CN1661996A

CN1661996A - 一种正交振幅调制方式下的信噪比估计方法

Info

Publication number: CN1661996A
Application number: CN 200410006350
Authority: CN
Inventors: 宋健霞; 阳建军; 白伦博; 许荣涛; 宋爱慧
Original assignee: Siemens Ltd China
Current assignee: Siemens Networks Technology Beijing Co Ltd
Priority date: 2004-02-27
Filing date: 2004-02-27
Publication date: 2005-08-31
Anticipated expiration: 2024-02-27
Also published as: CN100539571C

Abstract

本发明提出了一种正交振幅调制方式下的信噪比估计方法，通信链路中使用正交振幅调制，选取一段解调信号序列进行信噪比估计：计算调制信号星座点的同相分量与正交分量的平方和的平均值，与调制信号星座点的同相分量与正交分量绝对值之和的平均值的平方，两个值之间的比例系数C；计算解调信号同相分量与正交分量绝对值之和的平均值的平方D²；估计解调信号功率P_S＝C· D²；利用最大似然准则对解调信号进行判决，判决信号星座点为A_m′，估计噪声功率；根据P_S与P_n，估计信噪比；应用本发明中的方法，能够在当通信链路中使用正交振幅调制时，简单而准确的估计出通信链路当前状态下的信噪比。

Description

一种正交振幅调制方式下的信噪比估计方法

(一)技术领域

本发明涉及一种数字通信系统中的信号处理方法，更具体地说，涉及一种正交振幅调制(Quadrature Amplitude Modulation)方式下的信噪比(Signal to Noise Ratio)估计方法，应用本发明中的方法，能够在当通信链路中使用正交振幅调制时，简单而准确的估计出通信链路当前状态下的信噪比。

(二)背景技术

随着现代通信技术的发展，高速、稳定、随时随地进行通信的需求日益增强，第三代移动通信技术作为继第一代与第二代移动通信技术之后的演进技术，旨在提供高速、稳定、大容量的移动通信系统解决方案，从而在满足随时随地语音通信需求的同时，还能提供数据、视频和图像等多媒体业务的高质量通信服务。

由此在第三代移动通信系统中，提出了自适应调制编码(Adaptive Modulation and Coding)、混合自动重复(Hybrid Automatic Repeat on Request)、多天线发射和多天线接收(Multiple Input MultipleOutput)等一系列的技术以支持高速率的数据传输，其中，自适应编码调制技术指无线发射机根据当前无线信道的状态参量信息，自适应的选取不同的调制方式与信道编码：当无线信道处于衰落状态，即信道传输质量较差时，发射机将选取更坚韧(Robust)的调制方式与信道编码，即较低阶的调制方式与纠错能力较强、编码效率较低的信道编码，以抵抗信道衰落对于通信过程所产生的不良影响；当无线信道处于增强状态，即信道传输质量较好时，发射机将选取更高效的调制方式与信道编码，即更高阶的调制方式与纠错能力较弱、编码效率较高的信道编码，以提高通信系统的频谱资源利用率。通过无线发射机自适应的调整调制方式与信道编码，充分利用了当前无线信道的状态参量特征，以适应无线信道的涨落状态变化，可使通信系统的数据吞吐率(Throughput)达到最大。

基于自适应调制编码技术的上述特点，能否准确的获得当前无线信道的状态参量信息，从而选择与之相适应的调制方式与信道编码是决定自适应调制编码性能的一个关键因素。通信链路当前状态下的信噪比是一个常用的信道状态参量，可以反映当前信道的传输质量。当无线信道处于衰落状态时，通信链路当前状态下的信噪比较低，相应的在当前这段时间内信道的传输质量较差；当无线信道处于增强状态时，通信链路当前状态下的信噪比较高，相应的在当前这段时间内信道的传输质量较高。因此在使用自适应调制编码技术时，无线发射机可以根据通信链路当前状态下的信噪比来得知无线信道的涨落状态，从而自适应的调整调制方式与信道编码。

