k+1有关的两个连续输入复数数据样本r(k)与r(k+1)，而第二输入信号数据元组{r(k+2)；r(k+3)}则包含分别与取样时间k+2及取样时间k+3有关的两个连续输入复数数据样本r(k+2)与r(k+3)，其中所述连贯处理包含根据两个连续输入信号数据元组的传送分集调制而形成复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾，其中r₁ ⁽¹⁾为第一天线的所述第一输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}的连贯处理的复数结果值，r₂ ⁽¹⁾为所述第一天线的所述第二输入信号数据元组{r(k+2)；r(k+3)}的连贯处理的复数结果值，r₁ ⁽²⁾为所述第二天线的所述第一输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}的连贯处理的复数结果值，r₂ ⁽²⁾为所述第二天线的所述第二输入信号数据元组{r(k+2)；r(k+3)}的连贯处理的复数结果值，而判断所述传送分集模式是否出现的决定变量y₁及y₂是通过计算所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾与r₁ ⁽²⁾以及r₂ ⁽¹⁾与r₂ ⁽²⁾之间的相位角差的符号而形成，其中y₁＝sig{arg r₁ ⁽¹⁾-arg r₁ ⁽²⁾}而y₂＝sig{arg r₂ ⁽¹⁾-arg r₂ ⁽²⁾}，若变量y₁的值等于变量y₂的值，所述传送分集模式被判断为驱动，而若所述变量y₁及y₂的值不相等，所述传送分集模式被判断为不驱动，或是通过对所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾以及r₁ ⁽²⁾分别加上相位校正复数结果向量

以及

而形成，其中所述相位校正复数结果向量

以及是通过以所述复数结果值r₂ ⁽¹⁾与r₁ ⁽¹⁾的相位偏移的差来旋转所述复数结果值r₂ ⁽¹⁾与r₂ ⁽²⁾而形成，其中

与

与若数值y⁽¹⁾及数值y⁽²⁾均大于或等于第一门槛值，所述传送分集模式被判断为驱动，而若所述两个数值y⁽¹⁾及y⁽²⁾仅其中之一大于或等于所述第一门槛值，所述传送分集模式被判断为不驱动，而在其它条件下判断不可能发生。

其中，所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾更进一步平行地经过用于所述无线传送的扰乱码的识别以及所述传送分集模式的检测的处理，其中所述扰乱码的所述识别是通过一个接一个的测试可获得的扰乱码而确定，且其中若所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾的绝对值的和大于从先前处理的扰乱码形成的对应和，目前处理的所述扰乱码被确认为驱动扰乱码。

本发明还提供了一种用以盲目检测一传送分集模式出现以及用以在一移动无线接收器中借助接收导频序列识别扰乱码的方法，其中在所述的传送分集模式下从传送端的无线传送以两个天线的分集性而发生，所接收的输入信号数据元组经过连贯处理以从所述两个天线及导频序列的两个连续输入信号数据元组的传送分集调制而得到复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾以检测所述的传送分集模式，其中r₁ ⁽¹⁾为第一天线的第一输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}的连贯处理的复数结果值，r₂ ⁽¹⁾为所述第一天线的第二输入信号数据元组{r(k+2)；r(k+3)}的连贯处理的复数结果值，r₁ ⁽²⁾为第二天线的所述第一输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}的连贯处理的复数结果值，r₂ ⁽²⁾为所述第二天线的所述第二输入信号数据元组{r(k+2)；r(k+3)}的连贯处理的复数结果值，连续输入复数数据样本r(k)、r(k+1)、r(k+2)及r(k+3)分别与取样时间k、k+1、k+2及k+3有关，而且所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾更进一步平行地经过用于所述无线传送的所述扰乱码的识别以及所述传送分集模式的检测的处理，其中所述扰乱码的所述识别是通过一个接一个的测试可获得的扰乱码而确定，且其中若所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾的绝对值的和大于从先前处理的扰乱码形成的对应和，目前处理的所述扰乱码被确认为驱动扰乱码，

所述传送分集模式的检测是通过决定变量y₁及y₂而判断所述传送分集模式是否出现而达成，所述决定变量y₁及y₂是通过计算所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾与r₁ ⁽²⁾以及r₂ ⁽¹⁾与r₂ ⁽²⁾之间的相位角差的符号而形成，其中y₁＝sig{arg r₁ ⁽¹⁾-arg r₁ ⁽²⁾}而y₂＝sig{arg r₂ ⁽¹⁾-arg r₂ ⁽²⁾}，若变量y₁的值等于变量y₂的值，所述传送分集模式被判断为驱动，而若变量y₁及y₂的值不相等，所述传送分集模式被判断为不驱动，或是通过对所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾以及r₁ ⁽²⁾分别加上相位校正复数结果向量以及

而达成，其中所述相位校正复数结果向量以及

是通过以所述复数结果值r₂ ⁽¹⁾与r₁ ⁽¹⁾的相位偏移来分别旋转所述复数结果值r₂ ⁽¹⁾以及r₂ ⁽²⁾而形成，其中

与

与若数值y⁽¹⁾及数值y⁽²⁾均大于或等于第一门槛值，所述传送分集模式被判断为驱动，而若所述两个数值y⁽¹⁾及y⁽²⁾仅其中之一大于或等于所述第一门槛值，所述传送分集模式被判断为不驱动，而在其它条件下判断不可能发生。

其中，所述的用以判断所述传送分集模式是否出现决定是根据

-一导频序列的两个连续输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}与{r(k+2)；r(k+3)}的连贯处理，其中第一输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}包含两个连续输入复数数据样本r(k)与r(k+1)，而第二输入信号数据元组{r(k+2)；r(k+3)}则包含两个连续输入复数数据样本r(k+2)与r(k+3)，以及

-根据所述的两个输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}与{r(k+2)；r(k+3)}间的一相位角的记录，

其中所述连贯处理包含根据所述两个连续输入信号数据元组的传送分集调制而形成所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾。

