CN1685621B - 用于解交织通信设备中的交织数据流的方法和装置 - Google Patents

用于解交织通信设备中的交织数据流的方法和装置 Download PDF

Info

Publication number
CN1685621B
CN1685621B CN2003801001177A CN200380100117A CN1685621B CN 1685621 B CN1685621 B CN 1685621B CN 2003801001177 A CN2003801001177 A CN 2003801001177A CN 200380100117 A CN200380100117 A CN 200380100117A CN 1685621 B CN1685621 B CN 1685621B
Authority
CN
China
Prior art keywords
address
code sign
divider
output
adder
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN2003801001177A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1685621A (zh
Inventor
河相赫
许书源
柳南烈
金潣龟
安成佑
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Samsung Electronics Co Ltd
Original Assignee
Samsung Electronics Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from KR1020020066189A external-priority patent/KR20040037624A/ko
Application filed by Samsung Electronics Co Ltd filed Critical Samsung Electronics Co Ltd
Publication of CN1685621A publication Critical patent/CN1685621A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1685621B publication Critical patent/CN1685621B/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0064—Concatenated codes
    • H04L1/0066—Parallel concatenated codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/27—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques
    • H03M13/2703—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques the interleaver involving at least two directions
    • H03M13/271—Row-column interleaver with permutations, e.g. block interleaving with inter-row, inter-column, intra-row or intra-column permutations
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/27—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques
    • H03M13/275—Interleaver wherein the permutation pattern is obtained using a congruential operation of the type y=ax+b modulo c
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/27—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques
    • H03M13/276—Interleaving address generation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/27—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques
    • H03M13/276—Interleaving address generation
    • H03M13/2764—Circuits therefore
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0071—Use of interleaving

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Probability & Statistics with Applications (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)
  • Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Data Exchanges In Wide-Area Networks (AREA)

Abstract

一种装置和方法，用于读取通过解交织写入的符号从而解码支持Turbo编码和交织的移动通信系统的接收器中所写入的编码包，这使得Turbo编码/交织编码包具有位移值m、上限值J和余数R，并且编码包的符号流按先列后行的顺序写入。所述装置和方法假设所接收的符号的余数R为0以位逆序(BRO)执行产生临时地址的操作；考虑余数形成的列计算用于补偿临时地址的地址补偿因子；并通过将所述临时地址和用于解码所需的代码的所述地址补偿因子相加来产生读地址，并读取写入到所产生的读地址的代码。

