CN1650241A - 同步降压转换器改进 - Google Patents

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Abstract

同步降压转换器在输出电流下降期间提供改进的输出电流读出电路(608)和改进的瞬变行为。还公开了一种多相位同步降压转换器，具有改进的输出电流共用能力，以及具有改进的负载平衡能力的多同步降压转换器。为实现输出电流读出(608)，读出电路包括与并联MOSFET同步地开和关操作的采样开关以便采样并联MOSFET的RDS－ON两端的电压，以及向可变增益放大器提供采样电压。读出电路还包括实现低通滤波器的RC电路，由此可变增益放大器的输出基本上与电感器的值以及输入到采样开关的信号的任何时间的变动分量的大小无关。当该设备封装MCM时，基于RDS－ON的值，能微调电流读出电路(608)增益。通过使用IC内的热敏设备，根据组件温度，也能调整电流读出增益以消除RDS－ON温度变化。以及根据门电压来消除由于门电压改变的RDS－ON变化。对改进的输出电流共用(608)，用于每个转换器级的读出电路根据来自多相位转换器的输出电压和表示输出节点处的所需电压的参考信号间的差值，以用于单个转换器级的开关晶体管的预定相位关系生成信号。用于每个转换器级的占空比微调修改来自主控制器(PWM IC)的占空比控制信号以便尽可能地使由每个级提供的电流相等。用于每个转换器级的电流共用控制电路向占空比微调电路提供控制信号。这用来提供特定级的实际电流输出和所有级电流的平均值、最小级电流或最大级电流间的差值信号。

Description

同步降压转换器改进
相关申请
本申请基于并要求2002年4月3日提交的，名为MULTI-CHIPMODULE CIRCUIT IMPROVEMENTS的U.S.临时申请No.30/370,007的优先权，其内容在此引入以供参考。
技术领域
本发明涉及多相位同步降压转换器的改进，以及具体地说，涉及具有用于输出电流读出(current sensing)、用于组件间的电流共用，以及快速负载变化期间，提高的瞬变性能的改进技术。在多芯片组件(MCM)实现的环境中描述和示出了本发明，但所公开的改进也能应用于不同元件实现。
背景技术
MCM是包括在具有由绝缘材料分开的多个互连层的共用衬底上的形成的多个集成电路(ICs)的电子封装。封装整个组件，而不是单个ICs。
MCMs在由安装在传统的印刷电路板的单个芯片形成的电路上提供几个重要的好处。这些包括增加布线以及元件密度和低成本。同时，MCMs的紧密结构能产生更短的信号传输时间以及降低寄生阻抗，反过来，这提高了高速开关效率。同时，在MCM内包括有源元件使得MCM更可测试为具有必定提高可靠性的整个电源。(第2页第1至2行)。
MCM封装适合于大量应用，包括多相位同步降压转换器。同步降压转换器是接收D.C.(或整流A.C.)输入和产生具有高输出电流的稳定低压输出的开关的D.C.电源。降压转换器特别用作用于微处理器操作设备以及大量其他数字电路应用的电源。
同步降压转换器的基本结构如图1所示，通常用100表示的电路包括具有在输入端104和第一信号节点106间连接的源-漏通路、通常为功率MOSFET等等的串联开关102、通常也为功率MOSFET等等的并联开关108，以及由串联电感器112和在信号输出节点116连接到电感器112并连接到地的并联电容器114组成的输出电路。如果需要的话，也可以与MOSFET108并联提供并联二极管，诸如Shottky二极管118以便在108的空载时间提供电导来降低与MOSFET108的内部本体二极管有关的二极管逆恢复损耗。如果认为对外部Schottky来说，理镐的开关损耗是最佳的，则不需要单独的二极管118。
在输入电容器111上，在输入端104和地间提供AD.C输入电压VIN，以及将小于VIN的输出电压VOUT提供到连接在信号输出节点116和地110间的负载124。
通过有选择地改变MOSFETS102和108的占空比，提供输出电压的控制。这是通过连接到MOSFETS的栅极端、并由PWM发生器124组成的脉冲宽度调制电路124驱动的门控制逻辑或驱动电路120来完成的，PWM发生器124将所需开关频率并具有固定最大值(峰值)和最小值(谷值)的斜坡信号与误差放大器126提供的信号进行比较。后者基于由信号线128上的反馈信号VFB表示的实际输出电压和在第二输入端130提供的所需输出电压信号VREF间的差值，提供输出信号VE。
在操作中，通过MOSFET102开以及MOSFET108关，电感器112两端的电压等于VIN-VOUT，以及最终电流使电容器114充电。为维持电容器114两端的基本恒定的电压，预定值VE操作PWM电路124和门驱动器120以便断开MOSFET102，以及导通MOSFET108。当MOSFET108导电时，其非常低的源-漏电阻维持电路来支持流过电感器112的电流。反过来，这允许电容器114充电，以及在MOSFETS的几次开-关周期后，获得稳定状态输出电压。图1所示的电路的运行对本领域的技术人员来说是非常公知的，以及为简洁起见，将省略进一步描述。