本发明还提供了一种用以盲目检测一传送分集模式出现的装置，其中在所述的传送分集模式下在传送端的无线传送借助两个天线的分集性来完成，其中所述的装置包含：

第一级，其预处理接收的输入信号数据元组，以从所述两个天线获得复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾，其中所述第一级包括用于一导频序列的两个连续输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}与{r(k+2)；r(k+3)}的连贯处理装置，其中第一输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}包含分别与取样时间k及取样时间k+1有关的两个连续输入复数数据样本r(k)与r(k+1)，而第二输入信号数据元组{r(k+2)；r(k+3)}则包含分别与取样时间k+2及取样时间k+3有关的两个连续输入复数数据样本r(k+2)与r(k+3)，其中r₁ ⁽¹⁾为第一天线的所述第一输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}的连贯处理的复数结果值，r₂ ⁽¹⁾为所述第一天线的所述第二输入信号数据元组{r(k+2)；r(k+3)}的连贯处理的复数结果值，r₁ ⁽²⁾为第二天线的所述第一输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}的连贯处理的复数结果值，r₂ ⁽²⁾为所述第二天线的所述第二输入信号数据元组{r(k+2)；r(k+3)}的连贯处理的复数结果值，其中所述连贯处理装置通过使用加法单元、乘法单元及STTD解调器，以

${r_1}^{\left(1\right)}\left(k\right)=r\left(k\right)\·A_k^{\left(1\right)}{s}^{*}\left(k\right)+r(k+1)\·A_{k+1}^{\left(1\right)}\·s^{*}(k+1)+n_1\left(k\right)$

${r_2}^{\left(1\right)}\left(k\right)=r(k+2)\·A_{k+2}^{\left(1\right)}{s}^{*}(k+2)+r(k+3)\·A_{k+3}^{\left(1\right)}\·s^{*}(k+3)+n_2\left(k\right)$

${r_1}^{\left(2\right)}\left(k\right)=r\left(k\right)\·A_k^{\left(2\right)}{s}^{*}\left(k\right)+r(k+1)\·A_{k+1}^{\left(2\right)}\·s^{*}(k+1)+n_1\left(k\right)$

${r_2}^{\left(2\right)}\left(k\right)=r(k+2)\·A_{k+2}^{\left(2\right)}{s}^{*}(k+2)+r(k+3)\·A_{k+3}^{\left(2\right)}\·s^{*}(k+3)+n_2\left(k\right)$

计算所述复数结果值，其中s*(k)为经由所述第一天线及所述第二天线所传输的所述被传输的复数数据样本，为所述第一天线的所述传送分集模式顺序，

为所述第二天线的所述传送分集模式顺序，n₁为对r₁ ⁽¹⁾及r₁ ⁽²⁾的每一个的噪声贡献，且n₂为对r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾的每一个的噪声贡献，

第二级，接在所述第一级之后，而且包括第一处理级及第二处理级，其中所述第一处理级及所述第二处理级接在所述第一级之后，且其中所述第二处理级平行连接于所述第一处理级，

其中，所述第一处理级被配置用以识别用于无线传输的扰乱码，且从所述第一级接收结果数据，

其中所述第二处理级从所述第一级接收所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾并以决定变量y₁及y₂为基础，判断所述传送分集模式是否出现，其中所述决定变量y₁及y₂是通过计算所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾与r₁ ⁽²⁾以及r₂ ⁽¹⁾与r₂ ⁽²⁾之间的相位角差的符号而形成，其中y₁＝sig{arg r₁ ⁽¹⁾-arg r₁ ⁽²⁾}而y₂＝sig{arg r₂ ⁽¹⁾-arg r₂ ⁽²⁾}，若变量y₁的值等于变量y₂的值，所述传送分集模式被判断为驱动，而若所述变量y₁及y₂的值不相等，所述传送分集模式被判断为不驱动，或是通过对所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾以及r₁ ⁽²⁾分别加上相位校正复数结果向量

以及而形成，其中所述相位校正复数结果向量以及

是通过以所述复数结果值r₂ ⁽¹⁾以及r₁ ⁽¹⁾的相位偏移来分别旋转所述复数结果值r₂ ⁽¹⁾以及r₂ ⁽²⁾而形成，其中

与

与若数值y⁽¹⁾及数值y⁽²⁾均大于或等于第一门槛值，所述传送分集模式被判断为驱动，而若所述两个数值y⁽¹⁾及y⁽²⁾仅其中之一大于或等于所述第一门槛值，所述传送分集模式被判断为不驱动，而在其他条件下判断不可能发生。

其中所述扰乱码的所述识别是通过一个接一个的测试可获得的扰乱码而确定，且其中若所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾的绝对值的和大于从先前处理的扰乱码形成的对应和，目前处理的所述扰乱码被确认为驱动扰乱码。

其中，所述第一级与所述第二级，其中所述传送分集模式的检测于两个串行步骤中实施，其中

-所述第一级使得各别天线的所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾可利用于在下游的处理级中。

其中，所述第一级的所述复数结果值同时输送到所述第二处理级以及所述第一处理级。

其中，一耙式接收器的一耙指作为所述第一级。

本发明还提供了一移动无线接收器，其特征在于所述的接收器具有如权利要求5所述的用以盲目检测一传送分集模式出现的装置。

其中，所述的接收器为一CDMA移动无线接收器。

本发明还提供了一种用以盲目检测一传送分集模式出现以及用以在一移动无线接收器中借助接收导频序列识别扰乱码的装置，其中在所述的传送分集模式下在传送端的无线传送借助两个天线的分集性来完成，所述的装置包含：

-一第一级，用以连贯处理所接收的输入信号数据元组以从所述两个天线及所述导频序列的两个连续输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}与{r(k+2)；r(k+3)}的传送分集调制而得到复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾，其中第一输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}包含分别与取样时间k及取样时间k+1有关的两个连续输入复数数据样本r(k)与r(k+1)，而第二输入信号数据元组{r(k+2)；r(k+3)}则包含分别与取样时间k+2及取样时间k+3有关的两个连续输入复数数据样本r(k+2)与r(k+3)，其中r₁ ⁽¹⁾为第一天线的所述第一输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}的连贯处理的复数结果值，r₂ ⁽¹⁾为所述第一天线的所述第二输入信号数据元组{r(k+2)；r(k+3)}的连贯处理的复数结果值，r₁ ⁽²⁾为第二天线的所述第一输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}的连贯处理的复数结果值，r₂ ⁽²⁾为所述第二天线的所述第二输入信号数据元组{r(k+2)；r(k+3)}的连贯处理的复数结果值，

