CN1671032A - 可在临界模式下进行零电位切换的返驰式功率转换器 - Google Patents

Abstract

一种可在临界模式下进行零电位切换的返驰式功率转换器，该返驰式功率转换器包含一变压器，该变压器的初级绕组上并联有至少由一电容器及一初级侧功率开关所形成的一串联电路，当变压器的次级绕组上所串联的一次级侧功率开关(可为一二极管)导通时，初级侧功率开关亦被导通，令初级绕组将能量储存至该电容器，当次级侧功率开关由导通状态变成截止状态时，初级侧功率开关仍将导通一小段时间，以令电容器对初级绕组进行充电，直到该变容器被充电的能量，达到足以令初级绕组上所串联的主功率开关达成零电位切换的条件时，切换初级侧功率开关，并令主功率开关完成零电位切换，如此，既没有增加成本，又具备高效率、高切换频率及低杂讯等优点。

Description

可在临界模式下进行零电位切换的返驰式功率转换器

技术领域

本发明是关于一种返驰式功率转换器，尤指一种可在临界模式下进行零电位切换的返驰式功率转换器。

背景技术

传统上，操作在临界模式(Boundary mode)下的功率转换器(Converter)，可为一振铃扼流功率转换器(Ringing Choke Converter，简称RCC)，参阅图1所示，乃一标准的振铃扼流功率转换器的电路示意图，该振铃扼流功率转换器由于是操作在临界模式下，因此，当该振铃扼流功率转换器上的一变压器T1将其上的能量，释放予其次级绕组，并令其次级侧的输出电压为V₀时，该变压器TI的初级绕组的电压即等于V₀·n，其中n为该初级绕组及次级绕组间的匝数比，亦即其上的一功率开关Q1的端电压V_CE等于输入电压Vin及初级绕组的电压V₀·n的总和，即Vin+V₀·n，该能量是以电压形式储存在其回路的寄生电容上。

在该种传统的振铃扼流功率转换器中，当该变压器T1内残存的能量，不足以维持令该次级绕组侧所串联的一二极管D1导通时，该二级管D1即变成截止状态，并令回路上的寄生电容与电感产生谐振，此时，若该功率开关Q1没有被再次切换，在功率开关Q1的端电压V_CE会呈现以Vin为中心的正弦波(sin wave)震荡，其振幅度等于V₀·n，受到回路阻抗的影响，此正弦波会呈现指数型衰减，参阅图2所示即为该振铃扼流功率转换器操作在临界模式下的波形图，其中该端电压V_CE的正弦波(sin wave)震荡如图2的虚线所示，该功率开关Q1的端电压V_CE最低值等于Vin-V₀·n。

因此，借由适当地设计该功率开关Q1的驱动道路，以在该功率开关Q1的端电压V_CE为最低值时，驱动该功率开关Q1，则依下列切换损失的公式：

$\frac{C_S{\left(V_{\mathrm{CE}}\right)}^2}{2}\·f_{0,}$

其中Cs是回路上的等效杂散电容，f₀是该功率开关Q1的操作频率，可清楚得知，由于该功率开关Q1的端电压V_CE降低，该功率开关Q1的切换损失也因而减少许多。然而，由于该种传统的振铃扼流功率转换器是操作在临界模式下，故该功率开关Q1的操作频率f₀，在输入电压Vin愈高，输出负载愈轻时，将变得愈高，故依前述切换损失的公式可知，该功率开关Q1仍会产生相当的切换损失，因此，在操作频率f₀愈高时，其切换损失亦将变得更为惊人。

有鉴于此，为使该种操作在临界模式下的传统振铃扼流功率转换器所产生的切换损失降为零，以有效解决在高频操作状态下所产生的前述问题，功率转换器的设计及制造业者在设计该功率转换器的控制回路时，必需完成下列动作：

(1)在该振铃扼流功率转换器的该功率开关Q1的集电极与发射极上，并联一二极管，或将该功率开关Q1更换成一具有寄生二极管的功率开关，如：金属氧化半导体场效晶体管(Metal-Oxid-Semiconductor Field-Effect Transistor，简称MOSFET)，以令该功率开关Q1的端电压VCE在谐振到零电位后，可被该二极管或寄生二极管箝位在该电位，以进行零电位切换。

