CN1656709A - 码分多址无线系统 - Google Patents

Abstract

使用相同的扩频码(344)但从发射机的不同发射天线(332a、334a、332b、334b)将信息码元同时地在独立的流上发射。这些同时的数据流可以是要送给相同的用户(从而对于任何特定用户的数据速率可被增加)或不同的用户(从而增加系统的容量)。每个数据流可属于不同的信号调制并使用不同的信道代码(324a、324b)。在接收机，等于至少多个数据流的数量的若干接收天线被用于分离不同的数据流。我们考虑两种不同的情况。第一种是当没有使用发射分集时的情况(这种情况也可以包括当使用利用简单天线加权的发射分集时的情况)且第二种是当使用利用空时块编码的发射分集时的情况。

Description

码分多址无线系统

本申请要求2001年9月12日提交的序号60/322,869，标题为“Time-Space Decoding”的临时专利申请的优先权。

技术领域

本发明涉及通信领域。特别地，本发明涉及用于空时处理和干扰抑制技术的装置和方法，该空时处理和干扰抑制技术将引起在基于码分多址(CDMA)的无线通信系统中增加的数据速率和/或容量。

背景技术

无线通信系统普遍存在于个人的和商业的使用中。

由于用户数量的增加和所需数据(例如，图形、视频、数据等)数量的增加，所以需求持续增加。然而对于直接序列扩频应用，存在对通信系统每正交或准正交代码数量可容纳的信号数的限制。这是因为通信系统是干扰受限的和/或代码受限的资源。

产生了利用通信系统的有限资源适应用户数量的增加和用户所需数据数量的增加的需要。

一种适应更高数据速率的方法是使用宽带传输，例如在接收机被组合以产生结果信号的3个数据流。然而，考虑到对代码序列数量的限制，宽带系统只会更快地消耗有限的代码资源。

从而，产生了提供没有消耗代码资源的限制的宽带传输的需要。

在DSSS通信系统中，具有不同编码序列的多个信号被同时地发射。为了从全部数据信号中提取所需的数据流，被用于对所需信号进行编码的特定代码序列在接收机被再生，并被用于凭借自相关特性从全部信号的噪声中和全部信号中的干扰中检测出原始数据流。然而，在诸如这样的系统中，这多个信号必须是足够弱的以致当被与在与特定代码序列相关之后检测到的信号相比较时显得象噪声。

由于例如来自诸如建筑物、高山、树、汽车等对象的不同反射，所以在发射机和接收机之间存在可选路径，其以唯一的时间延迟在接收机提供复制的信号。这些可选路径或多路可以唯一时间延迟被解调并被合在一起以提高信号噪声比(SNR)。然而，在一些情况下，由于来自其他发射机的干扰，所以许多或所有的多路提供非常弱的信号。

因此产生了克服由于其他发射机的干扰的信号接收的限制的需要。

一种用于克服这种限制的方法是单在发射机上使用多个天线或在发射机和接收机上都使用多个天线。这为信号提供可克服一部分地理屏障的其它多路，也对接收机提供一些干扰抑制能力。但是，如果在不同天线被发射的不同信号使用不同的代码，则代码资源被很快用光。从而，这种模型在数据速率方面未实现增益。

这样，产生了克服使用不同代码序列以对多个天线的每一个进行数据编码的限制的需要。

可用代码的数量限制容量。特别地，正交或至少准正交代码序列必须被用于正在被通信的每个唯一的数据流。但是，对于一个给定的代码序列长度，正交或准正交代码序列的数量是有限的。

因而通信系统的容量是有限的。从而，需要这样一种方法，其能在克服每个数据流所需的不同编码序列的限制的同时满足额外的传输容量。

发明内容

本发明中，使用相同的扩频码但从发射机的不同发射天线将信息码元同时地在独立的数据流上发射。这些同时的数据流可以是要送给相同的用户(从而对于任何特定用户的数据速率可被增加)或不同的用户(从而增加系统的容量)。每个数据流可属于不同的信号调制并使用不同的信道代码。在接收机，等于至少多个数据流的数量的若干接收天线被用于分离不同的数据流。我们考虑两种不同的情况。第一种是当没有使用发射分集时的情况(这种情况也可以包括当使用利用简单天线加权的发射分集时的情况)且第二种是当使用利用空时块编码的发射分集时的情况。

附图说明

图1是实施本发明的示例性通信系统的示意图；

图2是可被用于实施本发明的收发信机的方框图；

图3是用于实施本发明的一对发射机的方框图；

图4A是用于实施本发明的接收机的方框图；

图4B是图4A接收机的第一实施例细节的方框图；

图4C是图4A接收机的第二实施例细节的方框图；

图5A是图4B方框图进一步细节的方框图；

图5B是图4C方框图进一步细节的方框图；

图6是图4A接收机的另一细节的方框图；

图7是对理解图6的操作有用的流程图；

图8是本发明另一实施例的一对发射机的方框图；

图9A是用于接收由图8发射机发射的信号的接收机的方框图；

图9B是图9A接收机的第一实施例细节的方框图；

图9C是图9A接收机的第二实施例细节的方框图；

图10A是图9B方框图的进一步细节的方框图；

图10B是图9C方框图的进一步细节的方框图；

图11A和11B是可替代图10A和10B的方框图；

图12是图9A接收机的另一细节的方框图。

具体实施方式

图1是用于实施本发明的装置10的示意图。装置10至少包括第一和第二发射机20、30和接收机40。发射机20至少具有用于发射信号的第一和第二天线22、24；且发射机30也至少具有用于发射信号的第一和第二天线32、34。接收机40至少具有用于接收信号的第一和第二天线42、44。从第一发射机到该接收机的信号路径的特性由值h_ij表示，其中i标识接收机天线号且j标识发射机天线号。类似地，从第二发射机到该接收机的信号路径的特性由值g_ij表示。

