CN101286973B - 一种高阶正交幅度调制技术信噪比的估计方法 - Google Patents

Abstract

为解决现有高阶正交幅度调制技术信噪比估计方法存在的计算量较大、估计偏差较大等问题，本发明提出一种高阶正交幅度调制技术信噪比的估计方法。本发明高阶正交幅度调制技术信噪比估计方法根据接收信号实部和虚部的绝对值均值计算接收信号的平均能量，根据绝对值的判决值计算接收信号的噪声能量，根据平均能量与噪声能量的比值对估计出的信噪比进行修正。采用本发明高阶正交幅度调制技术信噪比估计方法，不需要对解扩后的接收信号进行高阶正交幅度调制上星座点的硬判决，减少了运算量。另外，利用绝对值均值的平方值与绝对值平方的均值的比值对信噪比进行修正，提高了效率，减小了在低信噪比条件下信噪比估计的偏差。

Description

一种高阶正交幅度调制技术信噪比的估计方法

技术领域

本发明涉及到无线通信系统正交幅度调制技术的信噪比估计方法，特别涉及到第三代移动通信系统高阶正交幅度调制技术的信噪比估计方法。

发明内容

与正交相移键控调制技术(以下简称QPSK)仅利用相位信息进行数据传输相比，正交幅度调制(简称QAM)技术能够利用幅度和相位信息进行数据传输，因此，正交幅度调制技术能够有效的利用带宽，提高系统的传输速率。正交幅度调制技术可以分为很多等级，如4，16，32，64，128，256等，不同的等级代表着一个调制符号可以传输的比特数，也即正交幅度调制技术的阶数。通常，根据阶数将其分别称为16正交幅度调制技术(阶数为16的正交幅度调制技术)，或者64正交幅度调制技术(阶数为64的正交幅度调制技术)。并且，将阶数大于4的正交幅度调制技术统称为高阶正交幅度调制技术。本发明主要涉及具有正方形星座图的高阶正交幅度调制技术(如阶数为16，64的正交幅度调制技术)。

在第三代移动通信系统3GPP R5版本引入的高速下行分组接入技术(以下简称HSDPA)中就应用了16正交幅度调制技术(以下简称16QAM)。HSDPA包括两个关键技术：自适应调制编码(以下简称AMC)和混合自动重传请求(以下简称HARQ)。AMC可以根据系统的信道信噪比来决定编码和调制的格式。因此，准确估计信噪比，对AMC的自适应编码有着至关重要的作用。如果信噪比估计不准确，AMC可能会选择错误的数据速率，使得系统不能自适应于信道变化，不仅起不到优化作用，反而使得系统性能降低。

由于高阶正交幅度调制后的信号幅值一般有二个或二个以上不同的值，以16QAM为例(如附图1所示)调制后的信号幅值就有三个。因此，信噪比的估计相对复杂。常用的高阶正交幅度调制技术的信噪比估计方法大致可以分为两类：一类是根据最大似然准则对解扩后的接收信号进行硬判决，然后根据解扩后的接收信号和相应的判决信号估计噪声能量(参考公开号为CN1661996A的中国专利《一种正交振幅调制方式下的信噪比估计方法》)，此类方法在信噪比较低时，估计偏差较大。其主要原因是在信噪比较低的情况下会存在较多的硬判决错误，在错误的硬判决基础上计算噪声能量就会有较大的偏差，相应的信噪比估计偏差也会较大；另一类方法是利用解扩后的接收信号的均方值和四次方均值的比值来估计信噪比(参考公开号为CN1805414A的中国专利《信噪比估计方法和系统以及信道补偿方法和系统》)，此类方法虽然信噪比估计的准确率有所提高，但由于需要统计解扩后接收信号的四次方均值，因此，计算量较大，不仅增加了系统的负担，而且还影响系统的响应速度。