Description

用于解交织通信设备中的交织数据流的方法和装置
技术领域
本发明一般地涉及一种高速包数据通信系统，并且尤其涉及一种用于接收交织数据并将所接收到的交织数据解交织为其原始数据格式的方法和装置。
背景技术
码分多址(CDMA)移动通信系统(例如，CDMA IS-2000系统)和通用移动电信业务(UMTS)宽带CDMA(WCDMA)系统，支持语音业务和电路数据业务。
同步CDMA2000A/B版移动通信系统和异步UMTS移动通信系统为多媒体数据的可靠传输而采用Turbo编码和交织。众所周知，即使在低信噪比(SNR)的情况下，从位错误率(BER)的角度考虑，Turbo编码也提供了非常高的信息复原能力，而且交织防止在衰减环境中有缺陷的位集中在一点。交织允许相邻位随机经受衰落效应以防止成组错误(burst error)，从而有助于信道编码效应的提高。
为满足诸如因特网和移动图象业务之类需要高速包数据传输的业务增长的要求，移动通信系统趋向于发展成支持高速包数据业务的系统。依据CDMA2000C/D版(以“改进数据和语音(1xEV-DV)”标准著称，由第三代合作伙伴项目(3GPP)和第三代合作伙伴项目2(3GPP2)推动，基站分段通过信道编码器将传输包数据流编码成预定大小的子块而产生的代码符号，并交织相应分段子块。移动站接收交织子块流，将所接收到的子块流转换成代码符号，并对代码符号执行解交织(用于基站的交织的反转操作)，从而将所接收到的子块流复原成从信道编码器输出的原始信号。
在CDMA2000A/B版标准中，成为交织对象的代码符号流的长度必须被2的幂整除。也就是说，代码符号流的长度应该成为具有以2作为基数并具有位移位值(交织参数之一)作为指数的一个数的倍数。相反，在1xEV-DV中，子块代码符号流的长度不被2的幂整除。也就是说，1xEV-DV标准定义了与现有标准不同的交织规则。因此，1xEV-DV标准需要使移动站能接收依据新交织规则交织的数据流并迅速有效地解交织所接收到的数据流的技术。
发明内容
因此，本发明的一个目的是提供一种在一通信系统中通过接收器在传送之前快速复原发送器交织的数据的方法和装置。
本发明的另一目的是提供一种在一通信系统的接收器中用于对前向包数据(forward packet data)执行子块解交织的方法和装置。
本发明的又一目的是提供一种用于在一通信系统的接收器中利用一信道解码器的输入缓存器执行解交织的方法和装置。
本发明的又一目的是提供一种在一通信系统中按照解交织的顺序读交织数据、写所接收到的交织数据并读已写入数据的方法和装置。
本发明的又一目的是提供一种在一1xEV-DV通信系统中用于利用依据解交织规则创建的读地址接收交织数据、写所接收到的交织数据并读已写入的数据的方法和装置。
为达到上述以及其他的目的，本发明提供了一种用于通过解交织以读取代码符号从而解码支持交织的移动通信系统的接收器中的一编码包的方法，其中交织编码包具有(2m*(J-1)+R)位、位移位值m、上限值J和余数R，所述方法包括步骤：基于所接收的符号的余数R为0或2m的假定通过对代码符号的位标进行位逆序运算产生一临时地址；考虑到由余数R形成的列而计算用于补偿此临时地址的地址补偿因子；以及通过将临时地址与用于代码符号的地址补偿因子相加以产生一读地址，并读取写入到所产生的读地址中的代码符号，其中所述临时地址产生步骤包括：当最后列的代码符号少于2m个代码符号的一半时，通过排除最后列产生临时地址，并且当最后列的代码符号多于或等于2m个代码符号的一半时，通过包括最后列产生临时地址，其中所述地址补偿因子计算步骤包括：当最后列的代码符号少于2m个代码符号的一半时，每当代码符号出现在最后列就将所述地址补偿因子递增1，并且当最后列的代码符号多于或等于2m个代码符号的一半时，每当从最后列排除一代码符号就将所述地址补偿因子递减1。
为达到上述和其它目的，提供了一种用于通过在支持交织的通信系统的接收器中解交织来读取代码符号的装置，其中交织编码包具有(2m*(J-1)+R)位、位移位值m、上限值J和余数R，所述接收器包括用于写入编码包的符号的缓存器以及用于解码所写入的编码包的信道解码器，所述装置包括：一临时地址产生器，用于基于所接收的符号的余数R为0或2m的假定通过对所述信道解码器所请求的代码符号位标执行位逆序运算来产生一临时地址；一地址补偿器，用于考虑由所述余数形成的列计算用于补偿所述临时地址的一地址补偿因子；一加法器，用于通过将所述地址补偿因子与所述临时地址相加，从而产生用于从所述缓存器中读取由所述信道解码器请求的所述代码符号的读地址，其中所述临时地址产生器当最后列的代码符号少于2m个代码符号的一半时，通过排除最后列产生临时地址，并且当最后列的代码符号多于或等于2m个代码符号的一半时，通过包括最后列产生临时地址，其中所述地址补偿器当最后列的代码符号少于2m个代码符号的一半时，每当代码符号出现在最后列就将所述地址补偿因子递增1，并且当最后列的代码符号多于或等于2m个代码符号的一半时，每当从最后列排除一代码符号就将所述地址补偿因子递减1。
本发明将多子块的所接收到的代码符号的写入存储器，依据解交织规则所产生的读地址来读取代码符号，并向解码器提供读代码符号，从而使得所需存储容量和用于计算读地址所必须的硬件元素数量最小。这样，可保证接收器最小化并降低其功率。而且，本发明对各子块分别执行解交织，所以解码器能同步解码多个子块，从而加快了解码速度并保证高速数据通信。
附图说明
下述结合附图的详细描述将使得本发明的上述和其它目的、特征和优点更为明显，其中：
图1是图示通过交织一前向包数据信道的包数据而产生一传送子包的基站发送器结构的方框图；
图2是图示信道交织器的子块交织和子块符号分组操作(grouping operation)；
图3是用于从经由前向包数据通道(forward packet data channel)接收到的子包中获取解码数据的移动站接收器的结构；
图4是对一NEp＝408的子块执行的交织操作，其中此交织处理被分为三步；
图5是依据本发明一实施例用于对前向包数据传输量(datatraffic)执行子块解交织的装置的方框图；
图6是通过应用编码包大小并交织例1所给参数而形成的代码符号矩阵；
图7是为例1的代码符号位标所产生的一行标、一临时地址、一地址补偿因子以及一最终读地址；
图8是通过应用一编码包大小并交织例2所给参数而形成的代码符号矩阵；
图9顺序表示例2的代码符号位标所产生的行标、临时地址、地址补偿因子以及最后读地址；
图10是依据本发明一实施例的读地址产生器的方框图，其中NEP＝408、792、1560、3096、6168和12312；
图11是依据本发明一实施例的读地址产生器的方框图，其中NEP＝3238；
图12是依据本发明一实施例的读地址产生器的方框图，其中NEP＝3864；
图13是依据本发明一实施例的读地址产生器的方框图，其中NEP＝4632；
图14是依据本发明一实施例的读地址产生器的方框图，其中NEP＝9240；以及
图15是依据本发明一实施例的读地址产生器的方框图，其中NEP＝15384。
具体实施方式
以下将参照附图描述本发明的几个实施例。在图中，相同或类似元件采用相同的附图标记。在以下描述中，为简明起见不对现有功能和结构进行详细描述。
本发明接收交织包数据流并解交织所接收的交织包数据流。尤其，本发明解交织用于同步CDMA通信系统的依据CDMA20001xEV-DV(改进数据和语音)标准交织的包数据流。
首先将描述在CDMA20001xEV-DV移动通信系统中用于交织包数据流并解交织已交织数据的结构和操作。
图1是表示通过为前向包数据通道交织包数据而产生一传送子包的基站发送器结构方框图。
如图1，一Turbo编码器110有编码包(encoder packet)以一预定代码率R编码输入包数据流并输出代码符号流。在此，按1xEV-DV标准具有R＝1/5代码率的Turbo编码器110包括一个Turbo交织器和两个分量编码器(constituent encoder)。以下将描述Turbo编码器110的操作。一输入编码包无需修改便作为系统子包S输出，并且一第一分量编码器编码输入编码包并输出2个奇偶校验包P0和P1。组成Turbo编码器110的Turbo交织器编码输入编码包并产生另一系统子块S′。由Turbo交织器产生的系统子块S′被输入到一第二分量编码器。第二分量编码器编码系统子块S′并输出另外2个不同的奇偶校验子块P0′和P1′。由于系统子块S′未被输出到Turbo编码器110，所以Turbo编码器110输出与输入编码包具有相同大小的5个子块S、P0、P1、P0′、P1′。
信道交织器120适当交织从Turbo编码器110输出的代码符号，以使得组成一子包的代码符号保证编码增益处于一高水平。从Turbo编码器110输出的代码符号被适当安排。通过顺序执行代码分离、子块交织以及子块代码分组来执行所述安排。更具体地说，代码分离器122依据符号种类将从Turbo编码器110输出的5种代码符号分类，并形成5个子块。子块交织器124依据相同的交织规则交织从符号分离器122输出的5子块中的每一个。最后，子块符号分组器126交替地将已交织的子块中的一些代码符号分组。
图2表示信道交织器120的子块交织和子块符号分组操作。如图，依据其类型分离的5子块S、P0、P0′、P1、P1′(附图标记为10至18)通过子块交织器124进行子块交织，然后作为已交织子块20至28输出。其后，在已交织子块20至28之中，子块符号分组器128无需改变已交织系统子块20便可交替地将已交织的奇偶校验符号22至28分组。描述一分组方法来交替地安排交织子块P0(22)和交织子块P0′(24)的代码符号，从而产生一第一数据组32。同样，交替地安排已交织子块P1(26)和已交织子块P1′(28)，从而产生一第二数据组34。
子包符号选择器130依据一预定的选择模式从信道交织器120交织的数据中选择一些符号，并产生一传输子包。以一预定调制方案调制所产生的子包，并通过诸如扩展和频率变换之类的公知处理，将其发送到移动站。
接收由基站通过一前向包数据信道传送的高速包数据的移动站，通过反转执行如图1所示的操作获得解码数据。
图3是用于从经由一前向包数据信道所接收到的子包中获得解码数据的移动站接收器的结构。
如图3，子包零插入器210在所接收到的子包的预定位置插入“0”，此子包与基站发送器的符号选择器140相关。与所述基站接收器的信道交织器120对应的移动站发送器的信道解交织器220顺序执行子包符号取消分组(ungrouping)、子块解交织和符号解分离(deseparation)。
更具体地说，子块符号取消分组器222依据类型分离从子包零插入器210输出的子块，并输出5个交织子块。子块解交织器224依据与用于所述基站发送器的子块交织器124的交织规则相对应的解交织规则解交织每个已交织子块。最后，符号解分离器226分离所述解交织输出并将其输出提供给一信道解码器230。所述信道解码器230以与基站发送器的Turbo编码器110相同的代码率解码解交织输出，并形成解码数据。