在需要超出MOSFETS102和108的输出电流的情况下，可以采用多相位降压转换器，如由图2所示的电路200所示。在此，N个同步降压级202A-202N连接在输入节点108和公共接地210间以及它们的输出馈送输出节点212。因此每级贡献部分所需电流需求。
转换器级202A包括输入电容器203、MOSFET对214、并联Shottky二极管205、输入电感器206、输出电容器214以及门驱动电路216。类似地构成其他转换器级。
主PWM控制器218产生具有相位间360°/N相位延迟的交错或异相PWM信号。可以用任何适当的或所需方式构成主控制器218，以及可以由例如在FM＝N.fsw操作的可调整频率主时钟220，其中N为相位数，以及fsw是用于MOSFETS的预定开关频率、以频率fsw生成脉冲串的可编程计数器222、一连串N个串联PWM电路224A-224N以及误差放大器226组成。后者提供公共输入来触发PWN电路，由此，将一系列驱动信号PWM-1至PWM-N提供为转换器级202A-202N的门驱动器216的输入。
按360/N的相位延迟，分开驱动信号，如图3所示，图3示例说明用于具有5MHz时钟频率以及1MHz开关频率的五相位转换器的同步信号的时序。由此，可以看出在五个连续1MHz开关周期期间，五个转换器级以参差方式操作操作，每个按(1/5)*10-6秒交错。由于多相位同步降压转换器对本领域的技术人员来说是非常公知的，为简洁起见，将省略图2所示的有关配置的详细描述(与图1的情形相同)。
然而，还存在需要对同步降压转换器的现有的设计改进的某些方向，其中：
(a)生成用于输入到PWM控制器的电流反馈信号的改进方式。由用于MOSFETS的开关占空比控制在多相位转换器的单个转换器级中共用的输出电压和电流。由于高输出电流有利于“无损耗”型读出，通常由诸如图4所示的采样和保持电路400来生成电流反馈信号。在这里，在每个MOSFET开关周期期间，采样一次并联MOSFET402的RDS-ON两端的电压。采样和保持电路400包括晶体管404和406(简单地示为开-关开关)，以及电容器408。
另外，如果VIN和VOUT比率为串联FET具有大的占空比，就能采样串联MOSFET的RDS-ON两端，而不只是并联MOSFET的电压。
然而，每种方法获得通常小RDS-ON值，然而，必须通过放大器410放大所采样的电压信号。
该方法存在几个缺点。一个缺点是放大器410需要具有高带宽和高转换速率来精确地采样并联MOSFET402的RDS-ON两端的电压。同时，放大器410的输出花费时间来解决限制其高频率响应。另外，在电感器电流中存在固有的大电流脉动内容，其反映在RDS-ON两端的脉动电压中。根据采样的时序，所采样的信号可能不反映D.C.输出电流，因此，电感器脉动电流大小和采样时间会导致电流读出误差。
(b)转换器级中共用电流。MCM结构能有利地用于多相位同步降压转换器。能为每个转换器级提供MCMs(如果需要的话，在转换器级组件中包括输入和输出电容器以及串联电感器)。通常，提供单个控制器来控制电流共用，或将函数集成在主PWM控制器中，两种方法很复杂以及非常不适合于换算数。同时，由于大的输出电流，通常采用无损耗读出，具有如上所述的缺陷。此外，选择电流读出增益不基于逐个级。这导致不确定的电流共用，因为在MCM结构中，并联MOSFET的RDS-ON能在组件间的改变，以及通过温度和门电压改变。
(c)组件间导电损耗的变化。RDS-ON的组件对组件变化也能导致并联MOSFET中的不平衡导电损耗。更具体地说，在多相位电源中，可输送的总输出电流由最差，即最热运行组件确定。为最大化输出电流能力，应当访问最差组件来输送最小电流，因此，功率共用甚至比电流共用更重要。
传统的设计不提供有效的功率共用。为理解此，再参考图2，假定两级转换器，即N＝2。还假定下述：
并联MOSFET#(组件202-1中)的RDS-ON＝0.005Ω
并联MOSFET#(组件202-2中)的RDS-ON＝0.006Ω
输出电流IOUT＝20A
VIN＝12.0V
VOUT＝1.0V
使用传统的MOSFET RDS-ON电流读出，以及假定两个相位组件并联，每个相位中的电流实际上由有效并联电路确定。换句话说，组件202-1中的电流实际上为20*6/(5+6)＝10.9A，以及组件202-2中的电流实际上为20*5/(5+6)＝9.1A。因此，各个I2R损耗将为0.59W和0.5W。
即使假定最佳电流共用，即，每个组件以某种方式设计成正好提供20A输出的10.0A，组件202-1中的I2R损耗将为0.5W，以及组件202-2中为0.6W。正如可以理解到，这种情形比具有更大的RDS-ON不平衡更糟。
(d)负载变化期间的不期望的瞬变行为。当有快速负载转变时，不对称输出电压过冲以及由于VIN和VOUT的大比率，观察到下冲。通过降压负载下冲的输出电压通常大于具有升压负载下冲。为防止电压过冲，通常使用大的且昂贵的输出电容器。