-一第一处理级，接在所述的第一级后，用以识别用于所述无线传送的所述扰乱码，并接收来自所述第一级的结果数据，以及

-一第二处理级，接在所述的第一级后，用以检测所述的传送分集模式，并接收来自所述第一级的结果数据，

其中所述扰乱码的所述识别是通过一个接一个的测试所述可获得的扰乱码而确定，且其中若所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾的绝对值的和大于从先前处理的扰乱码形成的对应和，目前处理的所述扰乱码被确认为驱动扰乱码，且其中在所述第二处理级的所述传送分集模式的检测是通过决定变量y₁及y₂而判断所述传送分集模式是否出现而达成，所述决定变量y₁及y₂是通过计算所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾与r₁ ⁽²⁾以及r₂ ⁽¹⁾与r₂ ⁽²⁾之间的相位角差的符号而形成，其中y₁＝sig{arg r₁ ⁽¹⁾-arg r₁ ⁽²⁾}而y₂＝sig{arg r₂ ⁽¹⁾-arg r₂ ⁽²⁾}，若变量y₁的值等于变量y₂的值，所述传送分集模式被判断为驱动，而若所述变量y₁及y₂的值不相等，所述传送分集模式被判断为不驱动，或是通过对所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾以及r₁ ⁽²⁾分别加上相位校正复数结果向量

以及而形成，其中所述相位校正复数结果向量以及

是通过以所述复数结果值r₂ ⁽¹⁾与r₁ ⁽¹⁾的相位偏移来旋转所述复数结果值r₂ ⁽¹⁾以及r₂ ⁽²⁾而形成，其中 与

与若数值y⁽¹⁾及数值y⁽²⁾均大于或等于第一门槛值，所述传送分集模式被判断为驱动，而若所述两个数值y⁽¹⁾及y⁽²⁾仅其中之一大于或等于所述第一门槛值，所述传送分集模式被判断为不驱动，而在其它条件下判断不可能发生。

其中，所述第一级还包含一种用于所述导频序列的所述两个连续输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}与{r(k+2)；r(k+3)}的连贯处理装置，其中所述连贯处理装置通过使用加法单元、乘法单元及STTD解调器，以

${r_1}^{\left(1\right)}\left(k\right)=r\left(k\right)\·A_k^{\left(1\right)}{s}^{*}\left(k\right)+r(k+1)\·A_{k+1}^{\left(1\right)}\·s^{*}(k+1)+n_1\left(k\right)$

${r_2}^{\left(1\right)}\left(k\right)=r(k+2)\·A_{k+2}^{\left(1\right)}{s}^{*}(k+2)+r(k+3)\·A_{k+3}^{\left(1\right)}\·s^{*}(k+3)+n_2\left(k\right)$

${r_1}^{\left(2\right)}\left(k\right)=r\left(k\right)\·A_k^{\left(2\right)}{s}^{*}\left(k\right)+r(k+1)\·A_{k+1}^{\left(2\right)}\·s^{*}(k+1)+n_1\left(k\right)$

${r_2}^{\left(2\right)}\left(k\right)=r(k+2)\·A_{k+2}^{\left(2\right)}{s}^{*}(k+2)+r(k+3)\·A_{k+3}^{\left(2\right)}\·s^{*}(k+3)+n_2\left(k\right)$

计算所述复数结果值，其中s*(k)为经由所述第一天线及所述第二天线所传输的所述被传输的复数数据样本，为所述第一天线的所述传送分集模式顺序，为所述第二天线的所述传送分集模式顺序，n₁(k)为对r₁ ⁽¹⁾及r₁ ⁽²⁾的每一个的噪声贡献，且n₂(k)为对r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾的每一个的噪声贡献。

附图说明

本发明的较佳具体实施例将借助下列所附加的图式加以详细说明，这些图式的简单说明如下：

图1表示根据本发明的一方法的较佳的具体实施例概要区块图；

图2表示天线成分与投射贡献的一数量级与相位图；

图3表示CPICH的STTD序列；

图4表示根据先前技术的一种用以检测传送分集模式的装置的区块图；

图5表示根据本发明的方法关于一较佳具体实施例的一向量图，以为了说明从相位误差中所产生的有用与投射成分(在这个例中只有指出天线1)；

图6-图11表示根据本发明的方法的其它较佳具体实施例的图形，以为了说明从频率误差中所产生的有用与投射成分；

图12说明根据本发明的一种用于有效传送分集的装置的一较佳的具体实施例。

具体实施方式

根据本发明的一方法的较佳具体实施例(下面的说明书中将进一步详细说明)建立在从习知技术所获得的方法(如前面于方法c)的段落中所述的方法)的基础上。然而，根据本发明的方法的具体实施例对于于频率误差更加可靠，同时也允许非常短的检测期间。除此之外，扰乱码识别也是根据这个实施例方法的一整合的成分。

图1表示根据本发明的一方法的较佳的具体实施例概要区块图。

相对于前面已经进一步说明而且从习知技术中所获得的这个通用类型的方法，不只一个而是在每一个例子中，两个串行的资料元组(tuple){r(k)；r(k+1)}；{r(k+2)；r(k+3)}(其中k＝4n)，在根据本发明的方法的实施例中被连贯地处理，每一各别的元组在一第一处理阶段根据这个如前所述而且本身已是习知的方法基础而计算。这个目的在于识别与校正投射部分，也就是由相位偏移所引起的误差。这可以有效地利用所接收的训练序列的特定特征来达成，在这个例子中利用CPICH-STTD调制序列的例子来说明。对于这个借助识别的方法相对应的较佳具体实施例以及借助投射误差的校正的一个方法将会在稍后的论点上引述。在方程式2与方程式3的基础上，这两个元组以下式表示：

天线1：

${r_1}^{\left(1\right)}=r\left(k\right).A_k^{\left(1\right)}s*\left(k\right)+r(k+1).A_{k+1}^{\left(1\right)}s*(k+1)+n_1\left(k\right)$