可以使用额外的天线和额外的发射机来实施本发明，但接收机40的天线数必须至少等于发射机数。

如图1所示，发射机20、30位于基站且接收机40被表示为诸如移动台的终端设备。但是，本发明也可以在其他配置中被实施，例如发射机位于同步的终端设备且接收机在基站的配置。

图2表示可被用于实施本发明的示例性收发信机200的主要功能。收发信机200包括一个接收机单元，该接收机单元包括前端处理块202、用于解调接收到的信号的调制解调器204、用于对接收到的信号进行解码的编解码器206、存储器208和参数估算器块212。这些部件通过总线207互连并由控制器/微处理器210所控制。在控制器/微处理器210和存储在存储器208中的程序的控制下，在天线201接收到的信号被提供给前端处理块202并进一步被调制解调器204和编解码器206所处理。发射机214具有与接收机部分的功能部件相似的功能部件，但工作于相反的方向以产生被提供给天线216以供发射的编码的调制的信号。

关于显示于图2中类型的收发信机的工作的一般细节是公知的。在本发明的情境下这种收发信机工作的特定细节陈述于以下讨论中。

图3表示用于实施本发明的一对3GPP发射机321、323的示例性实施例。如图所示，发射机321包括信道编码器324a、调制器326a、乘法器327a、脉冲整形器328a、以及两个乘法器330a和331a。发射机323包括被相同编号但具有“b”下标的相同的功能性部件。虽然这两个发射机的这些部件功能上是相同的，但信道编码器324a、324b可使用不同的信道代码且甚至不同的编码方案；且调制器326a、326b可使用不同的信号调制。每个调制器的输出是一个调制的信号，该信号适合于在乘法器327a或327b被扩频码乘时的扩频。

图3还显示了源344，其向乘法器327a和乘法器327b提供相同的扩频码。还分别显示了权w₁₁、w₁₂、w₂₁和w₂₂的源340a、342a、340b和342b，权w₁₁、w₁₂、w₂₁和w₂₂被提供给乘法器330a、331a、330b和331b。

在工作中，来自源301的数据流被提供给串并转换器303，串并转换器303通过将该数据流的每隔一个数据码元引向发射机321并将剩余的数据码元引向发射机323而示例性地将该数据流分为第一和第二并行数据流325和327。在图3中，被引向发射机321的数据码元由符号“c”代表，被引向发射机323的数据码元由符号“s”代表。

第一数据流被信道编码器324a编码、被调制器326a调制并被乘法器327a扩频以形成第一扩频数据流。随后该扩频数据流被脉冲整形器328a脉冲整形且结果信号被并行加到乘法器330a和331a，乘法器330a和331a通过将这些并行信号与权w₁₁和w₁₂相乘而对这些并行信号加权。然后，这些加权的扩频数据流被提供给天线332a和334a以供发射。

第二数据流使用发射机323的部件以相同的方式被处理以产生被用相同扩频码扩频的第二扩频数据流；且然后该第二扩频数据流被并行地加到乘法器330b和331b，乘法器330b和331b利用权w₂₁和w₂₂对这些并行信号进行加权。然后这些加权的扩频数据流被提供给天线332b和334b以供发射。

图4A显示了用于从图3所示类型的多个发射机接收信号的接收机400的示例性实施例。接收机400包括第一和第二匹配滤波器414a、414b，扩频码源416，第一和第二乘法器417a、417b，信号处理块418，第一和第二信道解码器420a、420b，以及并串转换器422。任选的反馈路径421a和421b将解码的信号提供给可被用于涡轮码解码的信号处理块418。为了恢复从图3的发射机发射的数据流，由源416提供的扩频码与由源344所提供的扩频码相同。

在天线412a、412b接收被发射的信号。在每个天线接收的信号包括从正与该接收机通信的所有发射机的所有天线发射的信号。在每个天线接收的信号被匹配滤波器414a或414b所滤波并被乘法器417a或417b使用相同的扩频码解扩频。结果，第一和第二解扩频信号被提供给处理块418。在本发明的系统中，每个解扩频信号包含关于最初被提供给发射机321和323的第一和第二数据流的信息。

更详细地显示在下面图4B、4C、5A、5B和6中的处理块418抑制信号干扰并在接收的信号中检测第一和第二数据流的数据码元。然后，这些信号被提供给对这些信号进行解码的信道解码器420a、420b。然后，这些解码器的输出可以被并串转换器422重组为一个串行流，如果需要，以重建从源301发出的原始数据流。

处理块418的一个实施例的进一步细节显示于图4B中。处理块418包括多个每分路(finger)干扰抑制块462a-462n，第一和第二组合器468a、468b，第一和第二试验判定块472a、472b，以及干扰消除和软判定块476。

在乘法器417a、417b输出的信号包括多路信号，这些多路信号沿着从发射机到接收机的不同路径被传播并因此在略微不同的时间到达。这些信号的较强信号被提供给处理块418的不同分路。来自第一乘法器417a的多路信号被标号452a、454a、...456a所标识且来自第二乘法器417b的多路信号被标号452b、454b、...456b所标识。对于每个分路，来自第一乘法器的一个信号和来自第二乘法器的一个信号被提供给一个每分路干扰抑制块462。关于从第二发射机到该接收机的信道的信道信息g以及关于从第一发射机到该接收机的信道的信道信息h被从源416a和416b提供给所有的每分路干扰抑制块462a、462b、...462n。