发明内容

为解决现有高阶正交幅度调制技术信噪比估计方法存在的计算量较大、估计偏差较大等问题，本发明提出一种高阶正交幅度调制技术信噪比的估计方法。本发明高阶正交幅度调制技术信噪比估计方法根据接收信号实部和虚部的绝对值均值计算接收信号的平均能量，根据绝对值的判决值计算接收信号的噪声能量，根据平均能量与噪声能量的比值对估计出的信噪比进行修正。采用本发明高阶正交幅度调制技术信噪比估计方法，不需要对解扩后的接收信号进行高阶正交幅度调制上星座点的硬判决，减少了运算量。另外，利用绝对值均值的平方值与绝对值平方的均值的比值对信噪比进行修正，提高了效率，减小了在低信噪比条件下信噪比估计的偏差。

本发明高阶正交幅度调制技术信噪比估计方法根据接收信号实部和虚部的绝对值均值计算接收信号的平均能量，根据接收信号实部和虚部的绝对值均值确定接收信号实部和虚部的绝对值的判决值，根据接收信号实部和虚部的绝对值的判决值计算接收信号的噪声能量，根据平均能量与噪声能量的比值对估计出的信噪比进行修正。

本发明高阶正交幅度调制技术信噪比估计方法计算接收信号实部和虚部的绝对值均值和计算接收信号实部和虚部的绝对值平方的均值，包括：截取长度为N的解扩后的接收信号，根据下式计算绝对值均值和绝对值平方的均值：

$D=\frac{1}{2N}\underset{i=1}{\overset{2N}{\mathrm{\Σ}}}{c}_i$

$E=\frac{1}{2N}\underset{i=1}{\overset{2N}{\mathrm{\Σ}}}{c}_i^2$

其中：解扩后的接收信号表述为R_i＝a_i+jb_i，a_i和b_i分别表示解扩后的接收信号的实部和虚部，i为解扩后的接收信号的索引；C＝{c₁，c₂，...，c_2N}表示解扩后的接收信号的实部和虚部的绝对值序列，c_2i-1＝|a_i|，c_2i＝|b_i|；D为解扩后接收信号实部和虚部的绝对值均值；E为解扩后的接收信号实部和虚部绝对值平方的均值；N的取值范围为352-1408个符号。

本发明高阶正交幅度调制技术信噪比估计方法根据接收信号实部和虚部的绝对值均值计算接收信号的平均能量，包括：

$P_s=\frac{{8D}^2(1^2+3^2+...+{(\sqrt{M}-1)}^2)}{M\sqrt{M}}$

其中：M表示正交幅度调制技术的阶数(如16QAM，M取16)；D为解扩后接收信号实部和虚部的绝对值均值。

本发明高阶正交幅度调制技术信噪比估计方法根据接收信号实部和虚部的绝对值均值确定接收信号实部和虚部的绝对值的判决值，包括：在以

为圆心、以

为半径的范围内，序列C的值所对应的判决值为

式中：M表示正交幅度调制技术的阶数，D为解扩后接收信号实部和虚部的绝对值均值，

i取奇数，共

个，即接收信号实部和虚部的绝对值的判决值共

个。

本发明高阶正交幅度调制技术信噪比估计方法根据接收信号实部和虚部的绝对值的判决值计算接收信号的噪声能量，噪声能量的计算是统计序列C中的值与其对应的判决值之差的平方的均值，包括：

$P_n=\frac{1}{2N}(\underset{l=1}{\overset{m_1}{\mathrm{\Σ}}}{(c_l-\frac{2D}{\sqrt{M}})}^2+\underset{k=1}{\overset{m_2}{\mathrm{\Σ}}}{(c_k-\frac{6D}{\sqrt{M}})}^2+...+\underset{n=1}{\overset{m_{\sqrt{M}/2}}{\mathrm{\Σ}}}{(c_n-\frac{2(\sqrt{M}-1)D}{\sqrt{M}})}^2)$