$=(A_k^{\left(1\right)}{\mathrm{\σ}}_{s1}^2+A_k^{\left(2\right)}{\mathrm{\σ}}_{s2}^2)A_k^{\left(1\right)}+(A_{k+1}^{\left(1\right)}{\mathrm{\σ}}_{s1}^2+A_{k+1}^{\left(2\right)}{\mathrm{\σ}}_{s2}^2)A_{k+1}^{\left(1\right)}+n_1\left(k\right)$

${r_2}^{\left(1\right)}\left(k\right)=r(k+2).A_{k+2}^{\left(1\right)}s*(k+2)+r(k+3).A_{k+3}^{\left(1\right)}s*(k+3)+$

$n_2\left(k\right)$

$=(A_{k+2}^{\left(1\right)}{\mathrm{\σ}}_{s1}^2+A_{k+2}^{\left(2\right)}{\mathrm{\σ}}_{s2}^2)A_{k+2}^{\left(1\right)}+(A_{k+3}^{\left(1\right)}{\mathrm{\σ}}_{s1}^2+A_{k+3}^{\left(2\right)}{\mathrm{\σ}}_{s2}^2)A_{k+3}^{\left(1\right)}+n_2\left(k\right)$

而且，将序列A_n ⁽¹⁾与A_n ⁽²⁾的特性列入考虑：

方程式6

${r_2}^{\left(2\right)}\left(k\right)=2{\left|A\right|}^2{\mathrm{\σ}}_{s1}^2+{0\mathrm{\σ}}_{s2}^2+n_2\left(k\right)$

天线2：

${r_1}^{\left(2\right)}=r\left(k\right).A_k^{\left(2\right)}s*\left(k\right)+r(k+1).A_{k+1}^{\left(2\right)}s*(k+1)+n_1\left(k\right)$

$=(A_k^{\left(1\right)}{\mathrm{\σ}}_{s1}^2+A_k^{\left(2\right)}{\mathrm{\σ}}_{s2}^2)A_k^{\left(2\right)}+(A_{k+1}^{\left(1\right)}{\mathrm{\σ}}_{s1}^2+A_{k+1}^{\left(2\right)}{\mathrm{\σ}}_{s2}^2)A_{k+1}^{\left(2\right)}+n_1\left(k\right)$

${r_2}^{\left(2\right)}\left(k\right)=r(k+2).A_{k+2}^{\left(2\right)}s*(k+2)+r(k+3).A_{k+3}^{\left(2\right)}s*(k+3)+$

$n_2\left(k\right)$

$=(A_{k+2}^{\left(1\right)}{\mathrm{\σ}}_{s1}^2+A_{k+2}^{\left(2\right)}{\mathrm{\σ}}_{s2}^2)A_{k+2}^{\left(2\right)}+(A_{k+3}^{\left(1\right)}{\mathrm{\σ}}_{s1}^2+A_{k+3}^{\left(2\right)}{\mathrm{\σ}}_{s2}^2)A_{k+3}^{\left(2\right)}+n_2\left(k\right)$

而且，将序列A_n ⁽¹⁾与A_n ⁽²⁾的特性列入考虑：

${r_1}^{\left(2\right)}\left(k\right)={0\mathrm{\σ}}_{s1}^2+2{\left|A\right|}^2{\mathrm{\σ}}_{s2}^2+n_1\left(k\right)$ 方程式7

注意：在没有使用传送分集模式的情形下，

很明显的，在频率误差可忽略的极小情况下，这个方法已达成如前面已进一步详细说明的习知技术的标准解决方案相同的性能。而根据本发明的这个具体实施例将考虑到将一频率误差列入考虑的情况。所述的决定函数y⁽¹⁾与y⁽²⁾目前则分别存在于函数f{r₁ ⁽¹⁾(k)；r₂ ⁽¹⁾(k)}与函数f{r₁ ⁽²⁾(k)；r₂ ⁽²⁾(k)}中。在介于所接收的虚数s(k)与s(k+1)间以及s(k+2)与s(k+3)间的一相位偏移为Δ的假设中，这使得在两个元组{r(k)；r(k+1)}与{r(k+2)；r(k+3)}间形成一相位偏移2Δ

。为了简化，下面的说明中将只有天线1的影响会加以考虑并进一步分析(这是没有STTD调制信号经由天线2所发射的情况)。而延伸到天线2是一样的意思，因此本说明书中将不会对该情况作进一步的说明。因此对于每一天线，其表现如下：

第一元组(tuple)：

${r_1}^{\left(1\right)}={\left|A\right|}^2{\mathrm{\σ}}_{s1}^2[1+\cos \mathrm{\Δ\ψ}+j\sin \mathrm{\Δ\ψ}]+n_1\left(k\right)$

方程式8

${r_1}^{\left(1\right)}={\left|A\right|}^2{\mathrm{\σ}}_{s1}^2[1-\cos \mathrm{\Δ\ψ}-j\sin \mathrm{\Δ\ψ}]+n_1\left(k\right)$

第二元组(tuple)：

${r_2}^{\left(1\right)}={\left|A\right|}^2{\mathrm{\σ}}_{s1}^2[1+\cos \mathrm{\Δ\ψ}+j\sin \mathrm{\Δ\ψ}].e^{j2\mathrm{\Δ\ψ}}+n_2\left(k\right)$

${r_2}^{\left(2\right)}={\left|A\right|}^2{\mathrm{\σ}}_{s1}^2[(-1+\cos \mathrm{\Δ\ψ})+j\sin \mathrm{\Δ\ψ}].e^{j2\mathrm{\Δ\ψ}}+n_2\left(k\right)$ 方程式9

$={\left|A\right|}^2{\mathrm{\σ}}_{s1}^2[(1-\cos (\mathrm{\Δ\ψ}+\mathrm{\π}))-j\sin (\mathrm{\Δ\ψ}+\mathrm{\π})].e^{j2\mathrm{\Δ\ψ}}+n_2\left(k\right)$

(其中，

表示在两个元组间的相位)