每个每分路干扰抑制块作出关于在接收的信号中第一和第二数据流的值的初步判定，并将这些判定通过线路464a-n和466a-n分别提供给组合器468a和468b。组合器468a和468b组合这些来自每分路干扰抑制块462a-n的初步判定并将结果通过线路470a、470b提供给试验判定块472a、472b。信道解码器信息也被从源422a、422b提供给块472a、472b。试验判定块472a、472b的输出是接收到的信号的估算值和该估算值的可靠性。该信息通过线路474a和474b被提供给重复干扰消除和软判定块476。来自源416a和416b的信道信息和从乘法器417a和417b接收到的数据信号也被提供给块476。示例性地，该数据信号是也被提供给第一每分路干扰抑制块462a的信号452a和452b。根据此信息，块476作出关于接收到的信号中第一和第二数据流的值的软判定。

为了理解处理块418的操作，以数学式来表示信号处理是有帮助的。

在天线i接收到的信号对于第k个码元和第l个分路可以被写成形式：

$r_i(k,l)=\underset{{\mathrm{\τ}}_l+\mathrm{kT}}{\overset{\mathrm{\τ}+(k+1)T}{\∫}}{r}_i\left(t\right)\·c(t-{\mathrm{\τ}}_l)\·\mathrm{dt},i=\mathrm{1,2}---\left[1\right]$

这可以被改写为：

$r_i(k,l)={\tilde{h}}_i\left(l\right)\·c\left(k\right)+{\tilde{g}}_i\left(l\right)\·s\left(k\right)+n_i(k,l)i=\mathrm{1,2}---\left[2\right]$

其中

和

是对于从第一发射机到该接收机的信道和从第二发射机到该接收机的信道的信道增益。

在3GPP的情况下，

${\tilde{h}}_i\left(l\right)=w_{11}\·h_{i1}\left(l\right)+w_{12}\·h_{i2}\left(l\right),\mathrm{where}{\left|\right|w_{11}\left|\right|}^2+{\left|\right|w_{12}\left|\right|}^2=1---\left[3\right]$

${\tilde{g}}_i\left(l\right)=w_{21}\·g_{i1}\left(l\right)+w_{22}\·g_{i2}\left(l\right),\mathrm{where}{\left|\right|w_{21}\left|\right|}^2+{\left|\right|w_{22}\left|\right|}^2=1---\left[4\right]$

其中w₁₁、w₁₂是被应用于来自发射机321的信号的权且w₂₁、w₂₂是被应用于来自发射机323的信号的权。

在每分路信号模型中，对于接收机的两个天线，公式2可以被改写成：

$r_1=\left[\begin{array}{c}{r}_1\left(l\right)\\ r_2\left(l\right)\end{array}\right]={\left[\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_1\left(l\right)& {\tilde{g}}_1\left(l\right)\\ {\tilde{h}}_2\left(l\right)& {\tilde{g}}_2\left(l\right)\end{array}\right]}_{2\×2}{\left[\begin{array}{c}c\\ s\end{array}\right]}_{2\×1}+{\left[\begin{array}{c}{n}_1\left(l\right)\\ n_2\left(l\right)\end{array}\right]}_{2\×1}---\left[5\right]$

整个信号模型可以被写成

$r_{i\′L\×1}=\left[\begin{array}{c}{r}_i\left(1\right)\\ r_i\left(2\right)\\ ...\\ r_i\left(L\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_i\left(1\right)& {\tilde{g}}_i\left(1\right)\\ {\tilde{h}}_i\left(2\right)& {\tilde{g}}_i\left(2\right)\\ ...& ...\\ {\tilde{h}}_i\left(L\right)& {\tilde{g}}_i\left(L\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}c\\ s\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_i\left(1\right)\\ n_i\left(2\right)\\ ...\\ n_i\left(L\right)\end{array}\right],i=\mathrm{1,2}---\left[6\right]$

或

$r_{2L\×1}=\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\end{array}\right]{\left[\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_1& {\tilde{g}}_1\\ {\tilde{h}}_2& {\tilde{g}}_2\end{array}\right]}_{2L\×2}{\left[\begin{array}{c}c\\ s\end{array}\right]}_{2\×1}+{\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right]}_{2L\×1},i=\mathrm{1,2}---\left[7\right]$

为每个分路定义相关矩阵R如下

$R_{l,2\×2}=H_l{H}_l^{*}+\frac{1}{{\mathrm{\Γ}}_l}\·I---\left[8\right]$

其中

$H_{l,2\×2}={\left[\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_1\left(1\right)& {\tilde{g}}_1\left(1\right)\\ {\tilde{h}}_2\left(1\right)& {\tilde{g}}_2\left(1\right)\end{array}\right]}_{2L\×2},i=\mathrm{1,2}---\left[9\right]$

H^*是H的共轭转置矩阵，I是单位矩阵，且Γ_l是分路l中的信号噪声比。

此外，定义

${\tilde{h}}_l=\tilde{h}\left(l\right)={\left[\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_1\left(l\right)& {\tilde{h}}_2\left(l\right)\end{array}\right]}^T\mathrm{and}{\tilde{g}}_l=\tilde{g}\left(l\right)={\left[\begin{array}{cc}{\tilde{g}}_1\left(l\right)& {\tilde{g}}_2\left(l\right)\end{array}\right]}^T---\left[10\right]$

为了为每个分路l获得值c_l和s_l的估算值，需要找到一组权

$w_{c,l}=R_l^{-1}\·{\tilde{h}}_l{,w}_{s,l}=R_l^{-1}\·{\tilde{g}}_l---\left[11\right]$

以便

$c_l=w_{c,l}^{*}\·r_l=c+{\mathrm{\η}}_{c,l}{,s}_l=w_{s,l}^{*}\·r_l=s+{\mathrm{\η}}_{s,l}---\left[12\right]$

