CN1681139A - 发光元件驱动电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种发光元件驱动电路，在高速驱动发光元件的同时，防止因反向电压而破坏元件。恒流源(9)与LED(1)串联连接，与该LED(1)并联形成了由二极管(10)和NMOS晶体管(11)构成的电流路径(B1)。NMOS晶体管(11)为导通状态时的电流路径(B1)整体的电压降，比LED(1)的发光时的正向电压(Vf)小。若NMOS晶体管(11)根据输入信号(IN)成为导通状态，LED(1)的阳极电位就比(Vf)小，使LED(1)熄灭。

Description

发光元件驱动电路

技术领域

本发明涉及利用于驱动LED等发光元件的发光元件驱动电路。

背景技术

作为驱动LED等半导体发光元件的发光元件驱动电路，已知有如图12中示出的电路(日本特开平7-154015)。

在该驱动电路中，被驱动的LED1接受从恒流源21供给的驱动电流。在作为该发光元件的LED1的阴极与接地端子GND之间，依次连接了开关元件22和电阻元件23，形成了电流路径A。另一方面，利用电阻元件24、开关元件25和电阻元件26的串联连接，与该电流路径A并联形成了电流路径B。开关元件25基于作为控制信号的输入信号IN，进行接通/关断控制，另一方面，开关元件22基于输入信号IN的、由反相器27反相后的反相信号*IN，进行接通/关断控制。即，差动地接通/关断控制开关元件22和25。

在该结构中，若使输入信号IN为“低”，开关元件22就接通，另一方面，开关元件25关断。其结果，向LED1流入驱动电流Id，流过电流路径B的电流Ii为零，LED1发光。另一方面，若使输入信号IN为“高”，开关元件22关断，开关元件25接通。其结果，就向电流路径B流入电流Ii，另一方面，电流Id变为零，LED1就熄灭。

在该特开平7-154015的电路中，在作为发光元件的LED1所存在的电流路径A和作为开关部的电流路径B者需要有半导体开关元件。

作为驱动半导体发光元件的电路的另外的现有例，已知如图13所示的电路。作为驱动元件，与LED1的阳极A连接了反相器32的输出端子，在LED1的阴极K与接地端子GND之间连接了电阻33。在此，电阻33用于设定LED1的正向的电流值If。

该驱动电路与特开平7-154015的电路相比，有不需要开关元件的优点，但有如下问题。即，为了控制LED1的熄灭/发光，需要使阳极与阴极间的电位差在0～2V之间变动。因此，要使LED1的结电容等寄生电容充放电就需要时间，就有不能高速地驱动LED1的问题。

鉴于该问题，提出了一种抑制阳极电位的变动、使LED1的驱动高速化的驱动电路(例如，参照特开平12-232240号公报)。图14中示出该专利文献2中公开的驱动电路的结构。LED1的阴极K接地，在电源电压Vcc与LED1的阳极A之间连接了电流源35。然后，作为用于切换对该LED1的电流供给的驱动元件，设置了反相器34。通过切换从反相器34的输入端子输入的输入信号IN的逻辑，来切换LED1的接通与关断。此外，在反相器34的输出端子与LED1的阳极端子A之间连接了二极管36，该二极管36把从阳极端子A侧朝着反相器34输出端子的方向作为正向。

在该驱动电路中，在使LED1发光的情况下，使输入信号IN为“低”，使反相器34的输出信号为“高”。在电源电压是5V的情况下，反相器34的输出信号也变为约5V，从而，对二极管36施加反向电压。因此，从电流源35供给的电流就不向二极管36供给，而供给到LED1，LED1发光。