因此，根据现有技术，可以看出多相位同步降压转换器仍然存在问题。本发明试图减少这些问题的一部分。
发明内容
根据本发明，用于生成用于输入到误差放大器中的电流读出反馈信号的改进电路包括通过低通滤波器，诸如RC平均电路连接到提供反馈信号VFB的放大器的采样开关。与并联MOSFET一样，选通采样晶体管以便两者在同一时间均导通。如果需要或期望的话，可以在使MOSFET选通为导通的时间和在使平均电路导通前，采样以确保MOSFET完全导通的时间间提供稍微延迟。另外，如果用于串联MOSFET的占空比长以及并联MOSFET短(例如，通过小的VIN与VOUT比)，能采样串联MOSFET的VRDS-ON两端的电压，而不是并联MOSFET。
通过采用低通滤波器，用于RC电路的电容器两端的D.C.电压将与电感器电流的D.C.值成比例，而与电感器值以及脉动电流大小无关。
同时，如果将电流读出IC电路封装在具有转换器级的单个MCM中，基于RDS-ON值，可以微调电流读出增益。还可以通过使用IC内的热敏设备，根据组件温度来调整电流读出增益以消除RDS-ON温度变化。以及根据门电压来消除基于门电压变化的RDS-ON变化。
使用包括有选择地延迟输入PWM信号的前沿的占空比微调电路的门驱动器，提供根据本发明改进的电流共用，因此缩短串联MOSFET的导通时间。通过包括放大表示组件电流电平的信号和通过耦合电路，共同连接到所有组件电流电平信号上的I-share总线上的信号间的电流差的放大器的电流共用控制电路来确定延迟时间。
在一个实施例中，耦合电路由每个组件中的各个电阻器组成以提供表示各个转换器级中的电流的平均值的总线信号。因此，每个级中的放大器的输入表示那个级中的实际测量电感器电流和所有级中的电感器电流的平均值间的差值。由组件中的占空比微调电路来使用反映传播延迟RDS-ON和其他级间参数变化的这一差值以便微调占空比来将流过组件的电流平衡到每相位输出电流的平均值。作为上文的变形，通过延长每个组件的PWM信号的前沿，有选择地增加占空比，能校正电流不平衡。
在另一实施例中，可以由充当AND电路、具有控制I-share电路的各个转换器级中的电流读出信号的最低值的二极管代替每个转换器级中的输入电阻器。相当于最低电流值的信号因此出现在I-share总线上，作为每个求和/隔离放大器的输入以及每个求和/隔离放大器的输出将使得各种占空比微调电路降低占空比，因此，降低用于所有级的输出电流以便匹配最低电流级。
作为另一变形，能连接I-share总线控制电路中的二极管以便共同用途具有控制I-share总线的各个转换器级中的电流读出信号的最高值。在这一结构中，各个占空比微调电路将用来增加占空比，从而增加输出电流以便匹配最高电流级的输出电流。
为对多相位系统的转换器级间的功率损耗变化提供补偿，能在那个级的并联MOSFET的RDS-ON的实际测量值和用于所采用的类型的并联MOSFET的RDS-ON值的平均RAV间的差值，微调每个级中的电流读出放大器的增益。这可以由例如来自产品的测试数据，历史地确定。
由于电流读出放大器和MOSFETS能放在MCM内，能在封装后步骤中微调电流读出放大器的增益。在产生测试期间，当其导电时，能将预定校准电流输入并联MOSFET中，以及以任何传统或所需方式，例如，通过烧断内部熔丝来将放大器输出电路设置到相当于所需增益的电平来校准电路。
通过在降压期间，通过禁用并联MOSFET108提供根据本发明的同步降压转换器级的改进的瞬变性能，特别是在负载降低期间。因此，电流将流过MOSFET的本体二极管以及并联Shottky二极管118，而不是通过MOSFET的沟道，就象MOSFET导通一样。这很有利，因为本体二极管和Shottky二极管两端的压降显著高于导电MOSFET的沟道两端的电压，因此，允许快速耗散瞬变电流。
因此，本发明的目的是通过消除电流读出电路上的电感器脉动电流的影响，提供在同步降压转换器中的改进的电流读出。
本发明的另一目的是提供在同步降压转换器的转换器级中共用的改进的电流。
本发明的另一目的是降低使用MCM技术构成的多相位同步降压转换器的组件间的导电损耗的变化。
本发明的目的是改进同步降压转换器中，在负载变化期间的瞬变行为。
从下述结合附图的描述，本发明的其他目的和特征将变得显而易见。
附图说明
图1是通常用在说明这些设备的操作中的同步降压转换器以及本发明的某些特征的示意图。
图2是再次示例说明这些设备以及本发明的某些方面的基本特征的多相同步降压转换器的示意图。
图3是表示用于多相位同步降压转换器的PWM脉冲间的关系的波形图。
图4是使用RDS-ON方法，用于电流读出的传统技术的示意图。
图5是根据去除脉动电流灵敏度的本发明，改进的采样和保持电路的示意图。
图6是根据本发明，提供占空比微调控制来补偿允许级中的改进电流共用的多相位降压转换器中的转换器级间的参数变化的技术的示意图。
图6A表示如图6所示的技术的变化。
图7表示根据本发明，用于改进负载降压期间的瞬变性能的技术。
具体实施方式