其中r_l是如由公式[2]所规定的接收到的信号且η是有效噪声。如所表明的，这些权是通过确定相关矩阵R、求该相关矩阵的逆矩阵且将其与

或

相乘而获得的。

图5A显示了用于计算值c_l和s_l的示例性装置。该装置包括权生成块510及乘法器512和514。对权生成块的输入包括在公式[9]中规定的信道信息及信号噪声比或它的估算值。然后，如公式[12]所规定的，接收到的信号r_l被乘法器与由块510所产生的加权信号相乘。

值c_l和s_l被从每个每分路干扰抑制块462a-n通过线路464a-n和466a-n提供给组合器468a和468b，值c_l和s_l在组合器468a和468b被组合。然后，这些被组合的信号被提供给试验判定块472a和472b，在试验判定块472a和472b执行最小均方误差计算以定位在接收到的信号和信号调制点之间的最小间隔。该计算被数学表示为

$c_{\mathrm{tsd}}=\underset{c_c\∈C_c}{\arg \min }\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\left|\right|w_{c,l}^{*}\·r_l-{c_c}^2\left|\right|$ $s_{\mathrm{tsd}}=\underset{s_c\∈S_c}{\arg \min }\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|w_{s,l}^{*}\·r_l-s_c\left|\right|}^2---\left[13\right]$

此外，c和s的估算值的可靠性d_c和d_s也根据以下公式被计算：

$d_{\hat{c}}=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|w_{c,l}^{*}\·r_l-\hat{c}\left|\right|}^2$ $d_s=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|w_{s,l}^{*}\·r_l-\hat{s}\left|\right|}^2---\left[14\right]$

d_c或d_s的值越低，该估算值就越可靠。

试验判定块472a的输出是接收到的信号c的噪声估算值和该估算值的可靠性d_c；且试验判定块472b的输出是接收到的信号s的噪声估算值和它的可靠性d_s。此信息被提供给重复干扰消除和软判定块476。

重复干扰消除和软判定块476被详细地显示在图6中。该块对从试验判定块472a和472b接收到的信号执行相同的操作，比较结果并挑出较好的一个。特别地，如图7所示，在步骤701重复干扰消除和软判定块476从总的接收到的信号r中减去来自估算的信号c或s以及相关的信道增益 或

的对该信号的贡献。剩下的是来自另一个信号及来自噪声的对总的接收到的信号的贡献。然后，在步骤702，块476使用与用在试验判定块中的相同的均方误差测试求出对另一个信号值的估算值并还计算该估算值的可靠性。随后，在步骤703，它对一个码元的计算的可靠性与另一个码元的接收到的可靠性求和并在步骤704比较这两个和。较低的那个和确定关于接收到的信号的值的最终判定。

图6的装置包括第一和第二乘法器608a、608b，第一和第二加法器610a、610b，第一和第二软判定块612a、612b，第三和第四加法器614a、614b和可靠性判定块620。输入包括软判定c和s，以及可靠性d_c和d_s，信道信息h和g以及接收到的信号r。乘法器608a将信道信息h和估算的信号c相乘；且加法器610a确定接收到的信号与来自估算的信号c和信道增益h的对该信号的贡献之间的差值。此计算被表示为：

$x_{2L\×1}=r-\tilde{h}\·\hat{c}---\left[15\right]$

然后，软判定块612a使用最小均方误差判定求出信号s的新估算值s₁。这表示为

${\hat{s}}_1=\underset{s_c\∈S_c}{\arg \min }{\left|\right|x-\tilde{g}\·s_c\left|\right|}^2---\left[16\right]$

接着，通过计算s的新估算值的可靠性并在加法器614a对它和d_c求和来确定s的新估算值和c的接收到的估算值的总可靠性d₁。这表示为

$d_1=d_c+{\left|\right|x-\tilde{g}\·{\hat{s}}_1\left|\right|}^2---\left[17\right]$

以类似方式，执行以下公式，可由乘法器608b、加法器610b、614b和软判定块612b确定c的新估算值并且也可确定c的新估算值和s的接收到的估算值的总可靠性d₂：

$y_{2L\×1}=r-\tilde{g}\·\hat{s}---\left[18\right]$

${\hat{c}}_1=\underset{c_c\∈C_c}{\arg \min }{\left|\right|y-\hat{h}\·c_c\left|\right|}^2---\left[19\right]$

$d_2=d_s+{\left|\right|y+\tilde{h}\·{\hat{c}}_1\left|\right|}^2---\left[20\right]$

最后，由可靠性判定块620比较d₁和d₂。如果d₁＜d₂，则s的新估算值和c的初始估算值被接受并被提供为接收机的输出。如果d₂＜d₁，则c的新估算值和s的初始估算值被接受并被提供为接收机的输出。

图4C表示对图4B接收机的可替代接收机480。在这种情况下，干扰抑制基于块而不是基于每分路被执行。接收机480包括块干扰抑制和组合子系统482，第一和第二试验判定块484a、484b以及干扰消除和软判定块486。对接收机480的输入和从其的输出与图4B接收机418的输入和输出相同。

图5B阐述了块干扰抑制和组合子系统482的细节。该子系统包括权生成块530及乘法器532和534。该子系统类似于图5A的干扰抑制块，但在每种情况下数据信号输入、及g和h信道增益输入的数量是2L，此处L是分路数。相反，图5A的每个干扰抑制块具有2个数据信号输入和2个每个用于G和H信道信息的输入。

类似地，执行于子系统482中的处理的数学表示类似于模块462的，但矩阵大得多。这样，相关矩阵R被定义为：

$R_{2L\×2L}={\mathrm{H\; H}}^{*}+\frac{1}{{\mathrm{\Γ}}_l}\·I---\left[21\right]$

其中

$H_{2L\×2}=\left[\begin{array}{cc}{\tilde{h}}_1& {\tilde{g}}_2\\ {\tilde{h}}_2& {\tilde{g}}_2\end{array}\right]---\left[22\right]$