另一方面，在使LED1熄灭的情况下，使输入信号为“高”，使反相器34的输出信号为“低”。由于向二极管36施加正向电压，因此，从电流源35供给的电流被供给到二极管36，被吸入到反相器34的输出端子。这样，就不向LED1供给电流，LED1熄灭。在LED1熄灭的情况下，LED1的阳极电位保持为二极管36的正向电压。例如，如图14所示，由2个串联的二极管元件形成二极管36，若一个二极管元件的正向电压是0.8V，则LED1的阳极电位就等于2×0.8＝1.6V。从而，例如，若LED1点亮时的阳极电位是2.0V，则LED1的阳极电位在1.6V～2.0V的范围内变动。从而，变动幅度与图13的驱动电路相比大幅度地减少，从而缩短了LED1充放电所需的时间，能实现高速驱动。

但是，在图14的驱动电路中，虽然LED1的阳极电位的变动幅度小，但是由于二极管36的阴极电位变动很大，因此，有二极管36因反向电压的超耐压而产生元件破损的可能性的问题。即，在图14的驱动电路中，在反相器34的输入信号IN是“高”、输出信号是“低”的情况(该情况下LED1为熄灭)下，二极管36的阴极电位大致是零，另一方面，二极管36的阳极电位是二极管36的正向电压即1.6V左右(参照图15)。从而，对二极管36施加正向电压，故没有问题。但是，在反相器34的输入信号IN是“低”、其输出信号是“高”的情况(该情况下LED1点亮)下，二极管36的阴极电位为例如5V左右，另一方面，二极管36的阳极电位成为与LED1的正向电压Vf大致相等的2V左右(参照图15)。从而，就对二极管36施加了约3V的反向电压。

在集成电路上构成这样的驱动电路的情况下，由使集电极和基极短路的双极型npn晶体管36a形成该二极管36。结构上，由使集电极和基极短路的npn晶体管36a形成的二极管频带高，但反向电压的耐压低，很难使耐压提高到3V。此外，若由使基极和发射极短路的npn晶体管36b形成二极管36，就改善了反向电压的耐压，但有电容变大且频带变低的问题。此外，由使基极和发射极短路的npn晶体管36b形成的二极管36，可以想像到由于结构而向基板漏电流，因此成为问题。

发明内容

本发明是鉴于上述问题而提出的，其目的在于提供一种发光元件驱动电路，在高速驱动发光元件的同时，防止因反向电压而破坏元件。

本发明涉及的发光元件驱动电路的特征在于，具有：电流供给部，与发光元件串联连接，向上述发光元件供给电流；以及开关部，进行切换控制，切换由上述电流供给部向上述发光元件供给电流的供给状态；上述开关部具有电流路径，所述电流路径由二极管和半导体开关元件构成，所述二极管与上述发光元件并联，将从上述发光元件的阳极朝着阴极的方向作为正向进行连接，所述半导体开关元件与上述二极管串联连接，基于控制信号切换导通状态和非导通状态；上述半导体开关元件成为导通状态时的上述电流路径的电压降，比上述发光元件的发光时的正向电压小。

附图说明

图1示出本发明的第一实施方式涉及的发光元件驱动电路的结构。

图2示出能适用本发明的发光元件驱动电路的光传输系统的结构。

图3是示出第一实施方式涉及的发光元件驱动电路的工作(电压的变化)的图表。

图4是示出第一实施方式涉及的发光元件驱动电路的工作(电流的变化)的图表。

图5示出第一实施方式的变形例。

图6示出本发明的第二实施方式涉及的发光元件驱动电路的结构。

图7是示出第一实施方式涉及的发光元件驱动电路的工作(电流的变化)的图表。

图8示出本发明的第三实施方式涉及的发光元件驱动电路的结构。

图9示出第三实施方式的变形例。

图10示出本发明的第四实施方式涉及的发光元件驱动电路的结构。

图11示出第四实施方式的变形例。

图12示出第一现有技术涉及的发光元件驱动电路的结构。

图13示出第二现有技术涉及的发光元件驱动电路的结构。

图14示出第三现有技术涉及的发光元件驱动电路的结构。

图15是示出第三现有技术涉及的发光元件驱动电路的工作(电压的变化)的图表。

具体实施方式

下面，参照附图详细地说明本发明的第一实施方式。再有，在附图中，关于与现有技术的结构要素相同的结构要素，标记相同的符号进行说明。

图1中示出本发明的第一实施方式涉及的发光元件驱动电路。在图1的电路中，作为发光元件的LED1的阳极A通过恒流源9与电源电压Vcc连接，另一方面，阴极K与接地端子GND连接。另外，在LED的阳极A侧连接着二极管10和作为半导体开关元件的NMOS晶体管11。使二极管10连接成从恒流源9向着NMOS晶体管11的方向为正向。