在以上述方法操作的所述移动站接收器中，必须通过反映交织规则来执行子块解交织，此交织规则用作子块交织，而且此交织依据作为交织对象的输入序列的长度具有不同复杂度。
为降低移动站接收器的复杂度并提高数据处理速度，可采用以下两种方法执行子块解交织。第一种方法是当在信道解码器的输入缓存器中写入代码符号时执行解交织，并且在此情况下，考虑解交织规则来创建用于写所述代码符号的输入缓存器的写地址。第二种方法是当一信道解码器从一输入缓存器读代码符号时执行解交织，并且在此情况下，考虑交织规则来创建用于写所述代码符号的输入缓存器的读地址。
当产生写地址时，前一方法不仅必须反映子块解交织而且必须反映伴随解调处理的解正移(deshuffling)。因此，依据调制方案和解正移模式的类型需要一附加控制设备，这增加了复杂度。因此，本发明提供了一种用于产生从一输入缓存器读代码符号的读地址的方法。
依据1xEV-DV标准，对于包数据信道(PDCH)发送信息量有效的11编码包(EP)大小如下表1所示。从一信道编码器输出的代码符号依据子块进行交织，并且在此情况下，由于每个子块的大小与一编码包的大小相同，作为交织/解交织的代码符号流的长度也与编码包的大小相同。
下表1表示1xEV-DV标准中规定的编码包的大小以及子块交织/解交织参数。在表1中，当大小为NEP的代码符号流以矩阵形式表示时，位移值m和上限值J分别与行和列的数量相关，而且余数R表示在矩阵最后一列的元素数量。
表1
EP大(NEP)   位移(m)   上限(J)   余数(R)
  408   7   4   24
  792   8   4   24
  1560   9   4   24
  2328   10   3   280
  3096   10   4   24
  3864   11   2   1816
  4632   11   3   536
  6168   11   4   24
  9240   12   3   1048
  12312   12   4   24
  15384   13   2   7192
因此，编码包大小NEP与交织/解交织参数的关系定义如下：
NEP＝2m×(J-1)+R……(1)
为描述依据本发明的解交织规则，以下将首先举例详细描述解交织数据流的格式。
图4是对一NEp＝408子块执行的交织操作，其中此交织处理被分为三步。
如图，在步骤40，依据信道解码器的输出代码符号位标k(k＝0、1、2、…、407)，将408个代码符号顺序写入缓存器。在此，箭头表示代码符号写入的顺序(下->左)，如图所示，代码符号以列->行顺序写入。也就是说，在第一列的代码符号按行的方向写入，在第二和第三列的代码符号以相同方法写入，最后写入第四列的剩余代码符号。在步骤42，每列所写入的代码符号以列号的位逆序(BRO)重新安排。此处，“位逆序”是指位的反转顺序。例如，在图4中，行号“1”二进制表示为“0000001”。这是因为由于编码包大小是408且上限值被设置为4，而每行所能够包括的元素数是128。也就是说，为了表示128，需要7二进制位。因此，行号“1”表示为“0000001”，且行号“1”被BRO反转为“1000000”。这可以以十进制表示行号为“64”。在本发明中，产生此读地址。在步骤44，依据所产生的读地址，通过行BRO从缓存器以行->列的顺序输出重新安排的代码符号。此处，箭头表示写入代码符号的顺序(右->下)。
如图4，写入到缓存器的代码符号的矩阵包括27行和4列，而且第4列只有24个元素。在此，如果第4列无元素，即，如果R＝0，则可依据等式(2)简单产生第i(其中i＝0、1、2、…、407)个代码符号的读地址Bi，然后从缓存器相应地址中读出一代码符号来实现在一基站发送器中的子块交织。
Figure GA20180226200380100117701D00111
在等式(2)中，“i”是子块交织器的输出代码符号位标，“mod”表示求模运算，“BRO7(·)”表示7位BRO运算，并且“
Figure GA20180226200380100117701D00112
”表示不超过输入“·”的最大整数。
同时，在基站中交织的代码符号通过诸如调制和扩展之类的公知程序传送到移动站。在此移动站接收的代码符号以子块交织顺序被写入到信道解码器的输入缓存器中。因此，依据上述等式(2)的反转函数产生用于此信道解码器的输入代码符号位标k(k＝0、1、2、…、407)的第k个代码符号的读地址Ak，并且从此信道解码器的相应地址读出一代码符号。下述等式(3)表示利用等式(2)给定的Bi的反转函数的读地址Ak的产生表达式。
Figure GA20180226200380100117701D00113
等式(2)和等式(3)均假设R＝0。然而，由于包括NEP＝408的表1中所有编码包大小R为非零值，用于子块交织的读地址产生表达式不象等式(3)那么简单。
因此，本发明的实施例将用于信道解码器的输入缓存器的读地址产生过程分离为三个步骤：临时读地址产生、地址补偿和相加。在此，“临时地址”表示假设R＝0时所产生的读地址，而“地址补偿”表示产生地址补偿因子的操作，此地址补偿因子用于通过补偿一临时地址产生一最终读地址。
图5表示一种用于依据本发明一实施例对前向包数据通信量执行子块解交织的装置。所述装置对在图3的移动站接收器中从子块符号取消分组器222输出的每块交织子块执行子块解交织。
如图5，子块的交织代码符号以交织顺序被写入到用于信道解码器的输入缓存器310中。在此，依据编码包大小NEP，形成一2m×J存储阵列的输入缓存器310的存储器结构，并且代码符号以如图4的步骤40所述的列->行顺序写入到所述存储器阵列。然后，解交织地址产生器320然后依据与用于所述基站发送器的交织规则对应的解交织规则产生用于从所述输入缓存器310读出代码符号的读地址。
下述等式(4)表示用于在解交织地址产生器320中产生读地址的产生表达式
Ak＝IAk+C(rk)……(4)
在此，“k”是所述信道解码器330所请求的代码符号的位标，“Ak”是反映子块交织的输入缓存器310的读地址，“IAk”是临时地址，“C(rk)”是用于所述临时地址的地址补偿因子，并且“rk”是交织代码符号矩阵的行标。
更具体地说，临时地址产生器322从所述信道解码器330接收代码符号位标k，并且不考虑最后列产生关于k的临时地址IAk并产生行标rk。地址补偿器324接收行标rk并为相应行产生地址补偿因子C(rk)，并且加法器326将相应行的地址补偿因子C(rk)与所述临时地址IAk相加从而向所述输入缓存器310提供最终读地址Ak。
然后，所述输入缓存器310向所述信道解码器330输出对应于所述读地址的代码符号Ak。继续一系列程序直到读出所有被写入到所述输入缓存器310中的代码符号。
以下将详细描述临时地址产生器322产生一临时地址。如图5，临时地址产生器322接收信道解码器330欲接收的一代码符号的位标k，并输出一临时地址IAk和相应行标rk。假设用于写入一子块的交织代码符号的输入缓存器310的存储阵列具有如图4的步骤44所示的矩阵格式，则可按以下等式简单计算第k代码符号的行标rk：
rk＝BROm(kmod2m)……(5)
其中“m”表示表1中所示的位移位值。
如上所述，所述临时地址是假设表1中的余数R等于0或者等于行的总数(＝2m)时所产生的一个临时读地址。在此情况下，写入到所述输入缓存器310的交织代码符号组成了完美的2m×(J-1)或2m×J矩阵。
依据表1，对于5种具有NEP≤3096的编码包，R小于行总数的一半2m-1，而对于NEP＝3864的编码包，R大于2m-1。当R小于行总数的一半时，假如采用2m×(J-1)矩阵，则在地址补偿过程中只进一步考虑R元素。相反，当R比行数的一半大，假如采用2m×J矩阵，在地址补偿过程中只排除(2m-R)个元素。因此，用于简化地址补偿器324操作的一临时地址产生表达式依据下述等式(6)所示的余数R的值被分为两种。
如果R＜2m-1
那么
以下将详细描述地址补偿器324执行的地址补偿。地址补偿器324从临时地址产生器322接收一行标rk并输出一地址补偿因子C(rk)。如上所述，假如编码包大小的余数R比行数的一半2m-1小，则每当出现必须进一步考虑的元素时，地址补偿因子地增1。相反，假如余数R比行数的一半大，则每当产生排除元素时地址补偿因子递减1。
以下将参照下述两例来描述产生地址补偿因子的原理。
例1：NEP＝20、m＝4、J＝2且R＝4
在例1中，余数R比行数的一半8(＝2m-1)小。
图6表示通过应用编码包大小并交织例1所给参数从而形成的代码符号的矩阵。如图，第一列具有16个元素，但第二列只有4个元素。
在行BRO运算之前的矩阵中，最后一行的代码符号位于行标0、1、2和3中，但在行BRO运算之后的最后一列的代码符号以保持相同距离4(＝16/4)均匀分布，从而移向(shift)相应行标0、4、8和12。由于BRO运算的特性才出现了此分布，而且应该理解，假如利用了此特性，在一代码符号第一次出现在最后一列之后，每4行将用于R＜2m-1的地址补偿因子递增1。
图7顺序描述了为例1中的代码符号位标k所产生的行标rk、临时地址IAk、地址补偿因子C(rk)以及最终读地址Ak。如图所示，最终读地址Ak值是通过将地址补偿因子C(rk)与临时地址IAk相加来确定的，并且因为如果插入将用于在产生临时地址期间不被考虑的最后列的、将被进一步考虑的代码符号，附加地定位用于所插入的代码符号的读地址，因此，其后继临时地址必须向前移1位，则当上一列出现一代码符号时下一列的地址补偿因子C(rk)增加1。
也就是说，可通过确定矩阵中被写入到输入缓存器310中、具有信道编码器330请求的位标k的代码符号属于的行，以及通过在插入相应代码符号所属行之前确定在产生一临时地址期间不考虑其中代码符号的行的数量，来计算所述地址补偿因子C(rk)。
例如，由于具有代码符号位标k＝10的代码符号的行标为5，并且在插入此行之前在产生一临时地址过程中不考虑其中的代码符号的行数为2(行标＝0、4)，因此代码符号位标10的地址补偿因子为2。计算地址补偿因子的处理定义如下：
Figure GA20180226200380100117701D00151
在此，“d”是通过用总行数除以要插入的代码符号数或者代码符号将被插入的行数来确定的值，它表示属于最后列的代码符号的行间距离。而且，“r+”表示在最后一列中插入的剩余代码符号之中的第一插入代码符号所位于的行的位标。由于根据BRO运算的特性首先插入到最后一行的一代码符号总位于行标0，因此r+变为0。然而，当依据余数R和行数有代码符号插入到最后一列时，依据已插入的代码符号的行标附加地插入的第一代码符号的行标r+被确定。在等式(7)的地址补偿因子Cd +中，“+”表示代码符号被“插入”到最后一列，并且“d”表示代码符号被插入的行数与总行数的比例。
如果等式(7)应用到例1中，则例1中的地址补偿因子产生表达式如下：