(2)将该振铃扼流功率转换器的电路，设计成可令前述的正弦波(sinwave震荡的振幅等于Vin，亦即令该初级绕组上的反射电压大于Vin，以使该功率开关Q1的端电压V_CE的最低值为零电位，并在达到零电位时，进行切换。

前述作法所必需付出的代价，是该功率开关Q1上会产生2·Vin的压降，并迫使设计者选用高耐压的开关元件，由于该高耐压开关元件的成本及阻抗值均高，故此一作法，不仅增加了该振铃扼流功率转换器的制作成本，亦增加了该开关元件的导通损失，致其整体效能未尽理想，因此，如何在不增加制作成本及开关导通损失的条件下，有技巧地将该功率转换器的功率开关Q1电路设计成，在临界模式各种负载状况下，均能进行零电位切换，即成为各相关设计及制造业者欲解决的一重要课题。

发明内容

有鉴于传统振铃扼流功率转换器操作在临界模式下，将因操作频率愈高，导致其功率开关的切换损失愈高的问题，发明人乃针对此，研究出一种可在临界模式下进行零电位切换的返驰式功率转换器，一种可在临界模式下进行零电位切换的返驰式功率转换器，该返驰式功率转换器包含一变压器，该变压器的初级绕组上并联有至少由一电容器及一初级侧功率开关所形成的一串联电路，当该变压器的次级绕组上所串联的一次级侧功率开关(可为一二极管)导通时，该初级侧功率开关亦被导通，令该初级绕组将能量储存至该电容器，当该次级侧功率开关由导通状态变成截止状态时，该初级侧功率开关仍将导通一小段时间，以令该电容器对该初级绕组进行充电，直到该变压器被充电的能量，达到足以令该初级绕组上所串联的一主功率开关达成零电位切换的条件时，切换该初级侧功率开关，并令该主功率开关完成零电位切换。

本发明的一目的，是在利用该变压器在临界模式下，释放完能最后所产生的自然谐振现象，再搭配一简单的控制回路，将该主功率开关上的电荷抽走，以令该主功率开关能在临界模式的各种负载状况下，进行零电位切换，大幅降低该主功率开关的切换损失。

本发明的另一目的，是在临界模式下的各种负载状况下，令该主电子开关的工作频率被限制在一预定范围内，并有效压制因漏电感造成的电压高峰，使得该返驰式功率转换器能在不增加成本的情形下，具备高效率、高切换频率及低杂讯等优点。