NMOS晶体管11根据输入到其栅极中的控制信号，在导通状态和非导通状态之间进行切换。由该二极管10和NMOS晶体管11形成开关部的电流路径B1，NMOS晶体管11为导通状态时的电流路径B1整体的电压降，比LED1的发光时的正向电压Vf低。在此，Vf是2.0V，通过使二极管10的正向电压为1.6V，就能得到该状态(在此可忽略NMOS晶体管11的导通状态时的电压降)。再有，在该实施方式的发光元件驱动电路中，二极管10和LED1可以由相同的材料形成。

再有，本发明的实施方式涉及的发光元件驱动电路适用于如图2所示的用光纤300连接了光传输模块100和接收模块200的光传输系统。光传输模块100将输入的电信号变换成光信号。变换后的光信号由光纤300传输，在接收模块200中再次被变换成电信号。图1中示出的发光元件驱动电路能适用于该光传输模块100。

下面，基于图3和图4，说明该图1中示出的发光元件驱动电路的工作。图3是示出二极管10的阳极和阴极的电位变化的图表，图4是示出流经LED1的电流的变化的图表。

若输入信号IN是“低”、NMOS晶体管11为非导通状态，则来自恒流源9的电流流向LED1，这样，LED1发光。该情况下，二极管10的阳极电位如图3的图表所示，与LED1的发光时的正向电压Vf相等，大约为2.0V。另一方面，若NMOS晶体管11是理想化结构，二极管10的阴极就成为浮动状态，阳极电位与阴极电位应该相等。但实际上，由于二极管10或NMOS晶体管11的泄漏电流或瞬态电流，二极管10的阴极电位成为比阳极电位低一些的值。

若输入信号IN是“高”、NMOS晶体管11为导通状态，则来自恒流源9的电流就流向电流路径B1，即二极管10和NMOS晶体管11。由于电流路径B1整体的电压降比LED1发光时的正向电压Vf小，故LED1熄灭。这时，二极管10的阳极电位约是1.6V，阴极电位大致等于零。这样，在本实施方式中，在LED1发光时和熄灭时的任一种情况中，都对二极管10施加正向电压。因此，就回避了像现有技术涉及的图14的发光元件驱动电路那样地对二极管施加超过耐压的反向电压的情况。另一方面，在本实施方式中，如图3所示，二极管10的阳极电位在1.6～2.0V这样的小的变动幅度内进行变动，从而，能够与图14中示出的驱动电路同样地使LED1高速驱动。

再有，在第一实施方式中，作为向LED1供给电流的机构，使用了恒流源9，但也可以取代恒流源，如图5所示，在电源电压Vcc与LED1的阳极之间连接电阻Rc，向LED1供给由该电阻Rc和电源电压Vcc决定的电流。此外，虽省略了图示，但也可以在图1中取代NMOS晶体管11，使用PMOS晶体管作为开关元件。

使用图6说明本发明的第二实施方式涉及的发光元件驱动电路。关于与图1相同的部件标记相同的符号，省略其详细的说明。该第二实施方式与第一实施方式的不同点在于，在输入信号IN的端子与二极管10的阳极之间连接了由反相器12、电容器C3和电阻R3构成的峰化电路13。在输入信号IN是“Hi”的情况下，反相器12的输出信号是“低”，NMOS晶体管11成为导通状态。在该状态下，峰化电路13与电流路径B1实质上就成为并联的状态。