其中：P_n为噪声能量，

为接收信号实部和虚部的绝对值的判决值，其中

m₁是序列C中所有判决值为

的值c_l的数量，m₂是序列C中所有判决值为

的值c_k的数量，

是序列C中所有判决值为

的值c_n的数量。

本发明高阶正交幅度调制技术信噪比估计方法根据平均能量与噪声能量的比值对估计出的信噪比进行修正，包括：

式中：SNR_est为信噪比，P_s为接收信号的平均能量，P_n为接收信号的噪声能量，E为解扩后的接收信号实部和虚部绝对值平方的均值，D为解扩后接收信号实部和虚部的绝对值均值，α，β，γ均为常数，α的取值范围为120-150，β的取值范围为80-90，γ的取值范围为14-20。

附图说明

附图1是16QAM的星座图；

附图2是本发明高阶正交幅度调制技术信噪比估计方法16QAM具体实施例信噪比估计方法的流程图；

附图3是本发明高阶正交幅度调制技术信噪比估计方法16QAM具体实施例的仿真结果图。

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的说明。

具体实施例

为进一步说明本发明高阶正交幅度调制技术信噪比的估计方法，下面将以本发明高阶正交幅度调制技术信噪比的估计方法在16QAM的具体应用为例，作进一步的说明。由于16QAM和64QAM等高阶正交幅度调制技术在本质上具有相同性，阶数的不同只是对运算的步骤有所影响，而对运算的方式没有影响，因此，采用16QAM的具体应用对本发明高阶正交幅度调制技术信噪比的估计方法进行说明，可以通过较为简单的描述说明本发明高阶正交幅度调制技术的信噪比的估计方法。

附图1是16QAM的星座图，图中，2d表示星座图中最近两个符号之间的欧氏距离。由图可知，解扩后的接收信号可表述为R_i＝a_i+jb_i，其中：a_i和b_i分别表示解扩后的接收信号的实部和虚部，i为解扩后的接收信号的索引。解扩后的接收信号的实部和虚部的绝对值序列可表述为C＝{c₁，c₂，...，c_2N}，其中：c_2i-1＝|a_i|，c_2i＝|b_i|。

附图2是本发明高阶正交幅度调制技术信噪比估计方法16QAM具体实施例信噪比估计方法的流程图。由图可知，本发明高阶正交幅度调制技术信噪比估计方法主要包括以下步骤：

步骤1：根据下式计算解扩后的接收信号实部和虚部绝对值均值D：

$D=\frac{1}{2N}\underset{i=1}{\overset{2N}{\mathrm{\Σ}}}{c}_i$

式中：D为解扩后接收信号实部和虚部的绝对值均值，N为解扩后接收信号的截取长度，其取值范围为352-1408个符号，在本实施例中N的取值为704，c_i为解扩后的接收信号的实部和虚部的绝对值序列；

步骤2：根据下式计算解扩后的接收信号实部和虚部绝对值平方的均值E：

$E=\frac{1}{2N}\underset{i=1}{\overset{2N}{\mathrm{\Σ}}}{c}_i^2$

式中：E为解扩后的接收信号实部和虚部绝对值平方的均值，N为解扩后接收信号的截取长度，其取值范围为352-1408个符号，在本实施例中N的取值为704，c_i为解扩后的接收信号的实部和虚部的绝对值序列；

步骤3：计算解扩后的接收信号的平均能量P_s：

根据公式：

$P_s=\frac{{8D}^2(1^2+3^2+...+{(\sqrt{M}-1)}^2)}{M\sqrt{M}}$

对于16QAM其阶数为M＝16，代入上式可得16QAM调制时，解扩后的接收信号的平均能量P_s＝1.25D²。

步骤4：确定接收信号的实部和虚部的绝对值序列的判决值，并计算接收信号的实部和虚部的绝对值序列C中所有大于D的值的和S。

所谓接收信号的实部和虚部的绝对值序列的判决值也即接收信号的实部和虚部的绝对值序列的硬判决结果，这个硬判决结果即为接收信号的实部和虚部的绝对值对应的调制信号的实部和虚部的绝对值。