图5示例说明根据本发明，提供改进的平均电流读出的C读出电路500。这可以单独地，即作为具有转换器电路502的独立的电路。电路500包括采样开关504，可以是任何适当的或所需类型，具有连接到转换器电路502中的MOSFET508和510间的共用信号节点506的信号输入。采样晶体管504的信号输出连接到任何适当或所需类型的低通滤波器，例如，包括串联电阻器504和并联电容器516的RC平均电路512。可以为跨导放大器(transconductance amplifier)或其等效的放大器518具有连接到并联电容器516的输入520以及提供与可变增益控制电阻器522两端的输入电压成比例的输出电流。跨导放大器的电压-电流增益(gm)以及522的值确定电流读出增益。能调整Gm和522以补偿初始RDS变化、温度和引起RDS变化的门电压。
采样晶体管的控制端524连同并联MOSFET510的栅极端连接到门驱动器528的输出526，以便开关504和MOSFET510在相同时间导通。在一些实例中，有必要或期望在MOSFET510导通的时间和对RDS-ON两端的电压进行采样以允许MOSFET有限导通的时间之间提供稍微延迟。该延迟可以通过RC电路，或任何或适当的或所需方式，在门驱动器528中提供延迟(在任何一种情况下，将单独的输出提供到开关504)。
通过使用和MOSFET510的开关周期有关的低通滤波器，诸如RC平均电路512，电容器516两端的D.C.电压将与电感器电流的D.C.值成比例，而与电感和脉动电流大小无关。
另外，如果电路500封装在具有转换器级502的MCM中，通过使用热敏电阻器或二极管连同增益调整电阻器522，能对由于温度变化的RDS-ON的变化提供补偿，以控制放大器518的增益。特别地，以与随温度改变的RD的变化的相同速率降低增益将维持恒定电流读出增益。相同的规则应用于门电压补偿。为部分地校准初始RDS变化，在测试期间，能将预定校准电流，例如1A输入到并联MOSFET510，以及调整增益直到Csence电压处于所需值，例如对50mV/A增益为50mA。
如本领域技术人员从上文描述将意识到，根据实际应用，能以各种方式实现低通滤波器。在RC滤波器512的情况下，在损坏数据采样速度的情况下，选择长时间恒定将提供更精确的D.C.信息。另外，其他低通滤波器实现是可能的，例如能降低放大器的增益带宽，重要的概念是在信号通路的某处使用低带宽滤波器以消除脉动影响。
本领域的技术人员从上文描述将意识到，采样并联MOSFET中的RDS电流的图5所示的实现是有利的，因为当VIN与VOUT比很大时，其占空比很大。然而，在其他应用中，例如当VIN与VOUT比更小的情况下，串联MOSFET将具有比并联MOSFET更长的占空比，以及将更方便地采样其RDS-ON电压。
本领域的技术人员将进一步意识到可以由主控制器218(见图2)使用由放大器518提供的电流信息信号以执行电压配置或输出具有压降(降低具有更高IOUT的V0UT以具有方波型瞬变响应来完全地使用用于过冲和下冲的调节窗)，或执行过电流保护。换句话说，精确输出电流信息的可用性提供许多好处。
图6表示能用在多相位转换器系统中以提供改进的电流共用的电路。在这里，输入PWM信号耦合到包括占空比微调电路602和传统的门驱动单元603的修改的门驱动电路600。以任何适当或所需方式来构成占空比微调器602以有选择地延迟输入PWM信号的前沿，因而缩短串联MOSFET的导通时间。由在来自电流共用控制电路606的线路604上提供的控制输入来确定延迟时间。
电流共用控制电路606的一个优选实现由接收表示用于转换器级的平均电流输出值的端610处的第一输入的电流共用放大器608和通过求和电阻器614，连接到端610的第二输入端612组成。在多相位系统的其他转换器组件的每一个中，也提供类似的电路配置。
最佳实现是将具有包括如图6所示的驱动器IC的转换器级的C-sense电路，诸如图5所示的500集成在单个MCM中，从而获得如上所述的零件-零件参数差和环境变化的降低灵敏度的优点。然而，应理解到能采用其他电流读出电路，甚至采用与输出电感器串联的电阻器的损耗测量方法。
放大器输入612以及相当于输入612的其他转换器组件的每一个中的相应的放大器输入连接到I-share总线618。在所示的电路结构中，在所有组件中的求和电阻器(相当于图6所示的电阻器614)共同用来提供I-share618总线上的信号，表示在各个转换器级中测量的电流的平均值。
因此，在图6所示的结构中，放大器608放大表示输入610处、用于组件的实际测量电感器电流电平的信号和表示所有转换器级中的电感器电流的平均值的I-share总线618上的信号间的差值。能由组件中的占空比微调电路使用反映传播延迟、RDS-ON和其他级间参数变化的这一差值来微调占空比以将流过组件的电流平衡到每个位输出的平均值。
作为上文的变形，能通过延长每个组件的PWM的后沿，有选择地增加占空比来校正电流不平衡。
也可以使用I-share总线618上的电压来提供反馈信号VFB，提供为误差放大器226(见图2)的一个输入。在图6所示的结构中，I-share总线电压与IOUT/N成比例，其中IOUT是输出电流以及N是转换器级的数量。