以下说明该第二实施方式的发光元件驱动电路的工作。

若反相器12的输入信号IN从“高”变为“低”(输出信号从“低”变为“高”)，NMOS晶体管11从导通状态变为非导通状态，则来自恒流源9的电流流向LED1，这样，LED1从熄灭状态过渡到发光状态。这时，峰化电路13的电容器C3的充电电荷就朝着LED1的阳极放电。这样，就流过规定期间的、将该反相器12的输出信号微分后的波形的峰化电流，与来自恒流源9的电流重叠(图7)。这样，LED1就被过激励，与第一实施方式相比，就能实现从熄灭状态向发光状态的高速切换。

另一方面，在LED1是发光状态的情况下，若反相器12的输入信号IN从“低”变为“高”(输出信号从“高”变为“低”)、NMOS晶体管11从非导通状态变为导通状态，则来自恒流源9的电流就流向电流路径B1，即二极管10和NMOS晶体管11。这样，LED1就从点亮状态变为熄灭状态。

若LED1从发光状态变为熄灭状态，则在LED1的电容中存储的内部电荷和来自恒流源9的电流，被吸入到峰化电路13的电容器C3。这样，就流过将该反相器12的输出信号微分后的波形的负向峰化电流，能够使电流的吸入时间缩短(图7)。这样，LED1就被过激励，能够实现LED1高速地从发光状态向熄灭状态的转换。

再有，在该图6的发光元件驱动电路中，当然也可以用电阻来置换恒流源9。此外，电阻R3用于调整过激励量，也可以省略。

下面，基于图8说明本发明的第三实施方式。

该实施方式与上述的第一及第二实施方式不同，在电源电压Vcc的端子上连接了LED1的阳极A侧，另一方面，在恒流源9′上连接了阴极K侧。与第一及第二实施方式的相同点为：与LED1并联形成了电流路径B1，电流路径B1整体的电压降比LED1发光时的正向电压Vf小。但是，该实施方式的电流路径B1与第一及第二实施方式的不同点在于，在取代NMOS晶体管10而使用PMOS晶体管11′作为半导体开关元件的同时，与二极管10′串联连接了电阻14。电阻14具有调整电流路径B1的电压降的大小的作用。再有，与上述实施方式相同，PMOS晶体管11′也可以置换成NMOS晶体管。此外，如图9所示，也可以用电阻Rc置换该恒流源9′。

本第三实施方式涉及的发光元件驱动电路的工作，与第一实施方式的驱动电路大致相同。即，若输入信号IN是“高”、PMOS晶体管11′为非导通状态，则恒流源9′的电流流过LED1，这样，LED1发光。若输入信号IN是“低”、PMOS晶体管11′为导通状态，则恒流源9′的电流就流经电流路径B1，即PMOS晶体管11′、二极管10′和电阻14。由于电流路径B1整体的电压降比LED1的发光时的正向电压Vf小，因此LED1熄灭。

LED1点亮时和熄灭时，二极管10′的阳极电位和阴极电位的变动都与图3中示出的图表大致相同，始终向二极管10′施加正向电压，回避了因反向电压的超耐压而使二极管10′破损的危险。

下面，参照图10说明本发明的第四实施方式。本实施方式在上述第三实施方式的结构的基础上，还把反相器12和峰化电路13连接在输入信号IN的端子与LED1的阴极K之间。

以下说明本第四实施方式的发光元件驱动电路的工作。

若反相器12的输入信号IN从“低”变为“高”(输出信号从“高”变为“低”)、PMOS晶体管11′从导通状态变为非导通状态，则恒流源9′的电流就流向LED1，这样，LED1就从熄灭状态转移至发光状态。这时，电流从电源电压Vcc通过LED1被吸入到峰化电路13的电容器C3。这样，就流过了将该反相器12的输出信号微分后的波形的负向峰化电流，与恒流源9′的吸入电流重叠。这样，LED1被过激励，能够实现从熄灭状态向发光状态的高速转换。

另一方面，在LED1是发光状态的情况下，若反相器12的输入信号IN从“高”变为“低”(输出信号从“低”变为“高”)、PMOS晶体管11′从非导通状态变为导通状态，则恒流源9′的电流就流向电流路径B1，即二极管10′和PMOS晶体管11′。这样，LED1就从点亮状态变为熄灭状态。