例2：NEP＝20、m＝4、J＝2并且R＝12
在例2中，余数R大于行数的一半8(＝2m-1)。
图8表示采用编码包大小并交织例2所给参数而形成的代码符号的矩阵。如图，第一列总共有16个元素，但必须从第二列排除4个元素。
在行BRO运算之前的矩阵中，将要从最后一列排除的代码符号定位于行标12、13、14和15，但是在行BRO运算之后将要被排除的代码符号将被分散成保持相同的行间距离4(＝16/4)，从而移向相应的行标3、7、11和15。由于BRO运算的特性而出现了此分散，并且应该理解，假如利用了此特性，则在首次从最后一列排除代码符号之后，将R≥2m-1的地址补偿因子每4行减少1。
图9顺序描述了为例2中的代码符号位标k所产生的行标rk、临时地址IAk、地址补偿因子C(rk)以及最终读地址Ak。如图所示，最终读地址Ak值是通过将地址补偿因子C(rk)与临时地址IAk相加来确定的，并且每次从最后一列排除一代码符号时所述地址补偿因子减少1。这是因为如果插入在产生一临时地址期间被考虑的已不被考虑的代码符号，则所排除的代码符号的读地址必须不被定位，因此其后继临时地址必须向后移1位。
也就是说，可通过确定矩阵中被写入到输入缓存器310中、具有信道编码器330请求的位标k的代码符号属于的行，并且在插入相应代码符号所属行之前确定在产生临时地址期间不考虑其中代码符号的行的数量，来计算所述地址补偿因子C(rk)。
例如，由于具有图5的信道解码器330所请求的代码符号位标k＝13的代码符号的行标为11，并且在临时地址产生过程中被考虑的代码符号中被排除的行数为2(行标＝3、7)，用于所述代码符号位标13的一地址补偿因子成为-2。计算地址补偿因子的处理定义如下：
Figure GA20180226200380100117701D00171
在此，“d”是通过用总行数除以将要被排除的代码符号数或者代码符号将要被排除的行数来确定的值，它表示从最后列排除的代码符号的行间距离。而且，“r-”表示首先个被排除的代码符号所在的行的位标。由于按照BRO运算的特性首先从最后一列排除的代码符号总位于行标d-1，因此r-为d-1。然而，当依据余数R和行数在最后一列不满时存在已被排除的代码符号时，确定依据先前被排除的代码符号的行标而附加地排除的第一代码符号的行标r-。在等式(9)的地址补偿因子Cd -中，“-”用于表示从最后一列中“排除”的代码符号，并且“d”表示代码符号被排除的行数与总行数的比例。
假如将等式(9)应用到例2中，则例2的地址补偿因子产生表达式如下：
参照例1和例2，用于计算地址补偿因子的处理依据插入代码符号和排除虚拟代码符号的不同情况分别描述。在此，插入或排除代码符号的行数与总行数的比例d表示插入或排除的代码符号所属的行之间的距离，定义如下：
Figure GA20180226200380100117701D00181
其中d为自然数……(11)
在此，假如“d”不是一整数，则在例1和例2中所描述的利用了BRO运算特性的地址补偿因子产生表达式不正确。在等式(11)中，由于作为分子的总行数是2的幂，作为分母的插入或排除的行数也应该是2的幂，以使得d为整数。在表1中，余数R表示必须插入或排除代码符号的行数，并且对于所有编码包大小，余数R均不为2的幂。然而，即使在此情况下，假如R被表示为2的幂的和，也能使用等式(7)和(9)。
现在描述编码包大小NEP＝408、792、1560、2328、3096、3864、6168和12312时实际采用的地址补偿因子的产生原理。
A、用于N EP ＝408、792、1560、3096、6168和12312(R＝24)的地 址补偿因子的产 生。
首先，将描述一种对于编码包大小NEP＝408时产生地址补偿因子的方法。在此，从图4的步骤44中所示的矩阵以行->列的顺序读出交织代码符号，并将其写入到信道解码器的输入缓存器。
在子块中包括的408个代码符号组成了具有128(＝27)行的矩阵，并且此矩阵的最后一列具有在临时地址产生过程中不被考虑的24个代码符号。由于24可以以2的幂的形式表示为24+23，因此24个代码符号将分成16个高位(higher)代码符号和8个低位(lower)代码符号。
也就是说，此16个高位代码符号以预定行间距离8(＝128/16)从最上一行开始被安排在第0、8、16、……、104、112和120行，剩余的8个低位代码符号以预定行间距离16(＝128/8)从第4(＝8/2)行开始被被安排在第4、20、36、……、84、100和116行。
在此24个代码符号之中，每当行标为8的倍数时，周期性地插入16个代码符号，并且每当行标为16的倍数时，周期性地插入剩余的8个代码符号，所以可以认为在周期16下此24个代码符号的插入模式等同。因此，可以解释成在128行中插入24个代码符号与每16(＝128/8)行插入3(＝24/8)个代码符号等同。
要插入的代码符号的数量3可以以2的幂的形式表示为3＝2+1或3＝4-1。对于这两种情况，按如下方式计算地址补偿因子。
当3被表示为2+1时，首相将2个代码符号插入到16行，然后再插入一代码符号。在此情况下，在第一次插入过程中d为8(＝16/2)，并且在第二次插入过程中d为16(＝16/1)。因此，按如下公式计算地址补偿因子
Figure GA20180226200380100117701D00191
Figure GA20180226200380100117701D00192
在等式(12)中，对于d＝8，当矩阵最后一列无代码符号时首先在最后一列插入行间距离为8的2个代码符号，所以第一次插入的代码符号的行标为0。因此，在此，r+变为0。而且，对于d＝16，当矩阵最后一列已有2个行间距为8的代码符号时附加地插入一个代码符号。在此情况下，按照BRO运算的特性将被加入的代码符号插入到已插入的2个代码符号之间。因此，在此，r+变为4(＝(0+8)/2)。
然后，当3表示为4-1时，首先在16行中插入4个代码然后排除所插入的代码符号之一。在此情况下，在插入过程中d为4(＝16/4)，并且在排除过程中d为16(＝16/1)。因此，按如下等式计算地址补偿因子
Figure GA20180226200380100117701D00201
Figure GA20180226200380100117701D00202
在等式(13)中，对于d＝4，首先在矩阵的最后一列插入的代码符号的行标r+变为0，并且对于d＝16，首先从最后一列排除的一代码符号的行标r-为12。这是因为按照BRO运算的特性，已插入到最后一列的4个代码符号之中在最后一行的一代码符号必须被首先排除。也就是说，由于已被插入到最后一列的代码符号数为4，并且它们的行间距离为4，因此最后一行的位标r-为12(＝0+3×4)。
等式(12)在运算结果上完全等于等式(13)。通过硬件实现地址补偿器324时，等式(13)只需要一加法器用于将3与rk相加，而等式(12)需要两个加法器用于将不同的值7和11与rk相加，等式(13)在实现复杂度方面比等式(12)更有效。
在编码包大小NEP为792、1560、3096、6168和12312的情况下，组成所述矩阵的行数增长了2、4、8、16和32倍，而当编码包大小NEP为408时，对于所有情况在临时地址产生过程中不被考虑的代码符号的数量等于24。因此，在那些情况下，可利用一通用产生表达式计算地址补偿因子从而将一位移值m作为使用等式(13)的参数。以下的等式(14)描述了当NEP＝408、792、1560、3096、6168和12312时的地址补偿因子产生表达式(14)，并且如表1所示，对于编码包大小，m分别为7、8、9、10、11和12。
C ( r k ) = C 2 m - 5 + ( r k ) + C 2 m - 3 - ( r k )
此处，一代码符号位标k为k＝0、1、……、NEP-1，并且行标rk为rk＝0、1、……、2m-1。
B、用于N EP ＝2328(R＝280)的地址补偿因子的产生。
当一编码包大小为2328时，子块中所包括的2328个代码符号组成具有1024(＝210)行的矩阵，并且此矩阵的最后一列具有在产生临时地址过程中不被考虑的280个代码符号。由于280可以以2的幂的形式表示为28+24+23，因此280个代码符号将被分为256个高位代码符号，其次的16个代码符号以及剩余的8个代码符号。
也就是说，每当行标为4(＝1024/256)的倍数时，周期性地插入所述256个高位代码符号，每当行标为64(＝1024/16)的倍数时，周期性地插入其次的16个代码符号，并且每当行标为128(＝1024/8)的倍数时，周期性插入剩余的8个代码符号。因此，当行标周期为128时所述280个代码符号在其插入模式上等同。因此，在1024行中插入280个代码符号等同于每128(＝1024/8)行插入35(＝280/8)个代码符号。
将要被插入的代码符号数35可以以2的幂的形式表示为35＝32+2+1或35＝32+4-1。对于这两种情况，可分别计算一地址补偿因子。然而，如上对R＝24所述那样，当35被表示为32+2+1时，在实现地址补偿器时多需要一个加法器。因此，仅在35被表示为32+4-1的情况下描述地址补偿因子的产生原理。
当35表示为32+4-1时，首先在128行中插入32个代码符号，再插入4个代码符号，然后排除所插入的代码符号之一。在此情况下，在第一次插入过程中d为4(＝128/32)，在第二次插入过程中d为32(＝128/4)，并且在排除过程中d为128(＝128/1)。
对于d＝4，在矩阵最后一列无代码符号的情况下，首先在最后一列插入行间距离为4的32个代码符号，所以第一次插入的代码符号的行标为0。因此，在此，r+变为0。对于d＝32，在矩阵的最后一列已经具有行间距离为4的32个代码符号的情况下，附加地插入4个代码符号。在此情况下，按照BRO运算特性，在已插入的32个代码符号之中的前两个代码符号之间插入首次插入的代码符号。因此，在此，r+变为2(＝(0+4)/2)。最后，对于d＝128，必须排除在已插入的代码符号之间具有最高行标的一个代码符号。在此情况下，按照BRO运算特性，所排除的代码符号成为第二次插入的4个代码符号之中的最后一行的代码符号，因此r-为98(＝2+3×32)。
因此，利用等式(7)和等式(9)，应用于NEP＝2328地址补偿因子产生表达式定义如下
C ( r k ) = C 4 + ( r k ) + C 32 + ( r k ) + C 128 - ( r k )
C、用于N EP ＝3864(R＝1816)的地址补偿因子的产生。
当编码包大小为3864时，子块所包括的3864个代码符号组成具有2048(＝211)行的矩阵，并且必须从此矩阵的最后一列中排除在临时地址产生过程中一起考虑的232(＝2048-1816)个代码符号。由于232可以以2的幂的形式表示为27+26+25+23，此232个代码符号可分成128个代码符号、64个代码符号、32个代码符号和8个代码符号。