此外，定义

$h_{2L\×1}=\left[\begin{array}{c}{\tilde{h}}_1\\ {\tilde{h}}_2\end{array}\right]$ $g_{2L\×1}=\left[\begin{array}{c}{\tilde{g}}_1\\ {\tilde{g}}_2\end{array}\right]---\left[23\right]$

为了获得c和s的值的估算值，需要找到一组权

$w_c=R^{-1}\·\tilde{h}$ $w_s=R^{-1}\·\tilde{g}---\left[24\right]$

以便

$c=w_c^{*}\·r=c+{\mathrm{\η}}_c$ $s=w_s^{*}\·r=s+{\mathrm{\η}}_s---\left[25\right]$

c和s的估算值被从子系统482提供给试验判定块484a和484b；且这些块及干扰消除和软判定块486的操作与图4B中相应部件的操作相同。

本发明的另一实施例使用空时块编码以对发送的信号进行编码。用于实施本发明的此实施例的一对发射机821、823的示例性实施例显示于图8中。如图所示，发射机821包括信道编码器824a，调制器826a，空时块编码器828a，第一和第二乘法器834a、835a，以及脉冲整形器838a、839a。发射机823包括被相同编号但具有“b”下标的相同的功能性部件。虽然这两个发射机的部件功能上是相同的，但信道编码器824a和824b可使用不同的信道代码且甚至不同的编码方案；且调制器826a和826b可使用不同的信号调制。

图8还显示了提供相同的扩频码给乘法器834a、835a、834b和835b的源860。

在工作中，来自源801的数据流被提供给串并转换器803，串并转换器803通过将每隔一个的数据码元引向发射机821且将剩余的数据码元引向发射机823来示例性地将该数据流分为第一和第二并行数据流825、827。在图8中，被引向发射机821的数据码元由符号“c”代表且被引向发射机823的数据码元由符号“s”代表。

该第一数据流被信道编码器824a编码，被调制器826a调制并被空时块编码器828a处理以在输出线路830a、831a上产生第一和第二信号。这些信号被乘法器834a、835a使用由源860提供的扩频码所扩频。然后，这些扩频信号被脉冲整形器838a、839a进行脉冲整形并被提供给天线850a、851a以供发射。

所述第二数据流使用发射机823的部件以相同的方式被处理以产生两个另外的扩频数据流，这些扩频数据流已被使用与在发射机821中用于扩频数据流的扩频码相同的扩频码所扩频。然后，发射机823中的扩频信号被脉冲整形并被提供给天线850b和851b以供发射。

图9A显示用于从图8所示类型的多个发射机接收信号的接收机900的一个示例性实施例。接收机900包括第一和第二匹配滤波器914a、914b，扩频码源916，第一和第二乘法器918a、918b，空时解码器和联合检测及干扰抑制子系统920，信道解码器930a、930b以及并串转换器936。任选的反馈路径931a和931b提供解码的信号给可被用涡轮码解码的子系统920。为了恢复从图8的发射机发射的数据流，由源916提供的扩频码与由源860所提供的扩频码相同。

在天线912a、912b接收被发送的信号。在每个天线接收的信号包括从正与该接收机通信的所有发射机的所有天线发送的信号。在每个天线接收的信号被匹配滤波器914a或914b所滤波并被乘法器918a或918b使用相同的扩频码解扩频。在本发明的系统中，每个解扩频的信号包含关于最初被提供给发射机821和823的第一和第二数据流的信息。

更详细地显示在下面图9B中的子系统920抑制信号干扰并对接收到的信号进行空时解码。第一子流和第二子流的软判定分别被提供给信道解码器930a和930b。然后，如果需要，这些解码器的输出可以被并串转换器936组合为单个数据流，以重建从源801发出的原始数据流。

子系统920的一个实施例的进一步细节显示在图9B中。子系统920包括多个每分路干扰抑制块942a-942n，第一和第二组合器948a、948b，第一和第二试验判定块952a、952b，以及干扰消除和软判定块956。

在乘法器918a、918b输出的信号包括多路信号，这些多路信号沿着从发射机到接收机的不同路径被传播并因此在略微不同的时间到达。这些信号的较强信号被提供给子系统920的不同分路。示例性地，来自第一乘法器918a的多路信号被r_1x标识且来自第二乘法器的多路信号被r_2x标识。在下标中的第二个数字表示分路号。对于每个分路，来自第一乘法器的一个信号和来自第二乘法器的一个信号被提供给一个每分路干扰抑制和空时解码器块942。关于从第二发射机到该接收机的信道的信道信息g以及关于从第一发射机到该接收机的信道的信道信息h被提供给所有每分路干扰抑制和空时解码器块942a-n。

每个每分路块作出关于在接收的信号中第一和第二码元对(c₁，c₂)和(s₁，s₂)的值的初步判定，并将这些判定分别通过线路944a-n和946a-n提供给组合器948a和948b。组合器948a和948b组合这些来自每分路干扰抑制和空时解码器块942a-n的初步判定并将结果通过线路950a、950b提供给试验判定块952a、952b。来自信道解码器的反馈也被提供给这些块。试验判定块952a、952b的输出是接收到的信号(c₁，c₂；s₁，s₂)的估算值和该估算值的可靠性(d_c，d_s)。该信息通过线路954a和954b被提供给重复干扰消除和软判定块956。信道信息h和g以及接收到的信号也被提供给块956。根据此信息，块956作出关于在接收到的信号中第一和第二数据流的值的软判定。