也可以用上述的各种方法结合使用图5所示的电流读出电路500的C-sense输出来利用I-share总线电压。
在第二实施例中，电阻器614以及其他转换器级的每一个中的相应的电阻器可以用二极管620代替，如图6A所示。在这种配置中，二极管充当AND电路，在控制I-share总线618的各个转换器级中，具有电流读出信号的最低值。因此，相当于最低值的信号将出现在I-share618总线上，作为每个求和/隔离放大器，诸如放大器608的输入，以及每个求和/隔离的输出将使得各个占空比微调电路降低占空比，因此，降低用于所有级的输出电流以匹配最低电流级的输出电流。
作为另一变形，能使二极管620和其他I-share控制电路中的相应的二极管与图6A所示的方向相反。在那个情况下，二极管共同充当具有控制I-share总线618的各个转换器级中，电流离信号的最高值的OR电路。因此，在其他I-share控制的每一个的输出处存在不同信号。在那种情况下，各个占空比微调电路将操作以增加占空比，因此，增加用于那些级的输出电流以匹配最高电流级的输出电流。
作为应用于图6和6A所示的拓扑结构的另一变形，相当于占空比微调器602的所有占空比微调器可以实现为形成为与驱动器IC分开的分立IC的单独的占空比微调控制器，或甚至可以是主PWM控制器的一部分。同样地，相当于电流共用控制电路606的电流共用控制电路也可以实现形成为与驱动器IC分开的分立IC的单独的占空比微调控制器，或甚至可以是主PWM控制器的一部分。
再参考图5，使用类似的原理，也可以补偿多相位系统的转换器级间的功率损耗变化。为实现此目的，可以使用，通过根据第I级的并联MOSFET的RDS-I的实际值和用于所采用的、例如由历史产品测试数据统计确定的类型的并联MOSFETS的RDS-ON值的平均值RAV间的差值，设置电阻器55的值以及放大器的跨导增益，微调每个级中的电流读出放大器，诸如图5所示的放大器518的增益的方案，由此通过使用改变电流读出增益，改变电流分布来平衡功率。
根据本发明的这一方面，可以采用几个可能的算法来实现功率平衡。一个最佳算法能利用下述关系：
A I = ( 1 + ( R DS - I - R AV ) 2 R AV ) * A 0 - - - ( 1 )
其中，AI是用于第I级组件的放大器增益，以及A0是电流读出增益的额定值(设计值)。使用这一方法，将使相当于图5的放大器518的电流读出放大器的输出信号在所有组件中相同，但为根据方程式(1)实现此目的，每个组件中的电流读出放大器将必须显示出可变增益，以及对这个电流读出放大器来说，具有最大增益的组件将具有最低实际电流。
更精确地说，电流偏离平均值的百分比是RDS偏离RD平均值的一半。例如，具有高于平均值的10％RDS的组件需要具有高于额定值5％的增益，因此，电流将小于平均值5％。这将为所有组件提供相同的功率(I2RDS)损耗。
再参考图5，通过将预定校准电流(例如1amp)输入到每级的并联MOSFET，在测试期间，能实现根据上述算法的功率损耗平衡校准。通过测量MOSFET两端的降压，能获得并联MOSFET的RDS-ON值。然后基于上述方程式(1)，以及测量的RDS-ON值，能计算这一级的所有增益，以及调整图5的增益电阻器522直到在Csense节点获得期望输出电压。
如本领域的技术人员将意识到，根据通过使用转换器组件中的可变电流读出增益，改变电流分布平衡功率的基本原理，在转换器级中能采用其他算法来提供平衡的功率损耗。
再参考图1，现在描述在负载转变期间，用于改进同步降压转换器级的瞬变性能的技术。如所公知的，负载升压，即电流需求增加易于驱动输出电压下降，这通过增加用于串联MOSFET102的导通时间，以及减少并联MOSFET108的截止时间来补偿。
相反地，负载降压，即电流需求减少易于驱动输出电压升高，以及这通过减少串联MOSFET102的导通时间以及增加用于并联MOSFET108的截止时间来补偿。
从图1，例如，如果VIN为12伏，以及VOUT为1.0V，很显然，当导通串联MOSFET102以及截止并联MOSFET108来增加通过电感器112的电流，电感器112两端的电压将是VIN-VOUT＝11V，这驱动电感器电流上升。当串联MOSFET102截止以及并联MOSFET108导通时，电感器112两端的电压将应用-VOUT＝-1V，这将驱动电感器电流下压。在稳态操作中，电流上升部分将与电感器112内的电流下降部分相同，而用于电流的D.C.内容将与输出电流相同。在负载降压时，电感器电流将高于输出电流以便电流差将流入输出电电容器114以便产生输出电压过冲。该过冲将不停止，直到电感器电流下降到降低的输出负载电流水平为止。电流耗散的速率将影响过冲有多大，但它是由电感器两端的负电压确定的。
因为过冲与输出电容成反比，通常使用大且昂贵的输出电容器来降低过冲。为避免此现象，根据本发明，发现通过在降压期间，完全禁止并联MOSFET108来更快速地使电感器中的能量放电。因此，电流将流过MOSFET108的本体二极管，以及并联Shottky二极管118，而不是通过MOSFET108的沟道，就像MOSFET导通一样。