也就是说，在此232个代码符号中，每当行标成为256(＝2048/8)的倍数时，周期性地排除最后8个代码符号，所以此232个代码符号在周期256下其排除模式等同。因此，可以解释为从2048行中排除232个代码符号等同于每256行排除29(＝232/8)个代码符号。
将要被排除的代码符号数29可以以2的幂的形式表示为-29＝-16-8-4-1或-29＝-32+4-1。对于这两种情况，地址补偿因子可分别计算。然而，假如-29表示为-16-8-4-1，则在实现地址补偿器时还需要几个加法器。因此，只描述-29表示为-32+4-1时的地址补偿因子的产生原理。
当-29被表示为-32+4-1，首先排除32个代码符号，之后，插入4个代码符号，然后排除一个代码符号。在此情况下，在第一次排除时-d为8(＝256/32)，在插入时d为64(＝256/4)，而在第二次排除时d为256(＝256/1)。
对于d＝8，在矩阵的最后一列填满代码符号的情况下，首先从最后一列中排除行间距离为8的32个代码符号，所以按照BRO运算的特性，第一次排除的代码符号的行标为d-1。因此，在此，r-为7(＝8-1)。而且，对于d＝64，复原在所排除的32个代码符号之中具有行间距离为64的4个代码符号。在此情况下，按照BRO运算的特性，第一次复原的代码符号是在所排除的32个代码符号中具有最低行标的代码符号。因此，也在此点上，r+变为7(＝8-1)。最后，对于d＝256，再次排除在所复原的4个代码符号中具有最高行标的代码符号，所以r-为199(＝7+3×64)。
因此，利用等式(7)和(9)，应用NEP＝3864的地址补偿因子产生表达式定义如下：
C ( r k ) = C 8 + ( r k ) + C 64 + ( r k ) + C 256 - ( r k )
Figure GA20180226200380100117701D00242
D、用于N EP ＝4632(R＝536)的地址补偿因子的产生。
当编码包大小为4632时，子块所包括的4632个代码符号组成具有2048(＝211)行的矩阵，并且此矩阵的最后一列具有在临时地址产生过程中不考虑的536个代码符号。由于536可以以2的幂的形式表示为29+24+23，此536个代码符号可分成512个代码符号、其次的16个代码符号、剩余的8个代码符号。
也就是说，每当行标成为4(＝2048/512)的倍数时，周期性地插入512个高位代码符号，每当行标成为128(＝2048/16)的倍数时，周期性地插入其次的16个代码符号，并且每当行标成为256(＝2048/8)的倍数时，周期性地插入剩余的8个代码符号，所以此536个代码符号在行标周期256下，其插入模式等同。因此，可以解释为从2048行中插入536个代码符号等同于每256(2048/8)行插入67(＝536/8)个代码符号。
将要被插入的代码符号数67可以以2的幂的形式表示为67＝64+2+1或67＝64+4-1。对于这两种情况，可分别计算地址补偿因子。然而，如上所述R＝24的情况那样，当67表示为64+2+1时，实现地址补偿器多需要一个加法器。因此，以下仅描述当67表示为64+4-1情况下的地址补偿因子的产生原理。
当67表示为64+4-1时，首先在256行插入64个代码符号，再插入4个代码符号，并且然后排除所插入的代码符号之一。在此情况下，在第一次插入过程中d为4(＝256/64)，在第二次插入过程中d是64(＝256/4)，而且在排除过程中d是256(＝256/1)。
对于d＝4，在矩阵的最后一列无代码符号的情况下，首先在最后一列插入具有行间距离为4的64个代码符号，所以第一次插入的代码符号的行标为0。因此，在此，r+变为0。对于d＝64，在矩阵的最后一列已经具有64个行间距离为4的代码符号的情况下，附加地插入4个代码符号。在此情况下，按照BRO的操作特性，第一次插入的代码符号被插入到已插入的64个代码符号之中前两个代码符号之间。因此，在此，r+变为2(＝(0+4)/2)。最后，对于d＝256，必须排除已插入的代码符号之中具有最高行标的一个代码符号。在此情况下，按照BRO运算的特性，所排除的代码符号成为了第二次插入的4个代码符号之中最后一行的代码符号，所以r-为194(＝2+3×64)。
因此，利用等式(7)和(9)，应用于NEP＝46324的地址补偿因子产生表达式定义如下：
C ( r k ) = C 4 + ( r k ) + C 64 + ( r k ) + C 256 - ( r k )
Figure GA20180226200380100117701D00262
E、用于N EP ＝9240(R＝1048)的地址补偿因子的产生。
当编码包大小为9240时，子块所包括的9240个代码符号组成具有4096(＝212)行的矩阵，并且此矩阵的最后一列具有在临时地址产生过程中不考虑的1048个代码符号。由于1048可以以2的幂的形式表示为210+24+23，此1048个代码符号可分成1024个高位代码符号、其次的16个代码符号、剩余的8个代码符号。
也就是说，每当行标成为4(＝4096/1024)的倍数时，周期性地插入1024个高位代码符号，每当行标成为256(＝4096/16)的倍数时，周期性地插入其次的16个代码符号，并且每当行标成为512(＝4096/8)的倍数时，周期性地插入剩余的8个代码符号，所以此1048个代码符号在行标周期512下，其插入模式等同。因此，从4096行中插入1048个代码符号等同于每512(4096/8)行插入131(＝1048/8)个代码符号。
将要被插入的代码符号数131可以以2的幂的形式表示为131＝128+2+1或131＝128+4-1。对于这两种情况，可分别计算地址补偿因子。然而，如上所述R＝24的情况那样，当131表示为128+2+1时，实现地址补偿器多需要一个加法器。因此，以下仅描述当131表示为128+4-1情况下的地址补偿因子的产生原理。
当131表示为128+4-1时，首先在512行插入128个代码符号，再插入4个代码符号，然后排除所插入的代码符号之一。在此情况下，在第一次插入过程中d为4(＝512/128)，在第二次插入过程中d是128(＝512/4)，而且在排除过程中d是512(＝512/1)。
对于d＝4，在矩阵的最后一列无代码符号的情况下，首先在最后一列插入具有行间距离为4的128个代码符号，所以第一次插入的代码符号的行标为0。因此，在此，r+变为0。对于d＝128，在矩阵的最后一列已经具有128个行间距离为4的代码符号的情况下，附加地插入4个代码符号。在此情况下，按照BRO的操作特性，第一次插入的代码符号被插入到已插入的128个代码符号之中前两个代码符号之间。因此，在此，r+变为2(＝(0+4)/2)。最后，对于d＝512，必须排除已插入的代码符号之中具有最高行标的一个代码符号。在此情况下，按照BRO运算的特性，所排除的代码符号成为了第二次插入的4个代码符号之中最后一行的代码符号，所以r-为386(＝2+3×128)。
因此，利用等式(7)和(9)，应用于NEP＝46324的地址补偿因子产生表达式定义如下：
C ( r k ) = C 4 + ( r k ) + C 128 + ( r k ) + C 512 - ( r k )
Figure GA20180226200380100117701D00273
F、用于N EP ＝15384(R＝7192)的地址补偿因子的产生。
当编码包大小为15384时，子块所包括的15384个代码符号组成具有8192(＝213)行的矩阵，在临时地址产生过程中一起不被考虑的1000(＝8192-7192)个代码符号必须从此矩阵的最后一列中排除。由于1000可以以2的幂的形式表示为29+28+27+26+25+23，因此1000个代码符号可被分为512个代码符号、256个代码符号、128个代码符号、64个代码符号、32个代码符号和8个代码符号。
也就是说，在此1000个代码符号中，每当行标成为1024(＝8192/8)的倍数时，周期性地排除最后8个代码符号，所以此1000个代码符号在周期1024下，其排除模式等同。因此，可以解释为从8192行中排除1000个代码符号等同于每1024行排除125(＝1000/8)个代码符号。
将要被排除的代码符号数125可以以2的幂的形式表示为-125＝-64-32-16-8-4-1或-125＝-128+4-1。对于这两种情况，地址补偿因子可分开计算。然而，假如-125被表示为-64-32-16-8-4-1，则在实现地址补偿器时还需要几个加法器。因此，只描述-125表示为-128+4-1时的地址补偿因子的产生原理。
当-125被表示为-128+4-1时，首先排除128个代码符号，之后，插入4个代码符号，然后排除一个代码符号。在此情况下，在第一次排除时d为8(＝1024/128)，在插入时d为256(＝1024/4)，并且在第二次排除时d为1024(＝1024/1)。
对于d＝8，当矩阵的最后一列填满代码符号时首先从最后一列中排除行间距离为8的128个代码符号，所以按照BRO运算的特性第一次排除的代码符号的行标为d-1。因此，在此，r-为7(＝8-1)。而且，对于d＝256，复原在所排除的128个代码符号之中的行间距离为256的4个代码符号。在此情况下，按照BRO运算的特性，第一次复原的代码符号是在所排除的128个代码符号中具有最低行标的代码符号。因此，也在此点上，r+变为7(＝8-1)。最后，对于d＝1024，再次排除在所复原的4个代码符号中具有最高行标的代码符号，所以r-为775(＝7+3×256)。
因此，利用等式(7)和(9)，应用于NEP＝15384的地址补偿因子产生表达式定义如下：
C ( r k ) = C 8 - ( r k ) + C 256 + ( r k ) + C 1024 - ( r k )
Figure GA20180226200380100117701D00292
如上所述，在支持1xEV-DV标准的移动站中，按临时地址产生器322依据等式(5)和等式(6)产生一临时地址，地址补偿器324利用等式(14)、等式(15)、等式(16)、等式(17)、等式(18)和等式(19)之一产生一地址补偿因子，而加法器326通过计算等式(4)产生一读地址的方式，执行对前向包数据信息量的子块交织。
也就是说，假如依据等式(4)中所代入的编码包大小来选择等式(6)以及等式(14)、等式(15)、等式(16)、等式(17)、等式(18)和等式(19)之一，然后可获得以下的等式(20)、等式(21)、等式(22)、等式(23)、等式(24)和等式(25)。等式(20)是NEP＝408(m＝7)、792(m＝8)、1560(m＝9)、3096(m＝10)、6168(m＝11)和12312(m＝12)时输入缓存器310的读地址产生表达式。等式(21)是NEP＝2328时输入缓存器310的读地址产生表达式。等式(22)是NEP＝3864时输入缓存器310的读地址产生表达式。等式(23)是NEP＝4632时输入缓存器310的读地址产生表达式。等式(24)是NEP＝9240时输入缓存器310的读地址产生表达式。等式(25)是NEP＝15384时输入缓存器310的读地址产生表达式。