很明显地，如图9B所示的子系统920的构成类似于图4B所示的块418的构成，且子系统920执行的大多数处理也类似于块418。

图8的空时块编码器对连续的码元，示例性地对码元对进行操作。从而编码器828a对码元对(c₁，c₂)进行操作，且编码器828b对码元对(s₁，s₂)进行操作。对于被提供给空时编码器828a的输入端的每个码元对，该编码器产生每个码元的复共轭并将它们重组以便在一个输出上提供对(c₁，-c₂ ^*)且在另一个输出上提供对(c₂，c₁ ^*)，其中在每个对中的左边码元是在输出中时间上的第一个。示例性地，对(c₁，-c₂ ^*)被输出到线路830a上并从天线850a发送且对(c₂，c₁ ^*)被输出到线路830b上并从天线851a被发射。以类似的方式，空时编码器828b接收码元对(s₁，s₂)并在输出线路830b、831b上提供码元对(s₁，-s₂ ^*)和(s₂，s₁ ^*)。

被加到图9B的每个干扰抑制块942a-942n的接收到的信号可被表示为

$r_{i,l}=\left[\begin{array}{c}{r}_1(k,l)\\ r_2^{*}(k+1,l)\end{array}\right]=H_{\mathrm{il}}\·c+G_{\mathrm{il}}\·s+n_{\mathrm{il}}---\left[26\right]$

其中i是天线号，k是时间，且l是分路号，且

$H_{i1}=\left[\begin{array}{cc}{h}_{i1}\left(l\right)& h_{i2}\left(l\right)\\ h_{i2}^{*}\left(l\right)& -h_{i1}^{*}\left(l\right)\end{array}\right]---\left[27\right]$

$G_{\mathrm{il}}=\left[\begin{array}{cc}{g}_{i1}\left(l\right)& g_{i2}\left(l\right)\\ g_{i2}^{*}\left(l\right)& -g_{i1}^{*}\left(l\right)\end{array}\right]---\left[28\right]$

$c=\left[\begin{array}{c}c\left(k\right)\\ c(k+1)\end{array}\right]---\left[29\right]$

$s=\left[\begin{array}{c}s\left(k\right)\\ s(k+1)\end{array}\right]---\left[30\right]$

对于两个天线，接收到的信号可被表示为

$r_l=\left[\begin{array}{c}{r}_{1,l}\\ r_{2,l}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{H}_{1l}& G_{1l}\\ H_{2l}& G_{2l}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}c\\ s\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_{1,l}\\ n_{2,l}\end{array}\right]---\left[31\right]$

其可以被改写为

$r_{l,4\×1}={\left[\begin{array}{c}{H}_{l4\×2}^{\′}\end{array}{G}_{l4\×2}^{\′}\right]}_{4\×4}{\left[\begin{array}{c}c\\ s\end{array}\right]}_{4\×1}+{\mathrm{\η}}_{l,4\×1}---\left[32\right]$

此外，

$\left[\begin{array}{cc}{H}_{1l}& G_{1l}\\ H_{2l}& G_{2l}\end{array}\right]\≡A_l^{\′}---\left[33\right]$

可以看出H_le和G_le都是正交的。因而

$H_{\mathrm{il}}^{*}\·H_{\mathrm{il}}={\mathrm{\δ}}_{h,\mathrm{il}}\·I,\mathrm{where}{\mathrm{\δ}}_{h,\mathrm{il}}={\left|h_{i1}\left(l\right)\right|}^2+{\left|h_{i2}\left(l\right)\right|}^2---\left[34\right]$

$G_{\mathrm{il}}^{*}\·G_{\mathrm{il}}={\mathrm{\δ}}_{g,\mathrm{il}}\·I,\mathrm{where}{\mathrm{\δ}}_{g,\mathrm{il}}={\left|g_{i1}\left(l\right)\right|}^2+{\left|g_{i2}\left(l\right)\right|}^2---\left[35\right]$

$H_{\mathrm{il}}^{*}\·G_{\mathrm{il}}\≡B_{\mathrm{il}}=\left[\begin{array}{cc}{b}_{\mathrm{il},1}& b_{\mathrm{il},2}\\ b_{\mathrm{il},2}^{*}& -b_{\mathrm{il},1}^{*}\end{array}\right]---\left[36\right]$

可以看出B_il也是正交的。

用于计算信号对(c₁，c₂)和(s₁，s₂)的估算值的示例性装置显示于图10A中。该装置包括预处理和权生成块1010，乘法器1012、1014和1016以及空时解码器1022、1024。对预处理和权生成块1010的输入包括信道信息H和G及信号噪声比。

在每个分路，接收到的信号r_l在乘法器1012被与由A_l*(见公式33)代表的信道信息相乘以生成

$A_l^{*}{r}_l=\tilde{r}={\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\δ}}_{h,l}\·I& B_l\\ B_l^{*}& {\mathrm{\δ}}_{\mathrm{gh},l}\·I\end{array}\right]}_{4\×4}\left[\begin{array}{c}c\\ s\end{array}\right]+{\widetilde{\mathrm{\η}}}_l---\left[37\right]$

其中

$B_l^{*}{B}_l=({\left|b_{1l}\right|}^2+{\left|b_{2l}\right|}^2)\·I={\mathrm{\δ}}_{b,l}\·I---\left[38\right]$

在预处理和权生成块1010中确定权w^* _c，l和w^* _s，l组以使

$W_{c,l}={[I-{\mathrm{\δ}}_{g,l}^{-1}\·B_l]}_{2\×4}---\left[39\right]$

$W_{s,l}={[I-{\mathrm{\δ}}_{h,l}^{-1}\·B_l]}_{2\×4}---\left[40\right]$

随后，这些权在乘法器1014和1016中被与来自乘法器1012的输出 相乘并被空时解码器1022、1024解码以产生信号对(c₁，c₂)和(s₁，s₂)估算值。此处理表示为