附图说明

图1所示为一传统振铃扼流功率转换器的电路示意图；

图2所示为图1的该振铃扼流功率转换器操作在临界模式下时，其功率开关Q1的端电压V_CE的波形示意图；

图3所示为本发明的返驰式功率转换器的电路示意图；

图4所示为图3的该返驰式功率转换器操作在临界模式下时，其主功率开关SW1的端电压V_SW1在四个时段的波形示意图；

图5(a)～5(d)所示为图3的该返驰式功率转换器分别在四个时段的等效电路示意图；

图6所示为本发明的一具体实施例的电路示意图；

图7所示为图6的本发明具体实施例中各元件的电压波形示意图。

符号说明：

变压器～TI

初级绕组～N_P

次级绕组～N_S

输入电压～Vin

输出电压～V₀

端电压～V_CE、V_SW1、Vds1

输入电压滤波电容～Cin

输出电压滤波电容～C₀

驱动电路～DR

主功率开关～SW1

初级侧功率开关～SW2

次级侧功率开关～SW3

功率开关～Q1、Q2

杂散电容～Cs

辅助电容～Ca

寄生电容～Cs

二极管～D1、D_SW1

具体实施方式

在本发明的一较佳实施例中，参阅图3所示，乃一操作在临界模式下的返驰式功率转换器的电路图，该功率转换器包括变压器T1、一输入电压滤波电容Cin、一辅助电容Ca、一驱动电路DR、三个功率开关SW1、SW2、SW3及一输出电压滤波电容C₀等元件，其中该变压器T1主要是用以储存及释放电能，其上设有一初级绕组N_P及一次级绕组N_S，各该绕组的匝数比N_P/N_S等于n，其上的电感量分别为L_P及L_S，其绕线标记则如图3所示，该变压器T1的该初级绕组N_P的一端是与该输入电压滤波电容Cin的正极相连接，其另端则系与该主功率开关SW1相连接，该输入电压滤波电容Cin的正负极是跨接在一输入电压Vin的正负极上，该初级侧功率开关SW2的一端是与该输入电压滤波电容Cin的正极相连接，其另一端则是与该辅助电容Ca相连接，该辅助电容Ca的另一端则与该主功率开关SW1相连接，该主功率开关SW1的另一端则连接至该输入电压滤波电容Cin的负极，使该输入电压滤波电容Cin可提供一稳定的输入电压，予该变压器T1使用。此外，该主功率开关SW1上并联有一二极管D_SW1，该二极管D_SW1的P端是连接至该输入电压滤波电容Cin的负极，其N端则是连接至该辅助电容Ca上，该驱动电路DR是连接至该主功率开关SW1与该辅助电容Ca的连接处，以借由侦测该连接处的电压值，决定截止该初级侧功率开关SW2的时机。

在该实施例中，该次级绕组N_S的一端是连接至一输出电压滤波电容C₀的负级，其另端则与该次级侧功率开关SW3的正端相连接，该次级侧功率开关SW3的负端则与该输出电压滤波电容C₀的正极相连接，使该输出电压滤波电容C₀可提供一稳定的直流输出电压V₀，予输出端上所跨接的负载。

当该返驰式功率转换器操作在临界模式时，该变压器T1可将其上的能量释放予该次级绕组N_S，令输出电压为V₀，此时，该初级绕组的电压即等于V₀·n，切该电能是储存在该辅助电容Ca及回路的寄生电容上，当该变压器T1内蓄积的残存能量，不足以令该次级绕组N_S侧的该次级侧功率开关SW3维持导通时，该次级侧功率开关SW3即由导通状态，转变成截止状态，同时，该初级侧功率开关SW2却仍维持导通，令该寄生电容及辅助电容Ca与该初级绕组产生谐振，并开始将原本蓄积在该辅助电容Ca及寄生电容上的能量，对该变压器T1的该初级绕组N_P进行充电，该初级绕组N_P被充电的能量，达到足以令该主功率开关SW1(即主电子开关)进行零电位切换的条件时，才令该初级侧功率开关SW2停止导通，并开始将储存在该初级绕组N_P上的能量回吐出来，此时，由于该初级侧功率开关SW2已截止，故回吐的能量将全部储存至回路的寄生电容上，谐振行为使得寄生电容上的电压变化加大，令该主功率开关SW1的端电压越过一个Vf，使得该二极管D_SW1导通，并令该主功率开关SW1可在其端电压等于零时，完成零电位切换。若该二极管D_SW1不存在，则该谐振行为会以Vin为中心继续震荡下去，如图4中D_SW1的虚线所示。

比较本发明与传统振铃扼流功率转换器的线路可清楚得知，本发明在该次级侧功率开关SW3截止后，该变压器T1的该初级绕组N_P上所产生的谐振，因多了该辅助电容Ca的存在，使得其L-C谐振变慢，因此在其谐振动作期间，该主功率开关SW1并不会被驱动，故本发明的返驰式功率转换器的整个操作频率，将因而有最高频率的限制，当输出负载变轻时，虽操作频率增加，亦不致如振铃扼流功率转换器的线路，将操作频率拉的太高。

参阅图4所示，乃本发明的返驰式功率转换器操作在临界模式下的波形图，其中DR1是该驱动电路DR发送予该主功率开关SW1的一驱动信号，V_SW1是该主功率开关SW1两端的端电压，DR2是该驱动电路DR发送予该初级侧功率开关SW2的一驱动信号，本发明为方便解释该返驰式功率转换器的运作过程，特将该主功率开关SW1的一切换周期内，该等驱动信号DR1、DR2及该主功率开关SW1的端电压V_SW1的波形区分成4个时段，并配合本发明的返驰式功率转换器在该4个时段的等效电路图，参阅图5(a)～图5(d)所示，详细说明各该等效电路在各该时段的运作行为如下：