A k = IA k + C ( r k )
Figure GA20180226200380100117701D00302
Figure GA20180226200380100117701D00303
A k = IA k + C ( r k )
A k = IA k + C ( r k )
Figure GA20180226200380100117701D00308
Figure GA20180226200380100117701D003010
A k = IA k + C ( r k )
Figure GA20180226200380100117701D003013
Figure GA20180226200380100117701D003014
A k = IA k + C ( r k )
Figure GA20180226200380100117701D00313
A k = IA k + C ( r k )
Figure GA20180226200380100117701D00317
图10表示当NEP＝408(m＝7)、792(m＝8)、1560(m＝9)、3096(m＝10)、6168(m＝11)和12312(m＝12)以及J＝4时产生用于读取写入到所述输入缓存器310中的代码符号的读地址的解交织地址产生器320的方框图。此结构适用于实现等式(20)的硬件设备。
如图所示，假如从所述信道解码器330向临时地址产生器322a提供所想要的代码符号位标k，则除法器400通过将代码符号位标k除以2m从而输出不超过商的最大整数。从此除法器400输出的整数被输入到加法器406。BRO运算器402将代码符号位标k除以2m所获得的位分组，对通过m位用于每组符号的行标执行BRO运算，并为代码符号位标k计算行标rk。也就是说，对于408位，第0至第127位组成第一组，第128至255位组成第二组，并且第256至383位组成第三组。在每一组中具有相同行标的代码同样进行BRO运算。此分组同样适用于以下所给的不同实施例。乘法器404将行标rk与3(＝J-1)相乘并将其输出提供给加法器406。此加法器406通过将乘法器404的输出3rk与触发器400的输出k/2m相加来计算临时地址IAk。
假如将行标rk输入到地址补偿器324a中，加法器410将2m-5-1与行标rk相加并将其输出到除法器412和414。除法器412将加法器410的输出“rk+2m-5-1”除以2m-5并输出不超过其商的最大整数，而除法器414将加法器410的输出“rk+2m-5-1”除以2m-3并输出不超过其商的最大整数。一加法器416通过从触发器412的输出中减去除法器414的输出来计算地址补偿因子C(rk)。加法器326最后通过将地址补偿因子C(rk)和临时地址IAk相加来计算读地址。
图11表示当NEP＝3238(m＝10和J＝3)时产生用于读取写入到输入缓存器310中代码符号的读地址的解交织地址产生器320的方框图。此结构是用于实现等式(21)的硬件设备。
如图，假如由所述信道解码器330向临时地址产生器322b提供所请求的代码符号位标k，除法器420将此代码符号位标k除以2m并向加法器426提供不超过其商的最大整数。BRO运算者422将代码符号位标k除以2m所获得的位分组，对以m位用于每组符号的行标执行BRO运算，并计算代码符号位标k的行标rk。乘法器424将行标rk乘以2(＝J-1)并将其输出提供给加法器426。然后所述加法器426通过将此乘法器424的输出3rk与此除法器420的输出k/2m相加来计算临时地址IAk。
假如地址补偿器324b使用所述行标rk，加法器430将3与此行标rk相加，并且除法器434将加法器430的输出“rk+3”除以4并输出不超过其商的最大整数。加法器432将29与行标rk相加并将结果输出到除法器436和438。除法器436将加法器432的输出“rk+29”除以32并输出不超过其商的最大整数，并且除法器438将加法器432的输出“rk+29”除以128并输出不超过其商的最大整数。加法器440通过将除法器436的输出与除法器434的输出相加，然后从加法结果中减去除法器438的输出来计算地址补偿因子C(rk)。加法器326通过将此地址补偿因子C(rk)与此临时地址IAk相加来最后计算读地址Ak。
图12表示当NEP＝3864(m＝11和J＝2)时产生用于读取写入到输入缓存器310中代码符号的读地址的解交织地址产生器320的方框图。此结构是用于实现等式(22)的硬件设备。
如图，假如由所述信道解码器330向临时地址产生器322c提供所请求的代码符号位标k，则除法器450将此代码符号位标k除以2m并向加法器456提供不超过其商的最大整数。BRO运算者452将代码符号位标k除以2m所获得的位分组，对以m位用于每组符号的行标执行BRO运算，并计算代码符号位标k的行标rk。乘法器454将行标rk乘以2(＝J)并将其输出提供给加法器456。然后所述加法器456通过将此乘法器454的输出3rk与此除法器450的输出k/2m相加来计算临时地址IAk。
假如地址补偿器324c使用所述行标rk，除法器462将行标rk除以8并输出不超过其商的最大整数。加法器460将56与所述行标rk相加并将其输出到除法器464和466。除法器464将加法器460的输出“rk+56”除以64并输出不超过其商的最大整数，并且除法器466将加法器460的输出“rk+56”除以256并输出不超过其商的最大整数。加法器468通过从除法器464的输出中减去除法器462的输出与除法器466的输出来计算地址补偿因子C(rk)。加法器326通过将此地址补偿因子C(rk)与临时地址IAk相加最终计算得到读地址Ak。
图13表示当NEP＝4632(m＝11和J＝3)时产生用于读取写入到输入缓存器310中代码符号的读地址的解交织地址产生器320的方框图。此结构是用于实现等式(23)的硬件设备。
如图，假如由所述信道解码器330向临时地址产生器322d提供所请求的代码符号位标k，除法器470将此代码符号位标k除以2m并向加法器476提供不超过其商的最大整数。BRO运算者422将代码符号位标k除以2m所获得的位分组，对以m位用于每组符号的行标执行BRO运算，并计算代码符号位标k的行标rk。乘法器474将行标rk乘以2(＝J-1)并将其输出提供给加法器476。所述加法器476然后通过将此乘法器424的输出3rk与此除法器470的输出k/2m相加来计算临时地址IAk。
假如地址补偿器324d使用所述行标rk，加法器480将3与此行标rk相加，并且除法器484将加法器480的输出“rk+3”除以4并输出不超过其商的最大整数。加法器482将61与行标rk相加并将结果提供到除法器490和492。除法器490将加法器482的输出“rk+61”除以64并输出不超过其商的最大整数，并且除法器492将加法器482的输出“rk+61”除以256并输出不超过其商的最大整数。加法器494通过将除法器484的输出与除法器490的输出相加，然后从加法结果中减去除法器492的输出来计算地址补偿因子C(rk)。加法器326通过将此地址补偿因子C(rk)与此临时地址IAk相加来最后计算读地址Ak。
图14表示当NEP＝9240(m＝12和J＝3)时产生用于读取写入到输入缓存器310中代码符号的读地址的解交织地址产生器320的方框图。此结构是用于实现等式(24)的硬件设备。
如图，假如由所述信道解码器330向临时地址产生器322e提供所请求的代码符号位标k，除法器500将此代码符号位标k除以2m并向加法器506提供不超过其商的最大整数。BRO运算者502将代码符号位标k除以2m所获得的位分组，对以m位用于每组符号的行标执行BRO运算，并计算代码符号位标k的行标rk。乘法器504将行标rk乘以2(＝J-1)并将其输出提供给加法器506。然后所述加法器506通过将此乘法器424的输出3rk与此除法器500的输出k/2m相加来计算临时地址IAk。
假如地址补偿器324e使用所述行标rk，则加法器510将3与此行标rk相加，并且一除法器514将加法器510的输出“rk+3”除以4并输出不超过其商的最大整数。加法器512将125加到行标rk并将其输出提供给除法器516和518。除法器516将加法器512的输出“rk+125”除以128并输出不超过其商的最大整数，并且除法器518将加法器512的输出“rk+125”除以512并输出不超过其商的最大整数。一加法器520通过将除法器514的输出与除法器516的输出相加，然后从加法结果中减去除法器518的输出来计算地址补偿因子C(rk)。一加法器326通过将此地址补偿因子C(rk)与此临时地址IAk相加来最后计算读地址Ak。
图15表示当NEP＝15384(m＝13和J＝3)时产生用于读取写入到输入缓存器310中代码符号的读地址的解交织地址产生器320的方框图。此结构是用于实现等式(25)的硬件设备。
如图，假如由所述信道解码器330向临时地址产生器322f提供所请求的代码符号位标k，除法器530将此代码符号位标k除以2m并向加法器536提供不超过其商的最大整数。BRO运算者532将代码符号位标k除以2m所获得的位分组，对以m位用于每组符号的行标执行BRO运算，并计算代码符号位标k的行标rk。乘法器534将行标rk乘以2(＝J-1)并将其输出提供给加法器536。然后所述加法器536通过将此乘法器534的输出3rk与此除法器530的输出k/2m相加来计算临时地址IAk。
假如地址补偿器324f使用所述行标rk，除法器542将行标rk除以8并输出不超过其商的最大整数。加法器540将248与行标rk相加并将结果输出到除法器544和546。除法器544将加法器540的输出“rk+248”除以256并输出不超过其商的最大整数，并且除法器546将加法器540的输出“rk+248”除以1024并输出不超过其商的最大整数。加法器548通过从除法器544的输出中减去除法器542的输出和去除法器546的输出来计算地址补偿因子C(rk)。加法器326通过将此地址补偿因子C(rk)与此临时地址IAk相加来最后计算读地址Ak。
本发明的实施例具有以下优点。在采用1xEV-DV标准的解交织规则的移动通信系统中，本发明的实施例高速解交织已交织数据流从而复原原始编码包。尤其，本发明将多子块的所接收到的代码符号的写入存储器，依据解交织规则所产生的读地址来读取代码符号，并向解码器提供读代码符号，从而使得所需存储容量和用于计算读地址所必须的硬件元素数量最小。这样，可保证接收器最小化并降低其功率。而且，本发明对各子块分别执行解交织，所以解码器能同步解码多个子块，从而加快了解码速度并保证高速数据通信。
以上已参照特定实施例对本发明进行了描述，本领域普通技术人员在不脱离所附权利要求所限定的精神和范围内可对本发明进行形式和细节上的各种变化。