在16QAM中，M＝16，根据“在以

为圆心、以为半径的范围内，序列C的值所对应的判决值为

”的判断方法，将M＝16代入

(其中

)得到接收信号的实部和虚部的绝对值序列的判决值为D/2和3D/2，判决半径

为D/2。那么分别以D/2和3D/2为圆心，以D/2为半径的范围内序列C的值所对应的判决值分别为D/2和3D/2，即如果序列C的值c_i小于等于D，那么判定值为D/2，否则判定值为3D/2，根据这种判断方法计算接收信号的实部和虚部的绝对值序列C中所有大于D的值的和

m₂是解扩后的接收信号的实部和虚部的绝对值序列C中大于D绝对值数量。

步骤5：分别根据下式计算噪声能量P_n和信噪比SNR_est：

$P_n=\frac{1}{2N}(\underset{l=1}{\overset{m_1}{\mathrm{\Σ}}}{(c_l-\frac{2D}{\sqrt{M}})}^2+\underset{k=1}{\overset{m_2}{\mathrm{\Σ}}}{(c_k-\frac{6D}{\sqrt{M}})}^2+...+\underset{n=1}{\overset{m_{\sqrt{M}/2}}{\mathrm{\Σ}}}{(c_n-\frac{2(\sqrt{M}-1)D}{\sqrt{M}})}^2)$

对于在16QAM中的具体应用，M＝16，代入可得

$P_n=\frac{1}{2N}(\underset{l=1}{\overset{m_1}{\mathrm{\Σ}}}{(c_l-\frac{D}{2})}^2+\underset{k=1}{\overset{m_2}{\mathrm{\Σ}}}{(c_k-\frac{3D}{2})}^2)$

$=E-D^2-\frac{\mathrm{DS}}{N}+\frac{D^2}{4N}(N+4m_2)$

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{est}}=10\×{\log }_{10}\left(\frac{P_s}{P_n}\right)$

式中：P_n为噪声能量，E为解扩后的接收信号实部和虚部绝对值平方的均值，D为解扩后接收信号实部和虚部的绝对值均值，N为解扩后接收信号的截取长度，

为统计接收信号的实部和虚部的绝对值序列C中所有大于D的值的和，m₂是解扩后的接收信号的实部和虚部的绝对值序列C中大于D绝对值数量。

步骤6：根据平均能量与噪声能量的比值对估计出的信噪比进行修正，包括：

式中：SNR_est为信噪比，P_s接收信号的平均能量，P_n接收信号的噪声能量，E为解扩后的接收信号实部和虚部绝对值平方的均值，D为解扩后接收信号实部和虚部的绝对值均值，α，β，γ均为常数，α的取值范围为120-150，β的取值范围为80-90，γ的取值范围为14-20。本实施例中：α＝130，β＝86，γ＝15。

附图3是本发明高阶正交幅度调制技术信噪比估计方法16QAM具体实施例的仿真结果图。图中，横坐标表示实际的信噪比，纵坐标表示估计的信噪比的值，实线表示实际的信噪比曲线，虚线表示估计的信噪比曲线。为了更好的说明本发明16QAM的信噪比估计方法的实际使用效果，采用仿真试验的方式对本发明高阶正交幅度调制技术信噪比估计方法16QAM具体实施例的进行了测试，并仿真试验估计出的信噪比SNR_est和实际的信噪比进行了比较，其结果如图3所示。从图中可以看出，估计出的信噪比SNR_est与实际的信噪比在[0，30dB]范围内差异在1dB以内。

本领域的普通技术人员显然清楚并且理解，本发明高阶正交幅度调制的信噪比估计方法所举的以上实施例仅用于说明本发明16QAM的信噪比估计方法，而并不用于限制本发明16QAM的信噪比估计，也可用于64QAM等更高阶的正交幅度调制的信噪比估计。