在现代移动通信系统中，正交振幅调制因其高效的频谱资源利用率而获得了越来越多的关注和应用。正交振幅调制信号s(t)可以表示为：s(t)＝a_kcos2πf_ct+b_ksin2πf_ct，k＝1，2，…，K，其中a_k为正交振幅调制信号星座点的同相分量，b_k为正交振幅调制信号星座点的正交分量，K为调制信号星座点的个数，即正交振幅调制的阶数，f_c为载波频率。16QAM调制指调制信号星座点个数K为16的正交振幅调制。在现有的第三代移动通信系统标准中，16QAM调制是自适应调制编码技术中定义的调制方式的一种。因此在当通信链路中采用16QAM调制方式时，如上所述，如何获取通信链路当前状态下的信噪比是一个需要解决的技术问题。

对于第三代移动通信系统标准中有关自适应调制编码技术更详细的描述请参见文档3GPP TS25.213、3GPP TS 25.223、3GPP TR 25.855、3GPP TR 25.858和3GPP TR 25.950(3GPP网站www.3gpp.org中提供文档的下载)。

(三)发明内容

本发明的目的在于为了解决上述在当通信链路中采用正交振幅调制方式时，如何获取通信链路当前状态下的信噪比的问题，提供一种正交振幅调制方式下的信噪比估计方法，能够在当通信链路中使用正交振幅调制方式时，简单而准确的估计出通信链路当前状态下的信噪比。

上述的发明目的是由本发明的以下方法实现的：一种正交振幅调制方式下的信噪比估计方法，其中通信链路中使用正交振幅调制，正交振幅调制信号星座点为A_k，A_k＝a_k+jb_k，k＝1，2，…，K，a_k为调制信号星座点的同相分量，b_k为调制信号星座点的正交分量，K为调制信号星座点的个数，各调制信号星座点的出现概率相等且独立；接收机端解调后的信号为D_m，D_m＝I_m+jQ_m，m＝1，2，L，I_m为解调信号的同相分量，Q_m为解调信号的正交分量，m为解调信号的序号，其特征在于：截取一段解调信号序列m＝i，i+1，…，i+M-1，M≥1，根据截取的此段解调信号序列进行信噪比估计，包括步骤如下：

a.估计解调信号功率P_S和噪声功率P_n：计算调制信号星座点的同相分量与正交分量的平方

和的平均值，与调制信号星座点的同相分量与正交分量绝对值之和的平均值的平方，两

个值之间的比例系数C，

C = \frac{\frac{1}{K} Σ_{k = 1}^{K} (a_{k}^{2} + b_{k}^{2})}{{[\frac{1}{2 K} Σ_{k = 1}^{K} (| a_{k} | + | b_{k} |)]}^{2}};

计算解调信号同相分量与正交分量

绝对值之和的平均值的平方D²，

D^{2} = {[\frac{1}{2 M} Σ_{m = i}^{i + M - 1} (| I_{m} | + | Q_{m} |)]}^{2};

估计解调信号功率P_S，

P_S＝C·D²；利用最大似然准则(Maximum Likelihood Criterion)即最小欧氏距离准则

(Minimum Euclidean Distance)对解调信号进行判决，判决信号星座点为A_m′，

A_{m}^{'} = a_{m}^{'} + j b_{m}^{'} = \min_{k = 1,2, \cdot \cdot \cdot k} ({| D_{m} - A_{k} |}^{2}), m = i, i + 1, \cdot \cdot \cdot, i + M - 1, a_{m}^{'}

为判决信号星座点的

同相分量，b_m′为判决信号星座点的正交分量；估计噪声功率P_n，

P_{n} = \frac{1}{M} Σ_{m = i}^{i + M - 1} {| D_{m} - A_{m}^{'} |}^{2};

b.估计信噪比SNR_est∶

{SNR}_{est} = \frac{P_{S}}{P_{n}};

根据本发明的一个方面，其特征在于所述方法适用的数字通信系统为使用正交振幅调制的数字通信系统中的任何一种。

根据本发明的另一个方面，其特征在于所述通信链路中采用16QAM调制方式。

根据本发明的又一个方面，其特征在于所述调制信号星座点的同相分量与正交分量的平方和的平均值，与调制信号星座点的同相分量与正交分量绝对值之和的平均值的平方，两个值之间的比例系数C等于2.5。