从方程式8与方程式9中很显然的可以看出，由频率误差所引起的误差贡献(天线1投射到天线2-r₁ ⁽²⁾与r₂ ⁽²⁾的结果由于所使用的STTD序列的编码特性(例如{A、-A、-A、A})而精确地具有π因子的相位偏移)。除此之外，第二元组的结果值相较于第一元组而遭受的相位偏移，虽然所述的相位偏移可以轻易地借助适当的装置来估算。图5使用关于这个情况的一适当向量图来图式表示这个情况，其中r₁ ⁽¹⁾＝s1+s2、r₂ ⁽¹⁾＝s3+s4、r₁ ⁽²⁾＝s1-s2以及r₂ ⁽²⁾＝-s3+s4。这个图形表现出与根据本发明方法的具体实施例有关的一个向量图，以为了解释从频率误差中所得出的有用与投射成分(在这个例子中只有指出用于天线1的部分)。其它的图形则是针对其它情形，例如具有1ppm的两个天线的情况如图6-图11所示。

这些复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₂ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽²⁾现在传递到一决定装置(第二处理级)，以利用适当的准则来检测传送分集模式与所使用的扰乱码。

传送分集模式的检测：

在最简单的例子中，在天线1与天线2的各别元组的信号贡献间的角度关系的一估算值在这里可以用来作为一决定函数。这形成了下列的演算式(检测演算A)：

I)y₁＝sig{arg r₁ ⁽¹⁾-arg r₁ ⁽²⁾}而y₂＝sig{arg r₂ ⁽¹⁾-arg r₂ ⁽²⁾}

II)假如(y₁＝y₂)，则<TX分集驱动>，否则<TX分集不驱动>

另一种可能的方法(检测演算B)则是根据相位偏移

的估算以及第二元组{r(k+2)；r(k+3)}的结果值的相位校正。所述的传送分集模式的一检测可以借助经过相位校正元组对的加法以及随后的具有一定义良好的门槛值的结果值(较佳者为数量级)的比较r⁽¹⁾、r⁽²⁾来完成。这形成下列的表达式(检测运算B)：

I) $\mathrm{\&Delta;\&psi;}=\frac{{\arg r}_2^{\left(1\right)}-{\arg r}_1^{\left(1\right)}}{2}$

II)与

III)与

IV)假如(y⁽¹⁾≥门槛值而且y⁽²⁾≥门槛值)，则<TX分集驱动>，否则{假如(y⁽¹⁾≥门槛值||y⁽²⁾≥门槛值)，则<TX分集不驱动>，若非则<没有可能的决定>}

除此之外，这些叙述可以最佳化如下：

因为天线1的成分投射到天线2的结果对于每个小频率发生是可忽略的，而且r₁ ⁽²⁾与r₂ ⁽²⁾倾向于包含噪声主导的成分，因此在考量上也通常会考虑到一适当的检测演算只有当数量级r₁ ⁽²⁾及/或r₂ ⁽²⁾超出一特定的门槛值时才初始化。否则，即做出一<TX分集不驱动>的检测。一演算实施例说明如下：

I)绝对值＝|r₁ ⁽²⁾|+|r₂ ⁽²⁾|

II)假如(绝对值≥门槛值)，则<开始检测演算>，否则<TX分集不驱动>。

所使用的扰乱码的识别：

扰乱码的识别是第三代行动端，例如根据3GPP UMTS标准的三阶段同步程序的一固定成分，而且这个同步化程序描述于尤其是下列的两个文件中：Zoch，A.；Fettweis，G.P.；Cell Search PerformanceAnalysis for W-CDMA.-In：International Conference onCommunication(ICC 2002)，New York City，USA，April 28 to March2 2002；Holma H.；Toskala，A.：WCDMA for UMTS，John Wiley &Sons，Ltd.，Chichester，England，Jane 2000.

在这里所提出的方法中，所述借助传送分集模式检测单元所产生的结果值(例如在第一阶段之后)同样的是借助一适当的扰乱码识别单元而用于所使用的扰乱码的识别。假如i表示所述用于产生结果值r₁ ⁽¹⁾、r₂ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾与r₂ ⁽²⁾的扰乱码参数，这使得产生如下的演算式：

I)开始<扰乱码i的处理>

II)绝对值(i)＝|r₁ ⁽¹⁾|+|r₂ ⁽¹⁾|+|r₁ ⁽²⁾|+|r₂ ⁽²⁾|

III)假如(绝对值(i)＞绝对值(i-1))，则<目前的扰乱码＝i>

IV)i++

在根据本发明的一装置/架构的一具体实施方法中，前面所提出的方法将实施于其中，接下来将详细说明该装置/架构的操作。

图12表示根据本发明用于有效传送分集模式检测以及并行的扰乱码识别的一装置1的较佳具体实施例。

如图12所示的根据本发明的一装置的较佳具体实施例设计成使其本身得以利用一决定函数来检测传送分集模式。在这个例子中，所述的装置连贯地处理两个串行的输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}以及{r(k+2)；r(k+3)}、完成用于两个元组间的任何相位偏移的相位校正以及在这个基础下产生用于检测传送分集模式的决定函数。关于这个程序的详细说明已经解释于前面参照根据本发明的方法的较佳具体实施例。

而如图12所示的根据本发明的装置1的具体实施例具有两个串行的级(stage)2、3。

在第一级2中，其应用于所述的传送分集模式检测程序的第一阶段。所述的第二级3具有两个平行的子单元4、5，更详细地说是一第二传送分集模式检测级5以及，平行于该级5的一处理级4，用于扰乱码的识别。所述的第一传送分集模式检测级2设计成使得其得以数字化地处理所接收到的数据而且让所得到的与天线1与天线2相关的结果值得以在下游的处理级3中获得，也就是说在同一时间能够到所述的第二传送分集模式检测级5，同时也能到扰乱码的识别级4。所述的第二传送分集模式检测级5设计成使其能够估算在对于每一元组的结果值的天线成分间的相位角，并且估算数学符号。在根据本发明的装置的另一较佳的具体实施例中，所述的第二传送分集模式检测级5设计成使其估算并且校正在所述的元组对间的相位角，并且执行这个校正元组对的连贯性的累加(coherent accumulation)。