Claims (1)

1.一种高阶正交幅度调制技术信噪比估计方法，其特征在于，根据接收信号实部和虚部的绝对值均值计算接收信号的平均能量，根据接收信号实部和虚部的绝对值均值确定接收信号实部和虚部的绝对值的判决值，根据接收信号实部和虚部的绝对值的判决值计算接收信号的噪声能量，根据平均能量与噪声能量的比值对估计出的信噪比进行修正，其中，

(1)根据接收信号实部和虚部的绝对值均值计算接收信号的平均能量，包括：

①截取长度为N的解扩后的接收信号，根据下式计算接收信号实部和虚部的绝对值均值和计算接收信号实部和虚部的绝对值平方的均值，

$D=\frac{1}{2N}\underset{i=1}{\overset{2N}{\mathrm{\Σ}}}{c}_i$

$E=\frac{1}{2N}\underset{i=1}{\overset{2N}{\mathrm{\Σ}}}{c}_i^2$

其中，解扩后的接收信号表述为R_i＝a_i+jb_i，a_i和b_i分别表示解扩后的接收信号的实部和虚部，i为解扩后的接收信号的索引；C＝{c₁，c₂，…，c_2N}表示解扩后的接收信号的实部和虚部的绝对值序列，c_2i-1＝|a_i|，c_2i＝|b_i|；D为解扩后接收信号实部和虚部的绝对值均值；E为解扩后的接收信号实部和虚部绝对值平方的均值；N的取值范围为352-1408个符号；

②根据接收信号实部和虚部的绝对值均值按下式计算接收信号的平均能量，

$P_s=\frac{{8D}^2(1^2+3^2+\·\·\·{(\sqrt{M}-1)}^2)}{M\sqrt{M}}$

其中，M表示正交幅度调制技术的阶数，对于16QAM，则M取16，D为解扩后接收信号实部和虚部的绝对值均值；

(2)根据接收信号实部和虚部的绝对值均值确定接收信号实部和虚部的绝对值的判决值，包括：

在以

为圆心、以

为半径的范围内，解扩后的接收信号的实部和虚部的绝对值序列C＝{c₁，c₂，…，c_2N}的值所对应的判决值为

式中：M表示正交幅度调制技术的阶数，D为解扩后接收信号实部和虚部的绝对值均值，

i取奇数；

(3)根据接收信号实部和虚部的绝对值的判决值计算接收信号的噪声能量，包括：

$P_n=\frac{1}{2N}(\underset{l=1}{\overset{m_1}{\mathrm{\Σ}}}{(c_l-\frac{2D}{\sqrt{M}})}^2+\underset{k=1}{\overset{m_2}{\mathrm{\Σ}}}{(c_k-\frac{6D}{\sqrt{M}})}^2+\·\·\·+\underset{n=1}{\overset{\sqrt[m]{M}/2}{\mathrm{\Σ}}}{(c_n-\frac{2(\sqrt{M}-1)D}{\sqrt{M}})}^2)$

其中：P_n为噪声能量，

为接收信号实部和虚部的绝对值的判决值，其中是序列C中所有判决值为

的值c_l的数量，m₂是序列C中所有判决值为的值c_k的数量，

是解扩后的接收信号的实部和虚部的绝对值序列C＝{c₁，c₂，…，c_2N}中所有判决值为

的值c_n的数量；

(4)根据平均能量与噪声能量的比值对估计出的信噪比进行修正，包括：

式中：SNR_est为信噪比，P_s为接收信号的平均能量，P_n为接收信号的噪声能量，E为按照前述(1)-①节公式

计算的解扩后的接收信号实部和虚部绝对值平方的均值，D为解扩后接收信号实部和虚部的绝对值均值，α，β，γ均为常数，α的取值范围为120-150，β的取值范围为80-90，γ的取值范围为14-20。

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