$W_{c,l}^{*}\·{\tilde{r}}_l=r_{c,l}={\widetilde{\mathrm{\δ}}}_{h,l}\·c+{\tilde{n}}_{c,l}---\left[41\right]$

$W_{s,l}^{*}\·{\tilde{r}}_l=r_{s,l}={\widetilde{\mathrm{\δ}}}_{g,l}\·s+{\tilde{n}}_{s,l}---\left[42\right]$

由于

和 是不相关的白噪声，所以c和s的估算值是好的软判定。这些估算值被每个分路提供给组合器948a和948b，这些估算值在组合器948a和948b中被组合并被提供给第一和第二试验判定块952a和952b。

在对信号对进行操作的这种情况下，试验判定块952a和952b以与试验判定块472a和472b基本上相同的方式进行操作以产生接收到的信号的估算值和该估算值的可靠性。关于c和s值的试验判定是使用均方误差计算以定位在接收到的信号和信号调制点之间的最小间隔而作出的。这种计算可被数学表示为

${\hat{c}}_{\mathrm{tsd}}=\underset{c_c\∈C_c}{\arg \min }\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|r_{c,l}-{\mathrm{\δ}}_{h,l}\·c_c\left|\right|}^2---\left[43\right]$

${\hat{s}}_{\mathrm{tsd}}=\underset{s_c\∈S_c}{\arg \min }\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|r_{s,l}-{\mathrm{\δ}}_{g,l}\·s_c\left|\right|}^2$

此外，c和s的估算值的可靠性d_c和d_s也可根据下面公式被计算：

$d_{\hat{c}}=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|r_{c,l}-{\widetilde{\mathrm{\δ}}}_{h,l}\·\hat{c}\left|\right|}^2---\left[44\right]$

$d_{\hat{s}}=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|r_{s,l}-{\widetilde{\mathrm{\δ}}}_{g,l}\·\hat{s}\left|\right|}^2$

试验判定决952a的输出是接收到的信号对(c₁，c₂)的估算值和该估算值的可靠性d_c；且试验判定块952b的输出是接收到的信号对(s₁，s₂)的估算值和该估算值的可靠性d_s。该信息被提供给干扰抑制和软判定块956。

干扰抑制和软判定块956的操作基本上与干扰抑制和软判定块476的操作相同。该干扰抑制和软判定块956对从试验判定块952a和952b接收到的信号执行相同的操作，比较结果并选出较好的一个。该块包括第一和第二乘法器1208a、1208b，第一和第二加法器1210a、1210b，第一和第二软判定块1212a、1212b，第三和第四加法器1214a、1214b以及可靠性判定块1220。该块的操作与图7所表示的操作相同，但该块对信号对而不是对各个信号进行操作。

该块的输出是关于被提供给信道解码器930a、930b的信号对(c₁，c₂)和(s₁，s₂)的值的判定。

在图4A的接收机的情况下，干扰抑制也可以基于块来执行。用于这样做的接收机980被显示于图9C中。接收机980包括块干扰抑制和空时解码子系统982，第一和第二试验判定块984a、984b，以及干扰消除和软判定块986。对接收机980的输入及从其的输出与图9B的接收机900的输入和输出相同。

块干扰抑制和组合子系统982的细节被描述于图10B中。该子系统包括预处理和权生成块1030，乘法器1032、1034和1036以及空时解码器1042、1044。该子系统类似于图10A的干扰抑制块，但在每种情况下数据信号输入、及g和h信道增益输入的数量是4L，其中L是分路数。相反，图10A的每个干扰抑制块具有4个数据信号输入和4个每个用于G和H信道信息的输入。

类似地，在子系统982中被执行的处理的数学表示类似于块942的处理的数学表示，但矩阵大得多。

在所有的分路接收的信号的模型被表示为

$r_{\mathrm{sL}\×1}=\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\\ ...\\ r_L\end{array}\right]{\left[\begin{array}{cc}{H}_1^{\′}& G_1^{\′}\\ H_2^{\′}& G_2^{\′}\\ ...& ...\\ H_L^{\′}& G_L^{\′}\end{array}\right]}_{4L\×4}{\left[\begin{array}{c}c\\ s\end{array}\right]}_{4\×1}+{\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\η}}_1\\ {\mathrm{\η}}_2\\ ...\\ {\mathrm{\η}}_L\end{array}\right]}_{4L\×1}---\left[45\right]$

或更简单的

$r=\left[\begin{array}{cc}{H}^{\′}& G^{\′}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}c\\ s\end{array}\right]+\mathrm{\η}---\left[46\right]$

其中

[H′G′]≡A′                       [47]

H的列是正交的且G的列是正交的。此外，

$H_l^{\′*}\·{H_l}^{\′}=\underset{i=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{il}}^{*}\·H_{\mathrm{il}}=\left(\underset{i=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\δ}}_{h,\mathrm{il}}\right)\·I={\mathrm{\δ}}_{h,\mathrm{il}}\·I---\left[48\right]$

$G_l^{\′*}\·{G_l}^{\′}=\underset{i=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{G}_{\mathrm{il}}^{*}\·G_{\mathrm{il}}=\left(\underset{i=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\δ}}_{g,\mathrm{il}}\right)\·I={\mathrm{\δ}}_{g,\mathrm{il}}\·I---\left[49\right]$

$H_l^{\′*}{G^{\′}}_l=\underset{l=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{H}_{\mathrm{il}}^{*}\·G_{\mathrm{il}}=\underset{l=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{B}_{\mathrm{il}}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{B}_l=\left[\begin{array}{cc}{b}_{l,1}& b_{l,2}\\ b_{l,2}^{*}& -b_{l,1}^{*}\end{array}\right]---\left[50\right]$