根据本发明的再一个方面，其特征在于所述截取的解调信号序列长度为44个16QAM调制符号，即M＝44。

根据本发明的还一个方面，其特征在于所述通信链路中的噪声为加性白高斯噪声(Additive WhiteGaussian Noise)。

(四)附图说明

本发明的目的及特征将通过实施例结合附图进行详细说明，这些实施例是说明性的，不具有限制性。

图1表示16QAM调制方式下的调制信号星座图，图中标注的括号中的数字表示调制信号星座点的横、纵坐标值，即调制信号星座点的同相分量值和正交分量值。

图2表示使用本发明的方法，所得的信噪比估计值SNR_est与设定的信噪比参考值的比较图。

(五)具体实施方式

图1和图2表示本发明的一个实施例。

在数字通信系统中，当通信链路中使用16QAM调制方式时，16QAM调制信号星座点为A_k，A_k＝a_k+jb_k，k＝1，2，…，16，a_k为调制信号星座点的同相分量，b_k为调制信号星座点的正交分量，K为调制信号星座点的个数，a_k∈{1，-1，3，-3}，b_k∈{1，-1，3，-3}，如图1所示，图中标注的括号中的数字表示调制信号星座点的横、纵坐标值，即调制信号星座点的同相分量值和正交分量值，各调制信号星座点的出现概率相等且独立；在接收机端，为了获取通信链路当前状态下的信噪比，对经过信道传输后的接收信号进行解调，解调后的信号为D_m，D_m＝I_m+jQ_m，m＝1，2，…，I_m为解调信号的同相分量，Q_m为解调信号的正交分量，m为解调信号的序号；截取一段解调信号序列m＝i，i+1，…，i+M-1，M＝44，根据此段解调信号序列进行信噪比估计，包括步骤如下：

1.估计解调信号功率P_S和噪声功率P_n：计算调制信号星座点的同相分量与正交分量的平方和的平均值，与调制信号星座点的同相分量与正交分量绝对值之和的平均值的平方，两

个值之间的比例系数C，

C = \frac{\frac{1}{16} Σ_{k = 1}^{16} (a_{k}^{2} + b_{k}^{2})}{{[\frac{1}{32} Σ_{k = 1}^{16} (| a_{k} | + | b_{k} |)]}^{2}} = \frac{\frac{1}{16} (16 \times 3^{2} + 16 \times 1^{2})}{{[\frac{1}{32} (16 \times 3 + 16 \times 1)]}^{2}} = 2.5;

计算解

调信号同相分量与正交分量绝对值之和的平均值的平方D²，

D^{2} = {[\frac{1}{88} Σ_{m = i}^{i + 43} (| I_{m} | + | Q_{m} |)]}^{2};

估计解调信号功率P_S，P_S＝2.5·D²；利用最大似然准则

对解调信号进行判决，判决信号星座点为

A_{m}^{'}, A_{m}^{'} = a_{m}^{'} + {jb}_{m}^{'} = \min_{k = 1,2, \cdot \cdot \cdot 16} ({| D_{m} - A_{k} |}^{2}),

m＝i，i+1，L，i+43，a_m′为判决信号星座点的同相分量，b_m′为判决信号星座点的正交分

量；估计噪声功率P_n，

P_{n} = \frac{1}{44} Σ_{m = i}^{i + 43} {| D_{m} - A_{m}^{'} |}^{2};

2.估计信噪比SNR_est∶信噪比

{SNR}_{est} = \frac{P_{S}}{P_{n}};