综合以上所述，根据本发明的方法的较佳具体实施例的重要部分将在下面的说明书中再一次的提及：

a)用于检测传送分集模式的检测函数是根据两个串行的输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}以及{r(k+2)；r(k+3)}的连贯性处理而制造出来。在这个程序中，一相位校正的程序通常实施以对任何通常出现在两个元组间的相位偏移进行校正。两个串行输入信号元组的考虑使得由频率误差所引起而且可能会出现的检测误差得以校正。

b)所述的传送分集模式的检测实施于连个串行级(stage)中，其中：

→所述的第一级数字化地处理所接收的数据并且使所获得的与天线1与天线2有关的结果值得以在下游的处理级中被取得。

→所述的第二估算对于每一元组的结果值的天线成分间的相位角的数学符号，或者是估算与校正在所述的元组对之间的相位角，并且实现所校正的元组对的连贯性累加(coherent accumulation)。

c)所使用的扰乱码的识别在检测所述的传送分集模式的同时一并实施，借助从所述的第一处理级中所获得的结果同时被输进一用于识别扰乱码的适当处理装置，或者是所述的扰乱码的识别是根据直接来自传送模式区块5天线信号来完成。

根据本发明的方法的较佳具体实施例相较于根据习知的方法的优势将在下面的说明书中再一次的详述如下：

a)所述的传送分集模式的检测不需要任何额外的处理时间，因为这个方法是三阶段同步化程序的一集成的成分。

b)根据本发明的方法，其在频率误差方面是非常可靠的，因而不需要如习知的技术借助AFC及/或信道估算进行细部频率的同步化。

只需要相当微小程度的额外复杂性，例如，在所述的用于传送分集模式的检测装置的第一级中可以映像到已经存在的硬件区块(例如耙式接收器(rake receiver)的一单一编码耙指(finger))而且在任何情况下用于扰乱码的识别。

Claims (12)

1.一种在一移动无线接收器中用以盲目检测一传送分集模式出现的方法，其中在所述的传送分集模式下从传送端的无线传送借助两个天线的分集性来完成，其中用以判断所述传送分集模式是否出现的决定是根据一导频序列的两个连续输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}与{r(k+2)；r(k+3)}的连贯处理，其中第一输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}包含分别与取样时间k及取样时间k+1有关的两个连续输入复数数据样本r(k)与r(k+1)，而第二输入信号数据元组{r(k+2)；r(k+3)}则包含分别与取样时间k+2及取样时间k+3有关的两个连续输入复数数据样本r(k+2)与r(k+3)，其中所述连贯处理包含根据两个连续输入信号数据元组的传送分集调制而形成复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾，其中r₁ ⁽¹⁾为第一天线的所述第一输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}的连贯处理的复数结果值，r₂ ⁽¹⁾为所述第一天线的所述第二输入信号数据元组{r(k+2)；r(k+3)}的连贯处理的复数结果值，r₁ ⁽²⁾为所述第二天线的所述第一输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}的连贯处理的复数结果值，r₂ ⁽²⁾为所述第二天线的所述第二输入信号数据元组{r(k+2)；r(k+3)}的连贯处理的复数结果值，而判断所述传送分集模式是否出现的决定变量y₁及y₂是通过计算所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾与r₁ ⁽²⁾以及r₂ ⁽¹⁾与r₂ ⁽²⁾之间的相位角差的符号而形成，其中y₁＝sig{arhr₁ ⁽¹⁾-arg r₁ ⁽²⁾}而y₂＝sig{arg r₂ ⁽¹⁾-arg r₂ ⁽²⁾}，若变量y₁的值等于变量y₂的值，所述传送分集模式被判断为驱动，而若所述变量y₁及y₂的值不相等，所述传送分集模式被判断为不驱动，或是通过对所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾以及r₁ ⁽²⁾分别加上相位校正复数结果向量以及而形成，其中所述相位校正复数结果向量

以及是通过以所述复数结果值r₂ ⁽¹⁾与r₁ ⁽¹⁾的相位偏移的差来旋转所述复数结果值r₂ ⁽¹⁾与r₂ ⁽²⁾而形成其中 与

与

若数值y⁽¹⁾及数值y⁽²⁾均大于或等于第一门槛值，所述传送分集模式被判断为驱动，而若所述两个数值y⁽¹⁾及y⁽²⁾仅其中之一大于或等于所述第一门槛值，所述传送分集模式被判断为不驱动，而在其他条件下判断不可能发生。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾更进一步平行地经过用于所述无线传送的扰乱码的识别以及所述传送分集模式的检测的处理，其中所述扰乱码的所述识别是通过一个接一个的测试可获得的扰乱码而确定，且其中若所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾的绝对值的和大于从先前处理的扰乱码形成的对应和，目前处理的所述扰乱码被确认为驱动扰乱码。

3.一种用以盲目检测一传送分集模式出现以及用以在一移动无线接收器中借助接收导频序列识别扰乱码的方法，其中在所述的传送分集模式下从传送端的无线传送以两个天线的分集性而发生，所接收的输入信号数据元组经过连贯处理以从所述两个天线及导频序列的两个连续输入信号数据元组的传送分集调制而得到复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾以检测所述的传送分集模式，其中r₁ ⁽¹⁾为第一天线的第一输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}的连贯处理的复数结果值，r₂ ⁽¹⁾为所述第一天线的第二输入信号数据元组{r(k+2)；r(k+3)}的连贯处理的复数结果值，r₁ ⁽²⁾为第二天线的所述第一输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}的连贯处理的复数结果值，r₂ ⁽²⁾为所述第二天线的所述第二输入信号数据元组{r(k+2)；r(k+3)}的连贯处理的复数结果值，连续输入复数数据样本r(k)、r(k+1)、r(k+2)及r(k+3)分别与取样时间k、k+1、k+2及k+3有关，而且所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾更进一步平行地经过用于所述无线传送的所述扰乱码的识别以及所述传送分集模式的检测的处理，其中所述扰乱码的所述识别是通过一个接一个的测试所述可获得的扰乱码而确定且其中若所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾的绝对值的和大于从先前处理的扰乱码形成的对应和，目前处理的所述扰乱码被确认为驱动扰乱码，