Claims (24)

1.一种用于通过解交织以读取代码符号从而解码支持交织的移动通信系统的接收器中的一编码包的方法，其中交织编码包具有(2m*(J-1)+R)位、位移位值m、上限值J和余数R，所述方法包括步骤：
基于所接收的符号的余数R为0或2m的假定通过对代码符号的位标进行位逆序运算产生一临时地址；
考虑到由余数R形成的列而计算用于补偿此临时地址的地址补偿因子；以及
通过将临时地址与用于代码符号的地址补偿因子相加以产生一读地址，并读取写入到所产生的读地址中的代码符号，
其中所述临时地址产生步骤包括：当最后列的代码符号少于2m个代码符号的一半时，通过排除最后列产生临时地址，并且当最后列的代码符号多于或等于2m个代码符号的一半时，通过包括最后列产生临时地址，
其中所述地址补偿因子计算步骤包括：当最后列的代码符号少于2m个代码符号的一半时，每当代码符号出现在最后列就将所述地址补偿因子递增1，并且当最后列的代码符号多于或等于2m个代码符号的一半时，每当从最后列排除一代码符号就将所述地址补偿因子递减1。
2.依据权利要求1的方法，其中假如编码包的子块大小为408，依据等式
Figure FA20180226200380100117701C00011
产生读地址，其中Ak是读地址，k是代码符号的位标，BRO表示位逆序运算，mod表示求模运算，而且
Figure FA20180226200380100117701C00012
表示不超过输入“·”的最大整数。
3.依据权利要求1的方法，其中假如编码包的子块大小为792，依据等式产生读地址，其中Ak是读地址，k是代码符号的位标，BRO表示位逆序运算，mod表示求模运算，而且
Figure FA20180226200380100117701C00014
表示不超过输入“·”的最大整数。
4.依据权利要求1的方法，其中假如编码包的子块大小为1560，依据等式产生读地址，其中Ak是读地址，k是代码符号的位标，BRO表示位逆序运算，mod表示求模运算，而且
Figure FA20180226200380100117701C00022
表示不超过输入“·”的最大整数。
5.依据权利要求1的方法，其中假如编码包的子块大小为3096，依据等式
Figure FA20180226200380100117701C00023
产生读地址，其中Ak是读地址，k是代码符号的位标，BRO表示位逆序运算，mod表示求模运算，而且表示不超过输入“·”的最大整数。
6.依据权利要求1的方法，其中假如编码包的子块大小为6168，依据等式产生读地址，其中Ak是读地址，k是代码符号的位标，BRO表示位逆序运算，mod表示求模运算，而且
Figure FA20180226200380100117701C00026
表示不超过输入“·”的最大整数。
7.依据权利要求1的方法，其中假如编码包的子块大小为12312，依据等式
Figure FA20180226200380100117701C00027
产生读地址，其中Ak是读地址，k是代码符号的位标，BRO表示位逆序运算，mod表示求模运算，而且表示不超过输入“·”的最大整数。
8.依据权利要求1的方法，其中假如编码包的子块大小为2328，依据等式
Figure FA20180226200380100117701C00029
产生读地址，其中Ak是读地址，k是代码符号的位标，BRO表示位逆序运算，mod表示求模运算，而且表示不超过输入“·”的最大整数。
9.依据权利要求1的方法，其中假如编码包的子块大小为3864，依据等式
Figure FA20180226200380100117701C000211
产生读地址，其中Ak是读地址，k是代码符号的位标，BRO表示位逆序运算，mod表示求模运算，而且表示不超过输入“·”的最大整数。
10.依据权利要求1的方法，其中假如编码包的子块大小为4632，依据等式
Figure FA20180226200380100117701C00032
产生读地址，其中Ak是读地址，k是代码符号的位标，BRO表示位逆序运算，mod表示求模运算，而且表示不超过输入“·”的最大整数。
11.依据权利要求1的方法，其中假如编码包的子块大小为9240，依据等式
Figure FA20180226200380100117701C00034
产生读地址，其中Ak是读地址，k是代码符号的位标，BRO表示位逆序运算，mod表示求模运算，而且
Figure FA20180226200380100117701C00035
表示不超过输入“·”的最大整数。
12.依据权利要求1的方法，其中假如编码包的子块大小为15384，依据等式
Figure FA20180226200380100117701C00036
产生读地址，其中Ak是读地址，k是代码符号的位标，BRO表示位逆序运算，mod表示求模运算，而且表示不超过输入“·”的最大整数。
13.依据权利要求1的方法，其中当最后列的代码符号少于2m个代码符号的一半时，通过以下等式计算地址补偿因子：其中“d”是通过总行数除以将被插入的代码符号数来确定的值，rk是位标为k的代码符号的行标，“r+”是位于插入到最后列中的剩余代码符号之中的第一次插入的代码符号所在的行标，地址补偿因子Cd +中的“+”表示在最后列插入代码符号。
14.依据权利要求1的方法，其中当最后列的代码符号多于或等于2m个代码符号的一半时，按以下等式计算地址补偿因子的步骤：
Figure FA20180226200380100117701C00039
其中“d”是通过总行数除以将要被排除的代码符号数来确定的值，rk是位标为k的代码符号的行标，“r-”是第一次排除的代码符号所在的行标，Cd -的“-”表示从最后列中排除代码符号。
15.依据权利要求1的方法，其中当最后列的代码符号少于2m个代码符号的一半时，按以下等式计算临时地址：
Figure FA20180226200380100117701C00041
Figure FA20180226200380100117701C00042
其中，IAk是临时地址，J是上限值，BRO表示位逆序运算，m是位移位值，k是代码符号的位标，rk是代码符号的行标。
16.依据权利要求15的方法，其中当最后列的代码符号多于或等于2m个代码符号的一半时，按以下等式计算临时地址：
Figure FA20180226200380100117701C00043
Figure FA20180226200380100117701C00044
其中，IAk是临时地址，J是上限值，BRO表示位逆序运算，m是位移位值，k是代码符号的位标，rk是代码符号的行标。
17.一种用于通过在支持交织的通信系统的接收器中解交织来读取代码符号的装置，其中交织编码包具有(2m*(J-1)+R)位、位移位值m、上限值J和余数R，所述接收器包括用于写入编码包的符号的缓存器以及用于解码所写入的编码包的信道解码器，所述装置包括：
一临时地址产生器，用于基于所接收的符号的余数R为0或2m的假定通过对所述信道解码器所请求的代码符号位标执行位逆序运算来产生一临时地址；
一地址补偿器，用于考虑由所述余数形成的列计算用于补偿所述临时地址的一地址补偿因子；
一加法器，用于通过将所述地址补偿因子与所述临时地址相加，从而产生用于从所述缓存器中读取由所述信道解码器请求的所述代码符号的读地址，
其中所述临时地址产生器当最后列的代码符号少于2m个代码符号的一半时，通过排除最后列产生临时地址，并且当最后列的代码符号多于或等于2m个代码符号的一半时，通过包括最后列产生临时地址，
其中所述地址补偿器当最后列的代码符号少于2m个代码符号的一半时，每当代码符号出现在最后列就将所述地址补偿因子递增1，并且当最后列的代码符号多于或等于2m个代码符号的一半时，每当从最后列排除一代码符号就将所述地址补偿因子递减1。
18.依据权利要求17的装置，其中所述临时地址产生器包括：
一第一除法器，用于输出不超过所述信道解码器所请求的代码符号位标除以2m的商的最大整数；
一BRO运算器，用于将所述代码符号位标除以2m所获得的位分组，并对每组符号的行标执行位逆序运算；
一乘法器，用于将BRO运算器的输出与(J-1)相乘；以及
一第一加法器，用于通过将乘法器的输出加到所述第一除法器的输出来计算所述临时地址。
19.依据权利要求18的装置，其中假如所述编码包的大小是408、792、1560、3096、6168和12312之一，所述地址补偿器包括：
一第二加法器，用于将2m-5-1加到BRO运算器的输出；
一第二除法器，用于输出不超过所述第二加法器除以2m-5的商的最大整数；
一第三除法器，用于输出不超过所述第二加法器除以2m-3的商的最大整数；以及
一加法器，用于通过将所述第二除法器的输出减去所述第三除法器的输出来计算所述地址补偿因子。
20.依据权利要求18的装置，其中假如所述编码包的大小是2328，所述地址补偿器包括：
一第二加法器，用于将3加到BRO运算器的输出；
一第二除法器，用于输出不超过所述第二加法器除以4的商的最大整数；
一第三加法器，用于将29加到所述BRO运算器的输出；
一第三除法器，用于输出不超过所述第三加法器的输出除以32的商的最大整数；
一第四除法器，用于输出不超过所述第三加法器的输出除以128的商的最大整数；以及
一第四加法器，用于通过将所述第三除法器的输出加到所述第二除法器的输出，然后从加法结果中减去所述第四除法器的输出来计算所述地址补偿因子。
21.依据权利要求17的装置，其中所述编码包大小为3864，所述临时地址产生器包括：
一第一除法器，用于输出不超过所述信道解码器所请求的代码符号的位标除以2m的商的最大整数；
一BRO运算器，用于将所述代码符号位标除以2m所获得的位分组，并对每组符号的行标执行位逆序运算；
一乘法器，用于将所述BRO运算器的输出与J相乘；以及
一第一加法器，用于通过将所述乘法器的输出加到所述第一除法器的输出来计算所述临时地址；并且
所述地址补偿器包括：
一第二除法器，用于输出不超过所述BRO运算器除以8的商的最大整数；
一第二加法器，用于将56加到所述BRO运算器的输出；
一第三除法器，用于输出不超过所述第二加法器除以64的商的最大整数；
一第四除法器，用于输出不超过所述第二加法器除以256的商的最大整数；以及
一第三加法器，用于通过从所述第三除法器的输出中减去所述第二除法器的输出和所述第四除法器的输出来计算所述地址补偿因子。
22.依据权利要求18的装置，其中假如所述编码包大小为4632，所述地址补偿器包括：
一第二加法器，用于将3加到所述BRO运算器的输出；
一第二除法器，用于输出不超过所述第二加法器除以4的商的最大整数；
一第三加法器，用于将61加到所述BRO运算器的输出；
一第三除法器，用于输出不超过所述第三加法器除以64的商的最大整数；
一第四除法器，用于输出不超过所述第三加法器除以256的商的最大整数；
一第四加法器，用于将所述第三除法器的输出与所述第二除法器的输出相加，然后从所述加法结果中减去所述第四除法器的输出来计算所述地址补偿因子。
23.依据权利要求18的装置，其中假如所述编码包大小为9240，所述地址补偿器包括：
一第二加法器，用于将3加到所述BRO运算器的输出；
一第二除法器，用于输出不超过所述第二加法器除以4的商的最大整数；
一第三加法器，用于将125加到所述BRO运算器的输出；
一第三除法器，用于输出不超过所述第三加法器除以128的商的最大整数；
一第四除法器，用于输出不超过所述第三加法器除以512的商的最大整数；以及
一第四加法器，用于将所述第三除法器的输出与所述第二除法器的输出相加，然后从所述加法结果中减去所述第四除法器的输出来计算所述地址补偿因子。
24.依据权利要求17的装置，其中假如所述编码包大小为15384，所述临时地址产生器包括：
一第一除法器，用于输出不超过所述信道解码器所请求的代码符号的位标除以2m的商的最大整数；
一BRO运算器，用于将所述代码符号位标除以2m所获得的位分组，并对每组符号的行标执行位逆序运算；
一乘法器，用于将所述BRO运算器与J相乘；以及
一第一加法器，用于通过将所述乘法器的输出加到所述第一除法器的输出来计算所述临时地址；并且
所述地址补偿器包括：
一第二除法器，用于输出不超过所述BRO运算器除以8的商的最大整数；
一第二加法器，用于将248加到所述BRO运算器的输出；
一第三除法器，用于输出不超过所述第二加法器除以256的商的最大整数；
一第四除法器，用于输出不超过所述第二加法器除以1024的商的最大整数；以及
一第三加法器，用于从所述第三除法器的输出中减去所述第二除法器的输出与所述第四除法器的输出来计算所述地址补偿因子。
CN2003801001177A 2002-10-29 2003-10-29 用于解交织通信设备中的交织数据流的方法和装置 Expired - Fee Related CN1685621B (zh)