(1)t0～t1时段：

参阅图5(a)所示的等效电路，其中该变压器T1与各功率开关SW1、SW2及SW3等元件上所包含的寄生电容Cs，是等效地标示在跨接于该变压器T1的初级绕组N_P两端的线路上，且该等效电路图的回路中，实线部分是代表电路中正在工作的线路，虚线部份则代表电路中未工作的线路。在t0之前，该初级侧功率开关SW2与该次级侧功率开关SW3是呈导通状态，该变压器T1是处于传送能量的状态，该辅助电容Ca与该寄生电容Cs的电压等于输出电压V₀反射在初级绕组上的电压

t＝t0时，由于该变压器T1内残存的能量，不足以维持该次级侧功率开关SW3的导通，故该次级侧功率开关SW3变成截止状态；在t0-t1时段内，该辅助电容Ca及该寄生电容Cs将与该变压器T1的初级绕组N_P的电感L_P产生谐振，并将该辅助电容Cs上的能量传送至该初级绕组N_P的电感L_P。

(2)t1～t2时段：

参阅图5(b)所示的等效电路，该时段是令该主功率开关SW1形成零电位导通时机的关键时段，在时间t1时，常该驱动电路DR侦测到该初级绕组N_P两端的电压(亦即该辅助电容Ca两端的电压)降低至一预定程度，即对该初级侧功率开关SW2发出一驱动信号DR2，令该初级侧功率开关SW2截止，使得该辅助电容Ca变成开路状态，仅该寄生电容Cs可继续与该初级绕组N_P的电感L_P谐振。

由于，在时间t1以前，该辅助电容Ca及该寄生电容C_S上的能量几乎都已传递给该初级绕组N_P的电感L_P，故在时间t1时，轮到该初级绕组N_P的电感L_P将能量给电容，此时，因为谐振元件中的电容少了该辅助电容Ca，故该初级绕组N_P的电感L_P的能量，将使该寄生电容Cs上的电压快速增加，若将该寄生电容Cs上所产生的电压变量称为V1，则依下列关系式：

$\frac{1}{2}\·(\mathrm{Ca}+\mathrm{Cs}){\·\left(\frac{v_0}{n}\right)}^2\⇒\frac{1}{2}\·\mathrm{Lp}\·{i_p}^2\⇒\frac{1}{2}\·\mathrm{Cs}\·V{1}^2,$

该寄生电容Cs上的电压变量 $V1=\frac{V_0}{n}\·\sqrt{1+\frac{\mathrm{Ca}}{\mathrm{Cs}}},$ 由于，欲进行零电位切换的关键，即在使V1＞Vin，亦即：

$\frac{V_0}{n}\·\sqrt{1+\frac{\mathrm{Ca}}{\mathrm{Cs}}}>\mathrm{vin}$

因此，只要所选择的该辅助电容Ca值够大，该主功率开关SW1的端电压就会谐振到零电位。

(3)t2～t3时段：

参阅图5(c)所示的等效电路，在t＝t2时，该主功率开关SW1的端电压将下降到低于一个Vf，使得该主功率开关SW1上并联的二极管D_SW1导通，主功率开关SW1的端电压因此被箝住在-Vf，此时，即完成该主功率开关SW1的零电位切换的顶备动作，该驱动电路DR将对该主功率开关SW1发出一驱动信号DR1，令该主功率开关SW1导通，以完成零电位切换的工作。此外，在t2～t3时段内，该变压器T1是开始储存能量。

(4)t3～t0时段：

参阅图5(d)所示的等效电路，在t＝t3时，该驱动电路DR将对该第一及初级侧功率开关SW1、SW2分别发出一驱动信号DR1、DR2，以令该主功率开关SW1截止，并令该初级侧功率开关SW2导通。在t3～t0时段内，该变压器T1是开始释放所蓄积的能量，当t＝t0时，该主功率开关SW1是处于截止状态，该变压器T1开始释放能量，将其内所蓄积的能量，释放予该辅助电容Ca及该寄生电容Cs，该变压器T1的电压也因而转向，令该次级侧功率开关SW3导通，此时，由于该驱动电路DR侦测到该变压器T1的初级绕组N_P上的电压V_NP，已由负转正，故该驱动电路DR将对该初级侧功率开关SW2发出一驱动信号DR2，令其导通，而电容Ca及该寄生电容Cs上的电压也将等于输出电压V₀。透过该变压器T1的反射电压V₀/n。