若LED1从发光状态变为熄灭状态，峰化电路13的电容器C3的电荷就向着LED1的阴极放电。这样，流过将该反相器12的输出信号微分后的波形的峰化电流，使存储在LED1的电容中的内部电荷放电，同时，能够使通过电流路径B1即二极管10′和PMOS晶体管11′向恒流源9′吸入电流的时间缩短。这样，LED1被过激励，LED1高速地从发光状态向熄灭状态切换。再有，在该图10的发光元件驱动电路中，当然也可以如图11所示，用电阻Rc置换恒流源9′。此外，也可以省略电阻R3，这与第二实施方式相同。

以上，说明了本发明的实施方式，但本发明不限定于这些，可以在不脱离发明的主旨的范围内做各种各样的改变、附加和置换等。

Claims (17)

1、一种发光元件驱动电路，其特征在于，具有：

电流供给部，与发光元件串联连接，向上述发光元件供给电流；以及

开关部，进行切换控制，切换由上述电流供给部向上述发光元件供给电流的供给状态；

上述开关部具有由二极管和半导体开关元件构成的电流路径，所述二极管与上述发光元件并联，将从上述发光元件的阳极朝着阴极的方向作为正向进行连接，所述半导体开关元件与上述二极管串联连接，基于控制信号切换导通状态和非导通状态；

上述半导体开关元件成为导通状态时的上述电流路径的电压降，比上述发光元件的发光时的正向电压小。

2、如权利要求1所述的发光元件驱动电路，其特征在于，上述电流供给部与上述发光元件的阳极侧连接，上述发光元件的阴极接地。

3、如权利要求2所述的发光元件驱动电路，其特征在于，上述半导体开关元件是N沟道MIS晶体管。

4、如权利要求1所述的发光元件驱动电路，其特征在于，上述电流供给部与上述发光元件的阴极侧连接，上述发光元件的阳极与电源电压连接。

5、如权利要求4所述的发光元件驱动电路，其特征在于，上述半导体开关元件是P沟道MIS晶体管。

6、如权利要求1所述的发光元件驱动电路，其特征在于，上述电流供给部是恒流源。

7、如权利要求1所述的发光元件驱动电路，其特征在于，上述电流供给部是在其两端施加有规定电压的电阻。

8、如权利要求1所述的发光元件驱动电路，其特征在于，还具有峰化电路，其接受使上述半导体开关元件成为非导通状态的信号，仅在规定期间向上述发光元件的上述正向流过峰化电流；

并且，接受使上述半导体开关元件成为导通状态的信号，仅在规定期间向上述发光元件的上述正向的相反方向流过峰化电流。

9、如权利要求8所述的发光元件驱动电路，其特征在于，上述峰化电路具有电容器。

10、如权利要求8所述的发光元件驱动电路，其特征在于，上述峰化电路由串联连接的电容器和电阻构成。

11、如权利要求8所述的发光元件驱动电路，其特征在于，在上述半导体开关元件为导通状态的情况下，上述峰化电路构成为与上述电流路径并联连接。

12、如权利要求1所述的发光元件驱动电路，其特征在于，上述二极管由单一的二极管元件构成，并且，上述发光元件和上述二极管由相同材料形成。

13、如权利要求9所述的发光元件驱动电路，其特征在于，向上述电容器的一端输入上述控制信号的反相信号。

14、如权利要求13所述的发光元件驱动电路，其特征在于，上述电流供给部与上述发光元件的阳极侧连接，上述发光元件的阴极接地。

15、如权利要求14所述的发光元件驱动电路，其特征在于，上述半导体开关元件是N沟道MIS晶体管。

16、如权利要求13所述的发光元件驱动电路，其特征在于，上述电流供给部与上述发光元件的阴极侧连接，上述发光元件的阳极与电源电压连接。

17、如权利要求16所述的发光元件驱动电路，其特征在于，上述半导体开关元件是P沟道MIS晶体管。

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