Applications Claiming Priority (7)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020020066189 2002-10-29
KR10-2002-0066189 2002-10-29
KR1020020066189A KR20040037624A (ko) 2002-10-29 2002-10-29 인터리빙된 데이터 열의 디인터리빙 방법 및 장치
KR1020030066400 2003-09-24
KR10-2003-0066400 2003-09-24
KR1020030066400A KR101009783B1 (ko) 2002-10-29 2003-09-24 인터리빙된 데이터 열의 디인터리빙 방법 및 장치
PCT/KR2003/002297 WO2004040774A1 (en) 2002-10-29 2003-10-29 Method and apparatus for deinterleaving interleaved data stream in a communication system

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1685621A CN1685621A (zh) 2005-10-19
CN1685621B true CN1685621B (zh) 2010-07-07

Family

ID=32109572

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2003801001177A Expired - Fee Related CN1685621B (zh) 2002-10-29 2003-10-29 用于解交织通信设备中的交织数据流的方法和装置

Country Status (9)

Country Link
US (1) US7702970B2 (zh)
EP (1) EP1418675B1 (zh)
JP (1) JP3987553B2 (zh)
CN (1) CN1685621B (zh)
AU (1) AU2003274779B2 (zh)
BR (1) BR0306671A (zh)
CA (1) CA2470135C (zh)
RU (1) RU2274951C2 (zh)
WO (1) WO2004040774A1 (zh)

Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100532325B1 (ko) 2002-11-23 2005-11-29 삼성전자주식회사 터보 복호기의 입력 제어 방법 및 장치
US7343530B2 (en) * 2004-02-10 2008-03-11 Samsung Electronics Co., Ltd. Turbo decoder and turbo interleaver
US20050207345A1 (en) * 2004-03-22 2005-09-22 Onggosanusi Eko N Hybrid ARQ schemes for a multi-carrier communications system
US7392464B1 (en) 2004-04-30 2008-06-24 Marvell International Ltd. Universal parity encoder
CA2609794C (en) * 2005-05-12 2013-12-03 Qualcomm Incorporated Apparatus and method for channel interleaving in communications system
US7685495B2 (en) 2005-05-12 2010-03-23 Qualcomm Incorporated Apparatus and method for channel interleaving in communications system
US8356232B2 (en) 2006-10-06 2013-01-15 Motorola Mobility Llc Method and apparatus for encoding and decoding data
WO2008057906A2 (en) 2006-11-01 2008-05-15 Qualcomm Incorporated Turbo interleaver for high data rates
TWI410055B (zh) * 2007-11-26 2013-09-21 Sony Corp Data processing device, data processing method and program product for performing data processing method on computer
US8751769B2 (en) * 2007-12-21 2014-06-10 Qualcomm Incorporated Efficient address generation for pruned interleavers and de-interleavers
EP2139120B1 (de) * 2008-06-23 2019-01-23 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Interleaver
US7954015B1 (en) * 2008-12-05 2011-05-31 Altera Corporation Data interleaving and deinterleaving involving concatenation of words read from storage
CN101577556B (zh) * 2009-06-17 2012-12-05 北京九方中实电子科技有限责任公司 一种实现矩形交织的装置
EP2438511B1 (en) 2010-03-22 2019-07-03 LRDC Systems, LLC A method of identifying and protecting the integrity of a set of source data
RU2461964C1 (ru) * 2011-08-09 2012-09-20 Государственное казенное образовательное учреждение высшего профессионального образования Академия Федеральной службы охраны Российской Федерации (Академия ФСО России) Способ помехоустойчивого декодирования сигналов, полученных с использованием параллельного каскадного кода проверки на четность с низкой плотностью
CN103987664B (zh) 2011-12-06 2017-03-08 德尔塔阀门公司 龙头中的臭氧分配
BR112015018430B1 (pt) * 2013-02-08 2022-02-15 Sony Corporation Dispositivo de processamento de dados, receptor de televisão, método de rocessamento de dados, e, meio de armazenamento não-transitório.
US20140281367A1 (en) * 2013-03-14 2014-09-18 Mark W. Johnson Address calculation for received data
CA3007437C (en) 2015-12-21 2021-09-28 Delta Faucet Company Fluid delivery system including a disinfectant device
JP2019149589A (ja) * 2016-07-08 2019-09-05 シャープ株式会社 基地局装置、端末装置、通信方法、および、集積回路
US20240078040A1 (en) * 2022-09-06 2024-03-07 Micron Technology, Inc. Tensor memory access based implementation for massive and ultra-massive mimo systems

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1246991A (zh) * 1997-11-10 2000-03-08 Ntt移动通信网株式会社 交织方法、交织装置以及存储交织模式产生程序的媒体
US6233711B1 (en) * 1997-09-02 2001-05-15 Sony Corporation Turbo coding, decoding devices and turbo coding, decoding methods
CN1297617A (zh) * 1999-04-02 2001-05-30 三星电子株式会社 用于通信系统的交织/解交织设备和方法

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4868776A (en) * 1987-09-14 1989-09-19 Trw Inc. Fast fourier transform architecture using hybrid n-bit-serial arithmetic
TW434336B (en) * 1998-10-09 2001-05-16 Hokuriku Seikei Kogyo Kk Water jet nozzle
KR100306282B1 (ko) * 1998-12-10 2001-11-02 윤종용 통신시스템의인터리빙/디인터리빙장치및방법
KR100542681B1 (ko) * 1998-12-10 2006-04-12 삼성전자주식회사 서보성능 분석을 위한 보드 플롯 획득방법
US6463556B1 (en) * 1999-01-04 2002-10-08 Motorola, Inc. Method and apparatus for interleaving in a communication system
KR100480286B1 (ko) * 1999-04-02 2005-04-06 삼성전자주식회사 터보 인터리빙 어드레스 발생 장치 및 방법
US6351460B1 (en) * 1999-05-24 2002-02-26 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for a dedicated control channel in an early soft handoff in a code division multiple access communication system
KR200266189Y1 (ko) 2001-12-04 2002-02-27 정진구 압축공기 전환밸브
KR200366400Y1 (ko) 2004-08-09 2004-11-03 두우균 용접 이음 구조를 갖는 상하 분리형 pc 암거

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6233711B1 (en) * 1997-09-02 2001-05-15 Sony Corporation Turbo coding, decoding devices and turbo coding, decoding methods
CN1246991A (zh) * 1997-11-10 2000-03-08 Ntt移动通信网株式会社 交织方法、交织装置以及存储交织模式产生程序的媒体
CN1297617A (zh) * 1999-04-02 2001-05-30 三星电子株式会社 用于通信系统的交织/解交织设备和方法

Also Published As

Publication number Publication date
CA2470135A1 (en) 2004-05-13
US20040114596A1 (en) 2004-06-17
JP3987553B2 (ja) 2007-10-10
BR0306671A (pt) 2004-12-07
RU2274951C2 (ru) 2006-04-20
JP2006504376A (ja) 2006-02-02
EP1418675A2 (en) 2004-05-12
RU2004119545A (ru) 2005-11-10
WO2004040774A1 (en) 2004-05-13
US7702970B2 (en) 2010-04-20
EP1418675A3 (en) 2008-10-08
AU2003274779B2 (en) 2006-10-12
EP1418675B1 (en) 2019-12-25
CN1685621A (zh) 2005-10-19
AU2003274779A1 (en) 2004-05-25
CA2470135C (en) 2008-02-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1685621B (zh) 用于解交织通信设备中的交织数据流的方法和装置
EP1480366B1 (en) Error-correcting encoding apparatus
CN1327640C (zh) 数据传输的速率匹配方法和装置
RU2376702C2 (ru) Турбодекодер, использующий линейные конгруэнтные последовательности
CN1163012C (zh) 直接序列码分多址联接传输方法
CN101981932B (zh) 用于对信号译码的装置和方法
CN101836387B (zh) 具有速率匹配的高计算效率的卷积编码
CN1553602B (zh) 移动通信系统中插入填充比特的设备和方法
CN101553990B (zh) Turbo码交织器尺寸的确定
CN101636914A (zh) 用于编码和解码数据的方法和装置
CN1319300C (zh) 码分多址通信系统中的数据发送设备和方法
CN1284306C (zh) 码分多址通信系统中的编码装置及其方法
CN1301117A (zh) ”异或”码和使用”异或”码的串联编码器/解码器
KR20020028639A (ko) 주소발생기를 포함한 인터리빙/디인터리빙 수행 장치 및그 방법과 그를 이용한 채널 부호화 시스템
CN101969358B (zh) 一种用于空间通信的高速并行rs译码方法
CN1411195A (zh) 交错器模式修改
CN1614898B (zh) Turbo码编码器及其编码方法
RU2186459C2 (ru) Способ передачи информации с защитой от ошибок, способ приема информации с защитой от ошибок и передающая система для передачи информации
CN100581089C (zh) TD-SCDMA系统中的Woven卷积码纠错编、译码器
CN100461116C (zh) 用于在块相干通信系统中的交织的方法和设备
CN101667839B (zh) 交织方法
CN101442320B (zh) 一种无线通信领域中用于编译码调制的基于伪随机序列的二维交织器
KR20040036543A (ko) 인터리빙된 데이터 열의 디인터리빙 방법 및 장치
CN101582737B (zh) 卷积Turbo码交织器和解交织器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20100707

Termination date: 20191029

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee