CN1659797A - Cdma接收装置 - Google Patents

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Abstract

当紧接着建立无线链接之后指n的一时隙前的干扰噪声功率推算值不存在时，时隙内干扰噪声功率输出控制电路(115)控制切换电路(112)以使其向过去时隙干扰噪声功率存储器(110)输出当前时隙内干扰噪声功率(107－n)。当虽然未推算出时隙前的干扰噪声功率，但存在在过去时隙中即使一次也曾推算出的干扰噪声功率时，过去时隙干扰噪声功率存储器(110)保存最后有效的时隙内的干扰噪声功率。在来自过去时隙干扰噪声功率存储器(110)的干扰噪声功率(111－n)和当前时隙内干扰噪声功率(107－n)之间进行时隙间平均处理。

Description

CDMA接收装置
技术领域
本发明涉及CDMA接收装置，特别是，涉及对CDMA接收装置中的干扰噪声功率的推算。
背景技术
使用CDNA(码分多址)通讯方式的接收装置对各指(finger)推算接收信号的信号功率和干扰噪声功率，并将由此推算出的信号功率与干扰噪声功率的比值(SINR)作为解调信号的最大比合成时的加权使用。SINR推算精度的降低会恶化最大比合成，从而引起接收特性变坏，因此，有必要提高信号功率及干扰噪声功率的推算精度。
信号功率或干扰噪声功率一般是在恒定周期，例如以时隙为单位推算出来的。由于一时隙内的信号功率及干扰噪声功率的推算使用限制了导频信号等的测量区间而进行，所以其推算精度低。作为提高信号功率或干扰噪声功率的推算精度的方法，可举出将在一时隙内得出的推算值在多个时隙之间进行平均的技术。
但是，如安藤、佐和桥的《使用在DS-CDMA中的多个导频块的高精度信道推算法(DS-CDMA における禳数パイロツトブロツクを用いる高精度チヤネル推算法)》(1996年电子信息通信学会通信学技术报RCS96-72)(以下称为文献1)中所述，在信号功率中利用时隙间平均的推算精度的提高是有限的。这是因为：通过时隙间平均，虽然抑制了接收信号中所包含的干扰噪声成分，但另一方面，由于雷利衰弱引起的信号功率在时间上的变动很大，因此衰弱跟踪性低。
另一方面，由于干扰噪声功率在时间上几乎固定，因此通过时隙间平均处理的推算精度的提高效果大。本发明着眼于通过提高干扰噪声功率的推算精度，提高SINR推算精度，从而防止CDMA接收装置的特性变坏。
图8示出了如清尾、奥村、土肥的《DS-CDMA的适应传送功率控制中的SIR测量法的讨论(DS-CDMAの適応送信電力制御におけるSIR測定法の検討)》(1996年电子信息通信学会通信社团大会B-330)(以下称为文献2)中所记载的那样，被构成为通过将干扰噪声功率在多个时隙间进行平均来推算的的接收装置的一个例子。在图8中，对于任意的指号码n(n是小于等于N的自然数)，在一时隙前推算出的干扰噪声功率被存储在一时隙前干扰噪声功率存储器809中，从而在当前时隙内算出的干扰噪声功率807-n和在一时隙前推算出的干扰噪声功率810-n通过干扰噪声功率时隙间平均电路808-n而被平均。
但是，在紧接着接收装置与送信装置之间建立无线链接之后，或者指在暂时变为无效状态后再变为有效的情况下，一时隙前的干扰噪声功率推算值并不存在。此外，“指有效”是指关于所述指检测出了同步定时的状态。同样，“指无效”是指关于所述指没有检测出同步定时的状态。
在图8中，当一时隙前的干扰噪声功率推算值不存在时，一时隙前干扰噪声功率存储器809不保存干扰噪声功率。此时，干扰噪声功率时隙间平均电路808-n在0和当前时隙内的干扰噪声功率807-n之间进行平均处理。因此，当一时隙前的干扰噪声功率推算值不存在时，干扰噪声功率时隙间平均电路808-n会向SINR计算电路814输出推算精度低的干扰噪声功率811-n。其结果是，由于SINR的推算精度变低，解调信号的最大比合成精度变坏，从而将引起CDMA接收装置的特性变坏。
发明内容
因此，本发明的目的是提供一种即使在一时隙前的干扰噪声功率推算值不存在的情况下，也可以通过高精度地推算干扰噪声功率来防止接收质量变坏的CDMA接收装置。
本发明是一种CDMA接收装置，其就各指推算接收信号的信号功率和干扰噪声功率，并使用从这些功率推算的信号功率对干扰噪声功率的比值来进行解调信号的合成，其特征在于包括：干扰噪声功率计算单元，就各指推算当前指内的干扰噪声功率；存储单元，就各指存储在当前时隙之前最后有效的时隙内的干扰噪声功率推算值；平均单元，对通过所述干扰噪声功率计算单元推算出的当前时隙内的干扰噪声功率，和存储在所述存储单元内的干扰噪声功率推算值进行平均；判断单元，判断各指在建立无线链接后在哪一时隙变为有效；切换单元，根据所述判断单元的判断结果，将由所述干扰噪声功率计算单元推算出的当前时隙内的干扰噪声功率存储到所述存储单元中。
根据本发明的CDMA接收装置，即使在一时隙前的干扰噪声功率推算值不存在的情况下，也可以通过高精度地推算出干扰噪声功率来防止接收质量变坏。本发明用于实现如上述通过高精度地推算出干扰噪声功率来实现通信质量的改善的CDMA(码分多址)接收装置。
附图说明
图1是本发明第一实施方式中的CDMA接收装置的框图；
图2是本发明第二实施方式中的CDMA接收装置的框图；
图3是本发明第三实施方式中的CDMA接收装置的框图；
图4是本发明第四实施方式中的CDMA接收装置的框图；
图5是表示干扰噪声功率的第一推算例的线图；
图6是表示干扰噪声功率的第二推算例的线图；
图7是表示干扰噪声功率的第三推算例的线图；
图8是现有接收装置的一个例子的框图。
具体实施方式
在描述本发明实施方式的例子之前先描述本发明的原理。
参照图1可知，该图示出了本发明第一实施方式中的CDMA接收装置。当紧接着建立无线链接之后指n的一时隙前的干扰噪声功率推算值不存在时，时隙内干扰噪声功率控制电路115控制切换电路112，以使其将当前时隙内干扰噪声功率107-n输出给过去时隙干扰噪声功率存储器110。
此外，虽然没有推算出一时隙前的干扰噪声功率，但在过去的时隙内曾一度存在推算的干扰噪声功率时，过去时隙干扰噪声功率存储器110会保存最后有效的时隙的干扰噪声功率。
由此，在从过去时隙干扰噪声功率存储器110输出的干扰噪声功率111-n和当前时隙内干扰噪声功率107-n之间进行时隙间平均处理，从而能够高精度地推算出干扰噪声功率。
在上述实施方式的例子的CDMA接收装置中，即使在一时隙前的干扰噪声功率的推算值不存在的状态下，通过增加将进行时隙间平均的干扰噪声功率保存在过去时隙干扰噪声功率存储器110的结构，可使用高精度地推算出的干扰噪声功率来推算出SINR，从而可防止接收质量变坏。
以下参照附图，基于本发明的实施方式进一步详细叙述本发明。在图1中，处理无线频带的块包括接收通信信号的天线部100和将无线通信信号变频到基带范围内的无线接收部102。
对基带信号进行解扩解调的块包括N个解调电路104-1～104-N。N是自然数，并与指的数量相同，这里，不追究N的数量。
推算干扰噪声功率的块包括：N个时隙内干扰噪声功率计算电路106-1～106-N，推算当前时隙内的干扰噪声功率；过去时隙干扰噪声功率存储器110，用于保存在过去的时隙中推算出的干扰噪声功率；N个干扰噪声功率时隙间平均电路108-1～108-N，在当前时隙的时隙内干扰噪声功率和保存在过去时隙干扰噪声功率存储器110内的过去时隙的干扰噪声功率之间进行时隙间平均处理。
每一次输入干扰噪声功率时，过去时隙干扰噪声功率存储器110以新的值重写直到刚好所述输入之前保存的干扰噪声功率。时隙内干扰噪声功率控制电路115基于从N个解调电路104-1～104-N输出的指状态通知信号114-1～114-N，生成时隙内干扰噪声功率控制信号116并将其输出给切换电路112。
切换电路112基于时隙内干扰噪声功率控制信号116来切换时隙内干扰噪声功率107-1～107-N对过去时隙干扰噪声功率存储器110的输出。
N个信号功率计算电路117-1～117-N推算信号功率118-1～118-N。SINR计算电路119从干扰噪声功率109-1～109-N及信号功率118-1～118-N求出N个信号功率与干扰噪声功率之比(SINR)120-1～120-N，从而向最大比合成器121输出。最大比合成器121将每个指的SINR120-1～120-N作为对解调结果的加权使用从而进行最大比合成，并向解码处理部123输出合成结果。
在操作中，由天线部100接收的无线通信信号101的频率通过无线接收部102转换到基带频率范围内。随后，对应指数量被N分配的基带信号103-1～103-N被输入到解调电路104-1～104-N中，从而被解扩解调。
此时，处于无效状态的指k(k是小于等于N的自然数)不通过解调电路104-k进行后阶段的处理。此外，解调电路104-1～104-N向时隙内干扰噪声功率控制电路115输出用于通知有关各指的状态的指状态通知信号114-1～114-N。
按指生成的解调信号105-1～105-N被进行分配，从而分别被输入到时隙内干扰噪声功率计算电路106-1～106-N、信号功率计算电路117-1～117-N以及最大比合成器121中。干扰噪声功率及信号功率对应于N个指而被分别独立地推算出来。
时隙内干扰噪声功率计算电路106-1～106-N推算当前时隙内的干扰噪声功率。例如，如上述文献2所述，可以将时隙内干扰噪声功率作为来自衰弱包络的平均值的分布来推算，所述衰弱包络将导频信号作为测量区间，但这里也可以使用有关时隙内干扰噪声功率的推算方法的任何方法。当前时隙内的干扰噪声功率107-1～l07-N被输入到干扰噪声功率时隙间平均电路108-1～108-N中，并且还被输入到切换电路112中。
时隙内干扰噪声功率控制电路115接收指状态通知信号114-1～114-N，并输出包含有每个指的控制信息的时隙内干扰噪声功率输出控制信号116。包含在指状态通知信号114-1～114-N中的信息例如有指的有效、无效标志或时隙号码等。
时隙内干扰噪声功率控制电路115输出依赖于指状态通知信号114-1～114-N的时隙内干扰噪声功率输出控制信号116。时隙内干扰噪声功率输出控制信号116包含各指对切换电路112的控制信息，并只有在所述指有效时才被输出。
时隙内干扰噪声功率输出控制信号116有接通(ON)和关断(OFF)两种，接通的控制信号只有在所述指在建立无线链接之后首次成为有效的时隙中才被输出，关断的控制信号在除此之外的所述指有效的时隙中输出。
切换电路112只将关于时隙内干扰噪声功率输出控制信号116为接通的指j(j是小于等于N的自然数)的时隙内干扰噪声功率107-j输出给过去时隙干扰噪声功率存储器110。
干扰噪声功率时隙间平均电路108-1～108-N在过去时隙干扰噪声功率存储器110中保存的干扰噪声功率111-1～111-N和当前时隙内干扰噪声功率107-1～107-N之间进行时隙间平均处理。时隙间平均处理通过使用遗忘因子的平均方法或移动平均法来进行。
在使用遗忘因子的方法中，如果遗忘因子是λ，当前时隙内干扰噪声功率是PRINP，过去时隙的干扰噪声功率是PAINP，则可如下计算干扰噪声功率平均值NA。
NA＝(1-λ)×PRINP+λ×PAINP
由信号功率计算电路117-1～117-N推算出信号功率，并将其输出给SINR计算电路119。例如，如上述文献1所述，能够以将导频信号作为测量区间的衰弱包络的平均值的平方来推算一时隙内的信号功率，并在时隙间进行平均处理，但这里也可以使用有关推算方法的任何方法。
SINR计算电路119使用输入的干扰噪声功率109-1～109-N及信号功率118-1～118-N，为每个指推算出信号功率与干扰噪声功率的比值(SINR)120-1～120-N，并输出给最大比合成器121。最大比合成器121将每个指的SINR120-1～120-N作为加权使用从而进行解调信号的最大比合成，并向解码处理部123输出合成结果122。
下面，为了进一步详细地描述干扰噪声功率的推算，考虑在当前时隙内有效的指n。
在一时隙前，当通过干扰噪声功率时隙间平均电路108-n已推算出干扰噪声功率时，一时隙前的时隙间平均干扰噪声功率被保存在过去时隙干扰噪声功率存储器110中。此时，可在一时隙前和当前时隙内的干扰噪声功率之间进行时隙间平均处理，并向过去时隙干扰噪声功率存储器110和SINR计算电路119输出平均结果109-n。
另一方面，当未能推算出一时隙前的干扰噪声功率的时隙间平均值时，考虑两种情形。第一个是在紧接着无线链接建立之后不存在过去的干扰噪声功率推算值的情况。在这种情况下，如上所述，由切换电路112将当前时隙内干扰噪声功率107-n写入过去时隙干扰噪声功率存储器110中。此时，干扰噪声功率时隙间平均电路108-n在当前时隙内干扰噪声功率之间进行平均，并将当前时隙内干扰噪声功率作为结果输入给SINR计算电路119。示出这种情况的是图5的干扰噪声功率的第一推算例，并且在时隙号码中相当于时隙M。此时，通过本发明推算的干扰噪声功率是时隙M内的干扰噪声功率推算值10。
另一种情形是在过去即使一次也曾推算出干扰噪声功率的情况，并且在过去时隙干扰噪声功率存储器110中保存有在当前时隙之前指n最后处于有效状态的时隙内的干扰噪声功率推算值。此时，干扰噪声功率时隙间平均电路108-n在最后处于有效状态的时隙内和当前时隙内的干扰噪声功率之间进行时隙间平均处理。
示出这种情况的是图6的干扰噪声功率的第二推算例，并且在时隙号码中相当于时隙M。此时，通过本发明推算的干扰噪声功率是在时隙M内的干扰噪声功率推算值10和时隙M-17内的推算值13之间进行时隙间平均后的值。
参照图2可知，该图示出了本发明第二实施方式中的CDMA接收装置。第二实施方式与图1所示的第一实施方式相比，不同点在于增加了在指之间平均干扰噪声功率的电路。其他结构与第一实施方式相同。
在指之间就干扰噪声功率进行平均的块包括干扰噪声功率指间平均控制电路223、切换电路210、切换电路219和干扰噪声功率指间平均电路221。
在操作中，由N个干扰噪声功率时隙间平均电路208-1～208-N输出的干扰噪声功率209-1～209-N被分为两路(二分配)，从而被输入到切换电路210和切换电路219中。
干扰噪声功率指间平均控制电路223基于从N个解调电路204-1～204-N输入的指状态通知信号212-1～212-N，向切换电路210和切换电路219输出干扰噪声功率指间平均控制信号224，所述干扰噪声功率指间平均控制信号224控制就哪一个指进行指间的平均处理。
干扰噪声功率指间平均控制信号224包含对切换电路210和切换电路219的与各指有关的控制信息，并且只有在该指有效的情况下才被输出。
干扰噪声功率指间平均控制信号224有接通和关断两种，接通的控制信号在所述指连续恒定时间处于有效状态的情况下输出，关断的控制信号在除此之外的所述指有效的情况下输出。此时，有效状态所持续的时间必须是可对干扰噪声功率充分进行时隙间平均处理的时间。
这里，考虑干扰噪声功率指间平均控制信号224为接通的某一指k和为关断的某一指m(m是小于等于N的自然数)。基于干扰噪声功率指间平均控制信号224，切换电路219只将干扰噪声功率220-k输出给干扰噪声功率指间平均电路221。
干扰噪声功率指间平均电路221推算被输入的干扰噪声功率220-k的指间平均值222，并向切换电路210输出。切换电路210关于指k输出时隙间平均干扰噪声功率209-k，关于指m向SINR计算电路227输出指间平均干扰噪声功率222。但是，当所有的关于指的控制信号都是关断时，将会向SINR计算电路227输出干扰噪声功率209-1～209-N。
下面，为了更深一步描述本实施方式的操作，考虑在图7的干扰噪声功率的第三推算例所示的例子中，推算时隙M内的干扰噪声功率的情况。此时，干扰噪声功率指间平均控制信号224关于指号码1和3为接通，关于指号码2为关断。
因此，从切换电路210输出的干扰噪声功率211-2是指号码1和3在时隙M中的干扰噪声功率推算值的10和12的指间平均值11。另一方面，干扰噪声功率211-1和211-3分别为10、12。
根据第二实施方式，即使在有如下指的情况下，所述指在一时隙前没有干扰噪声功率推算值，也可以进行最佳的最大比合成。其理由是，通过增加用于对已充分进行时隙间平均处理的指的干扰噪声功率进行指间平均的结构，从而提高了干扰噪声功率推算精度。
参照图3可知，该图示出了本发明第三实施方式中的CDMA接收装置。第三实施方式与第一实施例相比，不同点在于增加了如下电路：即，所述电路用于在一时隙前的干扰噪声功率推算值不存在的情况下，将干扰噪声功率的时隙间平均处理进行恒定时间之后，将解调信号用于最大比合成。
所增加的结构是合成处理延迟控制电路319、切换电路310和切换电路326。此外，过去时隙干扰噪声功率存储器110变更为一时隙前干扰噪声功率存储器317。
这是由于，在第三实施方式中，当没有一时隙前的干扰噪声功率推算值时，因为在时隙间充分平均干扰噪声功率后才用于最大比合成，所以没有必要如第一实施方式那样使用过去的推算值进行时隙间平均处理。
在操作中，由N个干扰噪声功率时隙间平均电路308-1～308-N输出的干扰噪声功率309-1～309-N被输入到切换电路310中。此外，由N个解调电路304-1～304-N输出的解调信号305-1～305-N被输入到切换电路326中。
合成处理延迟控制电路319基于从解调电路304-1～304-N输入的指状态通知信号312-1～312-N，向切换电路310和切换电路326输出合成处理延迟控制信号320，所述合成处理延迟控制信号320控制将哪一指用于最大比合成。
合成处理延迟控制信号320包括对切换电路310及切换电路326的与各指有关的控制信息，并且只有在所述指有效的情况下才被输出。合成处理延迟控制信号320有接通和关断两种，当在一时隙前处于无效状态的所述指在当前时隙变成有效时，关断的控制信号在有效状态持续恒定时间为止的期间输出。
接通的控制信号在所述指的有效状态持续恒定时间之后输出。只要所述指不变为无效，接通的控制信号就会持续输出。此时，有效状态的持续时间必须是可以就干扰噪声功率充分进行时隙间平均处理的时间。
此处，考虑某一指n。当输入了关断的合成处理延迟控制信号320时，切换电路310并不向SINR计算电路324输出干扰噪声功率311-n及信号功率323-n。但是，由于干扰噪声功率被输入、保存到一时隙前干扰噪声功率存储器317中，因此可将其用于下一时隙的干扰噪声功率的时隙间平均处理中。
同样，当输入了关断的控制信号320时，切换电路326并不向最大比合成器328输出解调信号305-n。因此，在合成处理延迟控制信号320为关断的期间，指n只被用于干扰噪声功率和信号功率的推算。在合成处理延迟控制信号320从关断变为接通的时刻，切换电路310向SINR计算电路324输出干扰噪声功率311-n及信号功率323-n，从而开始关于所述指的SINR推算。同时，切换电路326向最大比合成器328输出解调信号327-n，并基于推算的SINR 325-n进行对解调信号的最大比合成。
根据第三实施方式，即使在有如下指的情况下，所述指在一时隙前没有干扰噪声功率推算值，也可以进行最佳的最大比合成。其理由是，通过增加如下结构，该结构用于在干扰噪声功率被充分进行时隙间平均为止的期间，不进行关于所述指的最大比合成，从而总能够将高精度的干扰噪声功率用于最大比合成。
参照图4可知，该图示出了本发明第四实施方式中的CDMA接收装置。第四实施方式与第一实施例相比，不同点在于具有干扰噪声功率计算专用的指。
使用干扰噪声功率计算专用的指进行干扰噪声功率的推算的部分包括干扰噪声功率计算专用指输出控制电路419、切换电路416、干扰噪声功率计算专用解调电路410、时隙内干扰噪声功率计算电路412和干扰噪声功率时隙间平均电路414。
此外，过去时隙干扰噪声功率存储器110变更为一时隙前干扰噪声功率存储器425。这是由于：当一时隙前的干扰噪声功率不存在时，即使不象第一实施例那样使用过去时隙的干扰噪声功率进行时隙间平均，也能够将由干扰噪声功率计算专用指推算出的高精度的干扰噪声功率用于SINR推算。
在操作中，分配由无线接收部402输出的基带信号(N+1)。这是因为除用于解调接收信号的指N个之外，还要向干扰噪声功率计算专用指进行分配。基带信号403-1～403-(N+1)被输入到N个解调电路404-1～404-N及干扰噪声功率计算专用解调电路410中。
干扰噪声功率计算专用解调电路410基于被设定的任意的同步定时来进行关于基带信号403-(N+1)的解扩解调。从而，在干扰噪声功率计算专用指中，不存在由于没有检测出同步定时等原因而无法进行解调的情况，而总是处于有效状态。
因此，根据干扰噪声功率计算专用指的干扰噪声功率，总是被进行时隙间平均处理从而被高精度地推算出。时隙内干扰噪声功率计算电路412从由干扰噪声功率计算专用解调电路410解调的解调信号411推算出当前时隙内的干扰噪声功率，并由干扰噪声功率时隙间平均电路414进行干扰噪声功率的时隙间平均处理。与干扰噪声功率计算专用指之外的指的干扰噪声功率推算处理相同，干扰噪声功率时隙间平均值415被保存在一时隙前干扰噪声功率存储器425内，从而被用于下一时隙内的时隙间平均处理。
干扰噪声功率计算专用指输出控制电路4l9基于从N个解调电路404-1～404-N输入的指状态通知信号418-1～418-N，向切换电路416输出干扰噪声功率计算专用指输出控制信号420，所述干扰噪声功率计算专用指输出控制信号420控制使用由干扰噪声功率计算专用指推算的干扰噪声功率对哪一指进行SINR推算。
干扰噪声功率计算专用指输出控制信号420包含对切换电路416的与各指有关的控制信息，并且只有在所述指有效的情况下才被输出。干扰噪声功率计算专用指输出控制信号420有接通和关断两种，接通的控制信号在所述指连续恒定时间处于有效状态的情况下被输出，关断的控制信号在除此之外的所述指有效的情况下输出。此时，有效状态所持续的时间必须是可对干扰噪声功率充分进行时隙间平均处理的时间。
这里，考虑干扰噪声功率计算专用指输出控制信号420为接通的某一指k和为关断的某一指m。切换电路41关于干扰噪声功率417-m，向SINR计算电路430输出由干扰噪声功率专用指推算出的干扰噪声功率415。另一方面，关于干扰噪声功率417-k，向SINR计算电路430输出由指k进行时隙间平均处理后的干扰噪声功率409-k。
根据第四实施方式，即使在有如下指的情况下，所述指在一时隙前没有干扰噪声功率推算值，也可以进行最佳的最大比合成。其理由是，通过增加在干扰噪声功率计算专用指中总是进行时隙间平均处理的结构，提高了干扰噪声功率推算精度。
根据本发明，即使在一时隙前没有干扰噪声功率推算值的状态下，例如在紧接着无线链接建立之后、或者指暂时变为无效后又再次变为有效的情况等，也可以进行最佳的最大比合成。其理由是，通过增加总是将作为进行时隙间平均处理的对象的干扰噪声功率保存在过去时隙干扰噪声功率存储器110内的结构，从而提高了干扰噪声功率推算精度。

Claims (9)

1.一种CDMA接收装置，其就各指推算接收信号的信号功率和干扰噪声功率，并使用从这些功率推算的信号功率对干扰噪声功率的比值来进行解调信号的合成，其特征在于包括：
干扰噪声功率计算单元(106、206、306、406)，就各指推算当前时隙内的干扰噪声功率；
存储单元(110、217、317、425)，就各指存储在当前时隙之前最后有效的时隙内的干扰噪声功率推算值；
第一平均单元(108、208、308、408)，对通过所述干扰噪声功率计算单元(106、206、306、406)推算出的当前时隙内的干扰噪声功率，和存储在所述存储单元(110、217、317、425)内的干扰噪声功率推算值进行平均；
第一判断单元(115、213、313、421)，判断各指在建立无线链接后在哪一时隙变为有效的；
第一切换单元(112、215、315、423)，根据所述第一判断单元(115、213、313、421)的判断结果，将由所述干扰噪声功率计算单元(106、206、306、406)推算出的当前时隙内的干扰噪声功率存储到所述存储单元(110、217、317、425)中。
2.如权利要求1所述的CDMA接收装置，其特征在于，当由所述第一判断单元(115、213、313、421)判断出所述指在建立无线链接后首次成为有效时，所述第一切换单元(112、215、315、423)使由所述干扰噪声功率计算单元(106、206、306、406)推算出的当前时隙内的干扰噪声功率存储到所述存储单元(110、217、317、425)中。
3.如权利要求1或2所述的CDMA接收装置，其特征在于包括：
第二判断单元(223)，判断各指是否连续恒定时间处于有效状态；
第二平均单元(221)，将干扰噪声功率在指间进行平均；
第二切换单元(219)，根据所述第二判断单元(223)的判断结果，使通过所述第一平均单元(208)平均后的干扰噪声功率推算值被所述第二平均单元(221)进行平均；
第三切换单元(210)，根据所述第二判断单元(223)的判断结果，输出所述第一平均单元(208)的平均结果和所述第二平均单元(221)的平均结果中的某一个。
4.如权利要求3所述的CDMA接收装置，其特征在于，当所述第二判断单元(223)判断出指连续恒定时间处于有效状态时，所述第二切换单元(219)使所述指的干扰噪声功率推算值被所述第二平均单元(221)进行平均；
当所述第二判断单元(223)判断出指虽然没有连续恒定时间但处于有效状态时，所述第三切换单元(210)输出所述第二平均单元(221)的平均结果，以代替所述指的干扰噪声功率推算值。
5.如权利要求1或2所述的CDMA接收装置，其特征在于，
所述存储单元(317)就各指仅存储一时隙前的干扰噪声功率推算值；
所述CDMA接收装置还包括：第二判断单元(319)，判断各指是否连续恒定时间处于有效状态；
第二切换单元(310)，根据所述第二判断单元(319)的判断结果，对是否输出由所述第一平均单元(308)进行平均的干扰噪声功率推算值进行切换。
6.如权利要求5所述的CDMA接收装置，其特征在于，
还包括：信号功率对干扰噪声功率的比值计算单元(324)，基于所述第二切换单元(310)的输出，计算信号功率对干扰噪声功率的比值；解调信号合成单元(328)，基于信号功率对干扰噪声功率的比值计算单元(324)的计算结果，进行解调信号的合成；
并且还包括：第三切换单元(326)，根据所述第二判断单元(319)的判断结果，将所述解调信号输出给所述解调信号合成单元(328)。
7.如权利要求5或6所述的CDMA接收装置，其特征在于，
所述第二切换单元(310)在所述第二判断单元(319)判断出所述指连续恒定时间处于有效状态时，输出所述第一平均单元(308)的输出，而在所述第二判断单元(319)判断出指没有连续恒定时间处于有效状态时，不输出由所述第一平均单元(308)平均后的干扰噪声功率推算值；
所述第三切换单元(326)在所述第二判断单元(319)判断出所述指连续恒定时间处于有效状态时，向所述解调信号合成单元(328)输出所述解调信号，而在所述第二判断单元(319)判断出指没有连续恒定时间处于有效状态时，不向所述解调信号合成单元(328)输出所述解调信号。
8.如权利要求1或2所述的CDMA接收装置，其特征在于，
所述存储单元(425)就各指仅存储一时隙前的干扰噪声功率推算值；
所述CDMA接收装置还包括：
解调单元(410)，使用被设定的任意的同步定时进行接收信号的解调；
第二干扰噪声功率计算单元(412)，关于由所述解调单元(410)解调后的解调信号推算当前时隙内的干扰噪声功率；
第二平均单元(414)，对由所述第二干扰噪声功率计算单元(412)推算出的当前时隙内的干扰噪声功率，和存储于所述存储单元(425)中的干扰噪声功率进行平均；
第二判断单元(419)，判断各指是否连续恒定时间处于有效状态；
第二切换单元(416)，根据所述第二判断单元(419)的判断结果，输出所述第一平均单元(408)的平均结果和第二平均单元(414)的平均结果中的某一个。
9.如权利要求8所述的CDMA接收装置，其特征在于，所述第二切换单元(416)在所述第二判断单元(319)判断出指连续恒定时间处于有效状态时，输出所述第一平均单元(408)的输出；而在所述第二判断单元(419)判断出指没有连续恒定时间处于有效状态时，输出所述第二平均单元(414)的输出。
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