所述传送分集模式的检测是通过决定变量y₁及y₂而判断所述传送分集模式是否出现而达成，所述决定变量y₁及y₂是通过计算所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾与r₁ ⁽²⁾以及r₂ ⁽¹⁾与r₂ ⁽²⁾之间的相位角差的符号而形成，其中y₁＝sig{arg r₁ ⁽¹⁾-arg r₁ ⁽²⁾}而y₂＝sig{arg r₂ ⁽¹⁾-arg r₂ ⁽²⁾}，若变量y₁的值等于变量y₂的值，所述传送分集模式被判断为驱动，而若变量y₁及y₂的值不相等，所述传送分集模式被判断为不驱动，或是通过对所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾以及r₁ ⁽²⁾分别加上相位校正复数结果向量以及

而达成，其中所述相位校正复数结果向量以及是通过以所述复数结果值r₂ ⁽¹⁾与r₁ ⁽¹⁾的相位偏移来分别旋转所述复数结果值r₂ ⁽¹⁾以及r₂ ⁽²⁾而形成，其中

与

与

若数值y⁽¹⁾及数值y⁽²⁾均大于或等于第一门槛值，所述传送分集模式被判断为驱动，而若所述两个数值y⁽¹⁾及y⁽²⁾仅其中之一大于或等于所述第一门槛值，所述传送分集模式被判断为不驱动，而在其他条件下判断不可能发生。

4.一种用以盲目检测一传送分集模式出现的装置，其中在所述的传送分集模式下在传送端的无线传送借助两个天线的分集性来完成，其中所述的装置包含：

第一级，其预处理接收的输入信号数据元组，以从所述两个天线获得复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾，其中所述第一级包括用于一导频序列的两个连续输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}与{r(k+2)；r(k+3)}的连贯处理装置，其中第一输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}包含分别与取样时间k及取样时间k+1有关的两个连续输入复数数据样本r(k)与r(k+1)，而第二输入信号数据元组{r(k+2)；r(k+3)}则包含分别与取样时间k+2及取样时间k+3有关的两个连续输入复数数据样本r(k+2)与r(k+3)，

其中r₁ ⁽¹⁾为第一天线的所述第一输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}的连贯处理的复数结果值，r₂ ⁽¹⁾为所述第一天线的所述第二输入信号数据元组{r(k+2)；r(k+3)}的连贯处理的复数结果值，r₁ ⁽²⁾为第二天线的所述第一输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}的连贯处理的复数结果值，r₂ ⁽²⁾为所述第二天线的所述第二输入信号数据元组{r(k+2)；r(k+3)}的连贯处理的复数结果值，其中所述连贯处理装置通过使用加法单元、乘法单元及STTD解调器，以

${r_1}^{\left(1\right)}\left(k\right)=r\left(k\right)\&CenterDot;A_k^{\left(1\right)}{s}^{*}\left(k\right)+r(k+1)\&CenterDot;A_{k+1}^{\left(1\right)}\&CenterDot;s^{*}(k+1)+n_1\left(k\right)$

${r_2}^{\left(1\right)}\left(k\right)=r(k+2)\&CenterDot;A_{k+2}^{\left(1\right)}{s}^{*}(k+2)+r(k+3)\&CenterDot;A_{k+3}^{\left(1\right)}\&CenterDot;s^{*}(k+3)+n_2\left(k\right)$

${r_1}^{\left(2\right)}\left(k\right)=r\left(k\right)\&CenterDot;A_k^{\left(2\right)}{s}^{*}\left(k\right)+r(k+1)\&CenterDot;A_{k+1}^{\left(2\right)}\&CenterDot;s^{*}(k+1)+n_1\left(k\right)$

${r_2}^{\left(2\right)}\left(k\right)=r(k+2)\&CenterDot;A_{k+2}^{\left(2\right)}{s}^{*}(k+2)+r(k+3)\&CenterDot;A_{k+3}^{\left(2\right)}\&CenterDot;s^{*}(k+3)+n_2\left(k\right)$

计算所述复数结果值，其中s*(k)为经由所述第一天线及所述第二天线所传输的所述被传输的复数数据样本，

为所述第一天线的所述传送分集模式顺序，

为所述第二天线的所述传送分集模式顺序，n₁为对r₁ ⁽¹⁾及r₁ ⁽²⁾的每一个的噪声贡献，且n₂为对r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾的每一个的噪声贡献，

第二级，接在所述第一级之后，而且包括第一处理级及第二处理级，其中所述第一处理级及所述第二处理级接在所述第一级之后，且其中所述第二处理级平行连接于所述第一处理级，

其中，所述第一处理级被配置用以识别用于无线传输的扰乱码，且从所述第一级接收结果数据，

其中所述第二处理级从所述第一级接收所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾并以决定变量y₁及y₂为基础，判断所述传送分集模式是否出现，其中所述决定变量y₁及y₂是通过计算所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾与r₁ ⁽²⁾以及r₂ ⁽¹⁾与r₂ ⁽²⁾之间的相位角差的符号而形成，其中y₁＝sig{arg r₁ ⁽¹⁾-arg r₁ ⁽²⁾}而y₂＝sig{arg r₂ ⁽¹⁾-arg r₂ ⁽²⁾}，若变量y₁的值等于变量y₂的值，所述传送分集模式被判断为驱动，而若所述变量y₁及y₂的值不相等，所述传送分集模式被判断为不驱动，或是通过对所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾以及r₁ ⁽²⁾分别加上相位校正复数结果向量以及而形成，其中所述相位校正复数结果向量以及是通过以所述复数结果值r₂ ⁽¹⁾以及r₁ ⁽¹⁾的相位偏移来分别旋转所述复数结果值r₂ ⁽¹⁾以及r₂ ⁽²⁾而形成，其中

与

与 若数值y⁽¹⁾及数值y⁽²⁾均大于或等于第一门槛值，所述传送分集模式被判断为驱动，而若所述两个数值y⁽¹⁾及y⁽²⁾仅其中之一大于或等于所述第一门槛值，所述传送分集模式被判断为不驱动，而在其他条件下判断不可能发生。

5.如权利要求4所述的用以盲目检测一传送分集模式出现的装置，其中所述扰乱码的所述识别是通过一个接一个的测试可获得的扰乱码而确定，且其中若所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾的绝对值的和大于从先前处理的扰乱码形成的对应和，目前处理的所述扰乱码被确认为驱动扰乱码。