参阅图6所示，乃本发明的一具体实施例，在该实施例中，本发明所述及的该主功率开关SW1及该初级侧功率开关SW2，可分别以一金属氧化半导体场效晶体管(Metal-Oxid-Semiconductor Field-EffectTransistor，简称MOSFET)Q1及Q2取代，本发明所述及的该次级侧功率开关SW3，则可以一二极管D1取代，当对该实施例进行实际测试时，可得到其电路上各元件的波形，如图7所示，其中可清楚得知，当该主功率开关Q1的端电压Vds1从最高点下降到约等于输入电压Vin时(在该实施例中，输入电压Vin值约等于350V)，是呈缓慢下降的状态，但当该初级侧功率开关Q2截止时，即其驱动信号Vgs2由高电位变成低电位时，该主功率开关Q1的端电压Vds1即快速下降到约等于0V，此时，其驱动信号Vgs1立即由低电位变成高电位，以驱动该主功率开关Q1完成零电位切换的动作。

据上所述可知，本发明的返驰式功率换器系是利用该变压器在释放能量后所产生的自然谐振现象再搭配一简单的控制回路，以将该主电子开关上的电荷抽走，即可令该主电子开关在临界模式的各种负载状况下，进行零电位切换，不仅大幅降低了该主电子开关的切换损失，且令其工作频率得以被限制在预定范围内，并有效压制因漏电感造成的电压高峰，使得该返驰式功率转换器能在不增加成本的情形下，具备高效率、高切换频率及低杂讯等优点。

Claims (9)

1、一种可在临界模式下进行零电位切换的返驰式功率转换器，其特征在于所述该返驰式功率转换器包含：

一变压器，是由一初级绕组及次级绕组所组成；

一串联电路，是由至少一辅助电容及一初级侧功率开关串联而成，该串联电路是并联在该初级绕组上；

一次级侧功率开关，是串联在该次级绕组上；

一主功率开关，是串联在该串联电路邻近该辅助电容的一端；

至少一驱动电路，是连接至该主功率开关与该辅助电容间，用以侦测该连接处的电压值，并用以发出驱动信号，分别切换该初级侧功率开关及该次级侧功率开关；

当该次级侧功率开关导通时，该初级侧功率开关被切换成导通状态，以令该初级绕组将能量储存至该辅助电容，当该次级侧功率开关中导通状态变成截止状态时，该初级侧功率开关仍将导通一小段时间，以令该辅助电容对该初级绕组进行充电，直到该变压器被充电的能量，达到足以令该主功率开关达成零电位切换的条件时，切换该初级侧功率开关，并令该主功率开关完成零电位切换。

2、根据权利要求1所述的返驰式功率转换器，其特征在于：尚包含一二极管，该二极管是并联在该主功率开关上。

3、根据权利要求2所述的返驰式功率转换器，其特征在于：尚包含一输入电压滤波电容，该输入电压滤波电容的一正极是与该初级绕组的一端相连接，其负极则与该主功率开关相连接，该输入电压滤波电容的正负极并跨接在一输入电压的正负极上。

4、根据权利要求3所述的返驰式功率转换器，其特征在于：该初级侧功率开关的一端是与该输入电压滤波电容的正极相连接，其另一端则是与该辅助电容相连接。

5、根据权利要求4所述的返驰式功率转换器，其特征在于：该二极管的P端是连接至该输入电压滤波电容的负极，其N端则是连接至该辅助电容上。

6、根据权利要求5所述的返驰式功率转换器，其特征在于：该主功率开关是一金属氧化半导体场效晶体管。

7、根据权利要求5所述的返驰式功率转换器，其特征在于：该初级侧功率开关是一金属氧化半导体场效晶体管。

8、根据权利要求1所述的返驰式功率转换器，其特征在于：尚包含一输出电压滤波电容，该输出电压滤波电容的负极是与该次级绕组的一端相连接，其正极则是与该次级侧功率开关相连接，该输出电压滤波电容的正负极并跨接在一输出电压的正负级上。

9、根据权利要求8所述的返驰式功率转换器，其特征在于：该次级侧功率开关是一二极管。

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