预处理和权生成块1030的预处理操作产生值：

$A^{*}r=\tilde{r}={\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\δ}}_h\·I& B\\ B^{*}& {\mathrm{\δ}}_g\·I\end{array}\right]}_{4\×4}\left[\begin{array}{c}c\\ s\end{array}\right]+\widetilde{\mathrm{\η}}---\left[51\right]$

$B_{2\×2}=\mathrm{\Σ}{H}_l^{\′*}{G^{\′}}_l=\left[\begin{array}{cc}{b}_1& b_2\\ b_2^{*}& -b_1^{*}\end{array}\right]---\left[52\right]$

${\mathrm{\δ}}_h=\mathrm{\Σ}{\mathrm{\δ}}_{h,l}{,\mathrm{\δ}}_g=\mathrm{\Σ}{\mathrm{\δ}}_{g,l}---\left[53\right]$

$B_l^{*}{B}_l=({\left|b_1\right|}^2+{\left|b_2\right|}^2)\·I={\mathrm{\δ}}_b\·I---\left[54\right]$

且权生成功能产生权：

$W_c={[I-{\mathrm{\δ}}_g^{-1}\·B]}_{2\×4}---\left[55\right]$

$W_s={[I-{\mathrm{\δ}}_h^{-1}\·B]}_{2\×4}---\left[56\right]$

值A被提供给乘法器1032，在该乘法器中它被与接收到的信号相乘以产生 从而产生值

$r_{c,l}=W_c^{*}\·\tilde{r}---\left[57\right]$

且权W_s ^*被提供给乘法器1034，在该乘法器中它被

乘以产生值

$r_s=W_s^{*}\·\tilde{r}---\left[58\right]$

乘法器1034的输出被提供给ST解码器1042，在其中使用下述关系形成信号对(c₁，c₂)的估算值

$r_c={\widetilde{\mathrm{\δ}}}_h\·c+{\tilde{n}}_c---\left[59\right]$

且乘法器1036的输出被提供给ST解码器1044，在其中使用下述关系形成信号对(s₁，s₂)的估算值

$r_s={\widetilde{\mathrm{\δ}}}_g\·s+{\tilde{n}}_s---\left[60\right]$

其中

${\widetilde{\mathrm{\δ}}}_h=\frac{{\mathrm{\δ}}_h\·{\mathrm{\δ}}_g-{\mathrm{\δ}}_b}{{\mathrm{\δ}}_g}---\left[61\right]$

${\widetilde{\mathrm{\δ}}}_g=\frac{{\mathrm{\δ}}_g\·{\mathrm{\δ}}_g-{\mathrm{\δ}}_b}{{\mathrm{\δ}}_g}---\left[62\right]$

用于图10A和10B的干扰抑制和空时解码块的可替代设备显示于图11A和11B中。图11A的装置1110包括权生成块1120及第一和第二乘法器1122和1124。图11B的装置1140包括权生成块1150及第一和第二乘法器1152和1154。虽然总体配置相同，但这两个设备具有非常不同的输入数。装置1110接收4个输入信号r，4个每个用于信道信息H和G及信号噪声比的信号。装置1140接收4L个输入信号，4L个每个用于H和G及信号噪声比的信号。对图9B的接收机的每个分路使用一个装置1110而图9C的接收机中只使用一个装置1140。

在装置1110中，相关矩阵R可根据信道信息和信号噪声比通过下式被确定

$R_{l4\×4}=A_1{A_1}^{*}+\frac{1}{{\mathrm{\Γ}}_l}\·I---\left[63\right]$

为了为每个分路获得信号对c＝c₁，c₂和s＝s₁，s₂的估算值，需要找到一组权

$W_{c,l4\×2}=R_l^{-1}.H_l---\left[64\right]$

$W_{s,l4\×2}={R_l}^{-1}.G_l$

以便

${W^{*}}_{c,l}.r_l=c+{\tilde{n}}_{c,l}---\left[65\right]$

${W^{*}}_{c,l}.r_l=c+{\tilde{n}}_{c,l}$

可以看出，这些权是通过确定相关矩阵、求该相关矩阵的逆矩阵且将其与信道信息H或G相乘而获得的。

这些估算值是通过在乘法器1122和1124将这些权与接收到的信号相乘得来的。此后，这些估算值在图9B的接收机的组合器948a和948b被组合并被转发到试验判定块952a、952b，在试验判定块952a、952b利用最小均方误差计算求出接收到的信号的估算值。

装置1140以相同的方式处理信号，但使用包括被提供给干扰抑制和空时解码块的所有信号的大得多的矩阵。特别地，相关矩阵R具有4L×4L的大小，其中L是分路数，且加权矩阵具有4L×2的大小。

对本领域技术人员显而易见的，可以对以上的本发明做出符合本发明的精神和范围的大量修改。

Claims (1)

1.一种使用多个数据流进行通信的方法，包括以下步骤：

利用第一扩频码对第一数据流进行编码以形成第一扩频数据流；

从至少第一和第二天线发射所述第一扩频数据流；

利用第一扩频码对第二数据流进行编码以形成第二扩频数据流；

从至少第三和第四天线发射所述第二扩频数据流；

在第五天线接收作为第一接收信号的来自所述第一、第二、第三和第四天线的所述第一和第二扩频数据流；

在第六天线接收作为第二接收信号的来自所述第一、第二、第三和第四天线的所述第一和第二扩频数据流；

使用所述第一扩频码对所述第一和第二接收信号进行解扩频以形成第一和第二解扩频接收信号；

对所述第一解扩频接收信号进行处理以形成关于所述第一解扩频接收信号的内容的试验判定；

对所述第二解扩频接收信号进行处理以形成关于所述第二解扩频接收信号的内容的试验判定；以及

对所述第一和第二解扩频接收信号一起进行进一步地处理以形成第一接收数据信号和第二接收数据信号。

Images