为了检验使用本发明的方法，进行信噪比估计的性能，对上述使用16QAM调制方式的通信链路进行仿真，通过在仿真中设定不同的加性白高斯噪声功率或改变发射信号的功率来改变通信链路中的信噪比，然后按照上述实施例中的计算步骤进行信噪比估计；将所得的信噪比估计值SNR_est与仿真中设定的信噪比参考值进行比较，并取点绘制曲线，如图2所示，图中横坐标表示仿真中设定的信噪比值，图中纵坐标表示信噪比的估计值SNR_est；以仿真中设定的信噪比值作为参考，即假定信噪比估计值即是仿真中设定的信噪比值，如图中的蓝色曲线所示，在仿真中设定的信噪比之下，使用上述实施例中的计算步骤所得的信噪比估计值SNR_est如图中的红色曲线所示；比较图中的两条曲线可以看出，使用上述实施例中的信噪比估计方法所得的信噪比估计值SNR_est与仿真中设定的信噪比值基本吻合。

通过增长进行信噪比估计时截取的解调信号序列的长度，即增大M值，增加了信噪比估计计算过程中的平均时间，或者通过一些现有的滤波技术，对所得的信噪比估计值SNR_est进行进一步修订，能够进一步改进所述信噪比估计方法的性能。

因而，使用本发明的方法，能够在当通信链路中使用正交振幅调制方式时，简单而准确的估计出通信链路当前状态下的信噪比，从而得知在当前这段时间内信道的传输质量，由此在使用自适应调制编码技术时，无线发射机可以根据所得到的通信链路当前状态下的信噪比来自适应的调整调制方式与信道编码，以使通信系统的数据吞吐率达到最大。

Claims

1.一种正交振幅调制方式下的信噪比估计方法，其中通信链路中使用正交振幅调制，正交振幅调制信号星座点为A_k，A_k＝a_k+jb_k，k＝1，2，…，K，a_k为调制信号星座点的同相分量，b_k为调制信号星座点的正交分量，K为调制信号星座点的个数，各调制信号星座点的出现概率相等且独立；接收机端解调后的信号为D_m，D_m＝I_m+jQ_m，m＝1，2，…，I_m为解调信号的同相分量，Q_m为解调信号的正交分量，m为解调信号的序号，其特征在于：截取一段解调信号序列m＝i，i+1，…，i+M-1，M≥1，根据截取的此段解调信号序列进行信噪比估计，包括步骤如下：

a.估计解调信号功率P_S和噪声功率P_n：计算调制信号星座点的同相分量与正交分量的平方和的平均值，与调制信号星座点的同相分量与正交分量绝对值之和的平均值的平方，两个值之间的比例系数C，

C = \frac{\frac{1}{K} Σ_{k = 1}^{K} (a_{k}^{2} + b_{k}^{2})}{{[\frac{1}{2 K} Σ_{k = 1}^{K} (| a_{k} | + | b_{k} |)]}^{2}};

计算解调信号同相分量与正交分量绝对值之和的平均值的平方D²，

D^{2} = {[\frac{1}{2 M} Σ_{m = i}^{i + M - 1} (| I_{m} | + | Q_{m} |)]}^{2};

估计解调信号功率P_S，P_S＝C·D²；利用最大似然准则对解调信号进行判决，判决信号星座点为A_m′，

A_{m}^{'} = a_{m}^{'} + {jb}_{m}^{'} = \min_{k = 1,2, \cdot \cdot \cdot K} ({| D_{m} - A_{k} |}^{2}),

m＝i，i+1，…，i+M-1，a_m′为判决信号星座点的同相分量，b_m′为判决信号星座点的正交分量；估计噪声功率P_n，

P_{n} = \frac{1}{M} Σ_{m = i}^{i + M - 1} {| D_{m} - A_{m}^{'} |}^{2};

b.估计信噪比SNR_est：

{SNR}_{est} = \frac{P_{S}}{P_{n}};

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述方法适用的数字通信系统为使用正交振幅调制的数字通信系统中的任何一种。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于所述通信链路中采用16QAM调制方式。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于所述调制信号星座点的同相分量与正交分量的平方和的平均值，与调制信号星座点的同相分量与正交分量绝对值之和的平均值的平方，两个值之间的比例系数C等于2.5。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于所述截取的解调信号序列长度为44个16QAM调制符号，即M＝44。

6.如权利要求1至5之一所述的方法，其特征在于所述通信链路中的噪声为加性白高斯噪声。