这很有利，因为本体二极管和Shottky二极管118两端的电压能显著地高于导电MOSFET的沟道两端的电压，允许电感器电流更快速地耗散。在12V和预定1.0V输出的例子中，如果本体二极管和Shottky二极管的电压降为约0.7V(典型值)，在该例子中，电感器电压为VOUT，或1V。通过在负载降压期间禁止的MOSFET108，该电压将增加到VOUT+VDIODE＝1+0.7＝1.7V，增加了70％，以及以快于传统方法41％的速率减少电感器电流。因此，通过二极管，代替传送到输出电容器以产生电压过冲来吸收电感器能量的41％。
为实现本发明的这一方面，能修改门驱动电路以便当用于串联MOSFET的占空比下降到零(如由监视PWM信号确定的)时，截止两个MOSFETS。在单个相位转换器的情况下，用于实现此的最佳电路如图7所示，但其他适当的实现也是可能的，如根据上述描述，对本领域的技术人员来说显而易见的。
如图7所示，修改的转换器700包括零百分比占空比检测器702，用来提供表示要求串联MOSFET704在整个开关中，保持截止的输出信号。如果输出电压高于调节点，例如，由于由如上所述的负载下降导致的过冲，这将发生。
从通过将误差电压VE与具有固定峰值和谷值的三角形斜坡进行比较，生成PWM124的输出的图1的描述可以想到，高于斜坡的峰值的VE值将要求100％占空比，以及低于斜坡的谷值的VE值将要求0％占空比。因此，零占空比检测电路701能是连接到误差放大器706的输出以便检测VE是否低于固定斜坡谷值的电路。
来自零占空比检测器702的输出信号连接AND门708的一个输入。通过用于串联MOSFET704的选通信号，通过反相器710提供第二输入。AND电路709的输出驱动旁路MOSFET712的栅极，由此，使两个MOSFETS截止以及当串联MOSFET的占空比为零时，电感器电流能通过旁路MOSFET712的本体二极管耗散。
图1和7示例说明整个功能单相位控制器，很容易获得误差电压VE。在图2所示的多相位系统中，VE可以不到达每个转换器组件。在那种情况下，通过由主控制器218(见图2)提供专用输出，能生成用于旁路MOSFETS的单独的禁用信号。用于检测零占空比状态的这种实现或其等效电路根据在此公开的内容，对本领域的技术人员来将是显而易见的。
尽管根据特定的实施例描述了本发明，对本领域的技术人员来说许多其他变形和改进以及其他用途变得显而易见。因此，意图是本发明不受在此特别公开的内容限定，而是由附加的权利要求书表示其整个范围。

Claims (48)

1.一种提供改进的输出电流读出的同步降压转换器，包括：
连接在输入节点和第一节点间的第一开关晶体管；
连接在所述第一节点和第二节点间的第二开关晶体管；
连接在所述第一或第二节点与输出节点间的串联电感器；
连接在所述输出节点和所述第二节点间的电容器；
特征在于，包括：
读出电路，用来生成表示所述转换器的输出电流的信号，所述读出电路由下述组成：
采样开关，与所述开关晶体管的一个同步地开和关操作；
可变增益放大器；
当完全导电时，耦合所述采样开关以便向所述可变增益放大器提供表示一个开关晶体管的两端的电压的信号；以及
与所述可变增益放大器有关、实现低通滤波器的电路，由此，所述可变增益放大器的输出基本上与所述电感器的电感以及输入到所述采样开关的信号的任何时间变动分量的大小无关，以及
驱动电路，用来根据由所述读出电路的电压输出和参考电压间的差值确定的可变占空比，使所述第一和第二开关晶体管导通和截止。
2.如权利要求1所述的设备，其特征在于，通过连接在所述一个开关晶体管和所述可变增益放大器的输入端间的RC电路，实现所述低通滤波器。
3.如权利要求2所述的设备，其特征在于，
所述采样开关与所述第二开关晶体管同步地开和关操作；以及
所述低通滤波器连接到所述第二节点，由此，所述采样表示所述第二开关晶体管两端的电压。
4.如权利要求2所述的设备，其特征在于，
所述采样开关与所述第一开关晶体管同步地开和关操作；以及
所述低通滤波器连接到所述输入节点，由此，所述采样表示所述第一开关晶体管两端的电压。
5.如权利要求1所述的设备，其特征在于，通过选择所述可变增益放大器的增益带宽，实现所述低通滤波器。
6.如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述采样开关与所述第二开关晶体管同步地开和关操作。
7.如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述采样开关与所述第一开关晶体管同步地开和关操作。
8.如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述采样开关由所述驱动电路操作。
9.如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述第一和第二开关晶体管是MOSFET。