6.如权利要求5所述的用以盲目检测一传送分集模式出现的装置，其特征在于所述第一级与所述第二级，其中所述传送分集模式的检测于两个串行步骤中实施，其中

-所述第一级使得各别天线的所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾可利用于在下游的处理级中。

7.如权利要求6所述的用以盲目检测一传送分集模式出现的装置，其特征在于所述第一级的所述复数结果值同时输送到所述第二处理级以及所述第一处理级。

8.如权利要求6所述的用以盲目检测一传送分集模式出现的装置，其特征在于一耙式接收器的一耙指作为所述第一级。

9.一移动无线接收器，其特征在于所述的接收器具有如权利要求4所述的用以盲目检测一传送分集模式出现的装置。

10.如权利要求9所述的移动无线接收器，其特征在于所述的接收器为一CDMA移动无线接收器。

11.一种用以盲目检测一传送分集模式出现以及用以在一移动无线接收器中借助接收导频序列识别扰乱码的装置，其中在所述的传送分集模式下在传送端的无线传送借助两个天线的分集性来完成，所述的装置包含：

-一第一级，用以连贯处理所接收的输入信号数据元组以从所述两个天线及所述导频序列的两个连续输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}与{r(k+2)；r(k+3)}的传送分集调制而得到复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾，其中第一输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}包含分别与取样时间k及取样时间k+1有关的两个连续输入复数数据样本r(k)与r(k+1)，而第二输入信号数据元组{r(k+2)；r(k+3)}则包含分别与取样时间k+2及取样时间k+3有关的两个连续输入复数数据样本r(k+2)与r(k+3)，其中r₁ ⁽¹⁾为第一天线的所述第一输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}的连贯处理的复数结果值，r₂ ⁽¹⁾为所述第一天线的所述第二输入信号数据元组{r(k+2)；r(k+3)}的连贯处理的复数结果值，r₁ ⁽²⁾为第二天线的所述第一输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}的连贯处理的复数结果值，r₂ ⁽²⁾为所述第二天线的所述第二输入信号数据元组{r(k+2)；r(k+3)}的连贯处理的复数结果值，

-一第一处理级，接在所述的第一级后，用以识别用于所述无线传送的所述扰乱码，并接收来自所述第一级的结果数据，以及

-一第二处理级，接在所述的第一级后，用以检测所述的传送分集模式，并接收来自所述第一级的结果数据，

其中所述扰乱码的所述识别是通过一个接一个的测试所述可获得的扰乱码而确定，且其中若所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾、r₁ ⁽²⁾、r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾的绝对值的和大于从先前处理的扰乱码形成的对应和，目前处理的所述扰乱码被确认为驱动扰乱码，

且其中在所述第二处理级的所述传送分集模式的检测是通过决定变量y₁及y₂而判断所述传送分集模式是否出现而达成，所述决定变量y₁及y₂是通过计算所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾与r₁ ⁽²⁾以及r₂ ⁽¹⁾与r₂ ⁽²⁾之间的相位角差的符号而形成，其中y₁＝sig{arg r₁ ⁽¹⁾-arg r₁ ⁽²⁾}而y₂＝sig{argr₂ ⁽¹⁾-argr₂ ⁽²⁾}，若变量y₁的值等于变量y₂的值，所述传送分集模式被判断为驱动，而若所述变量y₁及y₂的值不相等，所述传送分集模式被判断为不驱动，或是通过对所述复数结果值r₁ ⁽¹⁾以及r₁ ⁽²⁾分别加上相位校正复数结果向量以及

而达成，其中所述相位校正复数结果向量

以及是通过以所述复数结果值r₂ ⁽¹⁾与r₁ ⁽¹⁾的相位偏移来旋转所述复数结果值r₂ ⁽¹⁾以及r₂ ⁽²⁾而形成，其中

与

与

若数值y⁽¹⁾及数值y⁽²⁾均大于或等于第一门槛值，所述传送分集模式被判断为驱动，而若所述两个数值y⁽¹⁾及y⁽²⁾仅其中之一大于或等于所述第一门槛值，所述传送分集模式被判断为不驱动，而在其他条件下判断不可能发生。

12.如权利要求11所述的用以盲目检测一传送分集模式出现以及用以在一移动无线接收器中借助接收导频序列识别扰乱码的装置，其特征在于包含：

-所述第一级还包含一种用于所述导频序列的所述两个连续输入信号数据元组{r(k)；r(k+1)}与{r(k+2)；r(k+3)}的连贯处理装置，其中所述连贯处理装置通过使用加法单元、乘法单元及STTD解调器，以

${r_1}^{\left(1\right)}\left(k\right)=r\left(k\right)\&CenterDot;A_k^{\left(1\right)}{s}^{*}\left(k\right)+r(k+1)\&CenterDot;A_{k+1}^{\left(1\right)}\&CenterDot;s^{*}(k+1)+n_1\left(k\right)$

${r_2}^{\left(1\right)}\left(k\right)=r(k+2)\&CenterDot;A_{k+2}^{\left(1\right)}{s}^{*}(k+2)+r(k+3)\&CenterDot;A_{k+3}^{\left(1\right)}\&CenterDot;s^{*}(k+3)+n_2\left(k\right)$

${r_1}^{\left(2\right)}\left(k\right)=r\left(k\right)\&CenterDot;A_k^{\left(2\right)}{s}^{*}\left(k\right)+r(k+1)\&CenterDot;A_{k+1}^{\left(2\right)}\&CenterDot;s^{*}(k+1)+n_1\left(k\right)$

${r_2}^{\left(2\right)}\left(k\right)=r(k+2)\&CenterDot;A_{k+2}^{\left(2\right)}{s}^{*}(k+2)+r(k+3)\&CenterDot;A_{k+3}^{\left(2\right)}\&CenterDot;s^{*}(k+3)+n_2\left(k\right)$

计算所述复数结果值，其中s*(k)为经由所述第一天线及所述第二天线所传输的所述被传输的复数数据样本，

为所述第一天线的所述传送分集模式顺序，

为所述第二天线的所述传送分集模式顺序，n₁(k)为对r₁ ⁽¹⁾及r₁ ⁽²⁾的每一个的噪声贡献，且n₂(k)为对r₂ ⁽¹⁾及r₂ ⁽²⁾的每一个的噪声贡献。

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