10.如权利要求1所述的设备，其特征在于，除所述串联电感器和所述输出电容器外的整个设备均包括在多芯片组件中。
11.如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述整个设备均包括在多芯片组件中。
12.如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述读出电路封装在与所述设备的其余部分分开的组件中。
13.如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述可变增益放大器是跨导放大器。
14.如权利要求1所述的设备，进一步包括延迟电路，用来在导通所述一个开关晶体管的时间和导通所述采样开关的时间间提供预定小的延迟。
15.如权利要求1所述的设备，其特征在于，
所述读出电路、驱动电路以及第一和第二开关晶体管均组装为多芯片组件；以及
所述设备进一步在所述多芯片组件内包括热敏设备，用来改变所述可变增益放大器的增益以便当其处于导电状态时，补偿所述一个开关晶体管的电流通路的电阻中的温度相关变化。
16.如权利要求15所述的设备，其特征在于，所述热敏设备是二极管。
17.如权利要求15所述的设备，其特征在于，
所述开关晶体管是MOSFETS；以及
所述热敏设备用来与所述一个MOSFET中的RDS-ON的温度相关变化成比例地改变所述可变增益放大器的增益。
18.如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述读出电路、所述驱动电路、以及所述第一和第二开关晶体管均组装为多芯片组件；以及
所述设备进一步在所述多芯片组件中包括压敏设备，用于当其处于由所述驱动电路提供的控制信号的电压的变化引起的导电状态中时，改变所述可变增益放大器的增益以补偿所述一个开关晶体管的电流通路的电阻中的变化。
19.如权利要求1所述的设备，其特征在于，设置所述可变增益放大器的增益以便当其处于导电状态时，为流过所述一个开关晶体管的预定电流提供预定输出信号以补偿当其处于由分量到分量变化引起的导电状态中时，补偿在所述一个开关晶体管的电流通路的电阻中的变化。
20.如权利要求1所述的设备，其特征在于，
所述第一和第二开关晶体管是MOSFETS；以及
设置所述可变增益放大器的增益以便向流过所述一个MOSFET的沟道的预定电流提供预定输出信号以补偿由分量到分量变化引起的所述一个MOSFET的RDS-ON中的变化。
21.一种提供改进的电流共用的多相位同步降压转换器，包括：
多个单相位降压转换器级，每级包括：
连接在输入节点和第一节点间的第一开关晶体管；
连接在所述第一节点和第二节点间的第二开关晶体管；
连接在所述第一或第二节点与输出节点间的串联电感器；
连接在所述输出节点和所述第二节点间的电容器，
所有所述单个转换器级的输出节点连接在一起以便向由所有所述转换器级驱动的负载提供输出电流；
驱动电路，用来根据可变占空比，使所述第一和第二开关晶体管导通和截止，从而调整所述输出节点处的电压；以及
读出电路，用来生成表示由那个转换器级提供的输出电流的输出信号；
主控制器，用来根据来自所述多相位转换器的反馈电压和表示所述输出节点处的所需电压的参考信号间的差值，按用于所述单个转换器级的所述开关晶体管的预定相位关系，提供占空比控制信号；
其特征在于，包括：
耦合在所述主控制器和用于每个转换器级的驱动电路间的占空比微调控制器；以及
电流共用控制器，向所述占空比微调控制器提供控制信号，所述控制信号表示所述各个级的输出电流和反映基本上相等的级电流的所需电流输出间的差值；
占空比微调控制器响应所述控制信号来修改用于所述转换器级的所述占空比控制信号以基本上使所述转换器级的输出电流相同。
22.如权利要求21所述的设备，其特征在于，所述电流共用控制器包括：
与每个转换器级有关的放大器，每个放大器具有：
连接到用于相关转换器级的所述读出电路的输出的第一输入端；
第二输入端，通过电阻器连接到所述第一输入端，以及还连接到提供表示用于所有转换器级的输出电流的平均值的信号的电流共用总线；
放大器，用来提供表示在它们的各自的第一和第二输入端间的差值的输出信号以便分别控制所述占空比微调控制器的输入端；
所述占空比微调控制器用来根据各自的放大器输出信号，调整所述转换器级的开关晶体管的占空比以便基本上使由所述转换器级提供的输出电流相等。
23.如权利要求21所述的设备，其特征在于，所述电流共用控制器包括：
与每个转换器级有关的放大器，每个放大器具有：
连接到用于相关转换器级的所述读出电路的输出的第一输入端；
第二输入端，通过二极管连接到所述第一输入端，以及还连接到提供表示用于所有转换器级的输出电流的最小值的信号的电流共用总线；
放大器，用来提供表示在它们的各自的第一和第二输入端间的差值的输出信号以便分别控制所述占空比微调控制器的输入端；
所述占空比微调控制器用来根据各自的放大器输出信号，调整所述转换器级的开关晶体管的占空比以便基本上使由所述转换器级提供的输出电流相等。
24.如权利要求36或38所述的设备，其特征在于，所述放大器、连接所述放大器的所述第一和第二输入端的部件以及用于每个转换器级的占空比微调电路与所述第一和第二开关晶体管和用于每个转换器级的驱动电路一起组装在各自的多电路组件中。
25.如权利要求21所述的设备，其特征在于，所述电流共用控制器包括：
与每个转换器级有关的放大器，每个放大器具有：
连接到用于相关转换器级的所述读出电路的输出的第一输入端；
第二输入端，通过二极管连接到所述第一输入端，以及还连接到提供表示用于所有转换器级的输出电流的最大值的信号的电流共用总线；
放大器，用来提供表示在它们的各自的第一和第二输入端间的差值的输出信号以便分别控制所述占空比微调控制器的输入端；
所述占空比微调控制器用来根据各自的放大器输出信号，调整所述转换器级的开关晶体管的占空比以便基本上使由所述转换器级提供的输出电流相等。
26.如权利要求23或25所述的设备，其特征在于，所述电流共用总线上的信号提供为所述主控制器的反馈信号。
27.如权利要求21、23、25或38的任何一个所述的设备，其特征在于，所述微调电路用来有选择地延迟由所述主控制器提供的输入占空比控制信号的前沿，因此，缩短所述第一开关晶体管的导通时间。
28.如权利要求21、23、25或38的任何一个所述的设备，其特征在于，所述微调电路用来有选择地延迟由所述主控制器提供的输入占空比控制信号的后沿，因此，增加所述第一开关晶体管的导通时间。
29.如权利要求21或22所述的设备，其特征在于，所述占空比微调控制器包括：
用于每个转换器级的占空比微调电路，每个占空比微调电路包括：
连接到与那级有关的放大器的输出端的控制输入端；
连接到所述主控制器的相位有关的输出的一个的信号输入端；以及
连接以控制用于那级的驱动电路的输出端。
30.如权利要求21所述的设备，其特征在于，将表示所需级输出电流的信号提供为所述主控制器的反馈信号。
31.一种提供功率损耗平衡的多相位同步降压转换器，包括：
多个单相位降压转换器级，每级包括：
连接在输入节点和第一节点间的第一开关晶体管；
连接在所述第一节点和第二节点间的第二开关晶体管；
连接在所述第一或第二节点与输出节点间的串联电感器；
连接在所述输出节点和所述第二节点间的电容器，
所有所述单个转换器级的输出节点连接在一起以便向由所有所述转换器级驱动的负载提供输出电流；
驱动电路，用来根据可变占空比，使所述第一和第二开关晶体管导通和截止，从而调整所述输出节点处的电压；以及
读出电路，包括可变增益电流读出放大器，用来当其导电时，确定通过所选择的所述开关晶体管的一个的电流，由此生成表示由那个转换器级提供的输出电流的输出信号；以及
主控制器，用来根据来自所述多相位转换器的输出电压和表示所述输出节点处的所需电压的参考信号间的差值，按用于所述单个转换器级的所述开关晶体管的预定相位关系，提供占空比控制信号；
预定每个转换器级中的电流读出放大器的增益以便来自所有放大器的输出信号基本上相等，由此通过使用变动电流读出增益调整所述输出电流来平衡所有转换器级中的功率损耗，以便补偿所选择的开关晶体管的导电通路电路中的变化。
32.如权利要求31所述的设备，其特征在于，根据所选择的开关晶体管的导电通路电阻的实际值和在所述转换器级中采用的类型的开关晶体管的导电通路的电阻的平均值RAV间的差值，预定所述电流读出放大器的增益。
33.如权利要求31所述的设备，其特征在于，根据下述关系，预定所述电流读出放大器的增益：
A I = ( 1 + ( R DS - I - R AV ) 2 R AV ) * A 0
其中，AI是用于第I转换器级的放大器增益，A0是额定设计增益值，RDS-I是第I转换器级中所选择的开关晶体管的导电通路的实际电阻，RAV是用在所述转换器级中的类型的开关晶体管的导电通路的电阻的平均值。
34.如权利要求31所述的设备，其特征在于，
所述开关晶体管是MOSFETS；以及
根据各个选择的MOSFETS的实际RDS-ON值和用在所述转换器级的类型的MOSFETS的RDS-ON的平均值RAV间的差值，预定所述电流读出放大器的增益。
35.如权利要求31所述的设备，其特征在于，
所述开关晶体管是MOSFETS；
根据下述关系，预定所述电流读出放大器的增益：
A I = ( 1 + ( R DS - I - R AV ) 2 R AV ) * A 0
其中，AI是用于第I转换器级的放大器增益，A0是额定设计增益值，RDS-I是第I转换器级中所选择的MOSFET的实际RDS-ON，RAV是用在所述转换器级中的类型的MOSFET的RDS-ON的平均值。
36.如权利要求32-35的任何一个所述的设备，其特征在于，RAV是由历史产品测试数据统计确定的。
37.如权利要求31所述的设备，其特征在于，所选择的开关晶体管是第二开关晶体管。
38.一种用于在多相位同步降压转换器中提供平衡功率损耗的方法，所述多相位同步降压转换器包括具有连接在一起以提供输出电流的输出的多个单相位降压转换器级，每级包括向输出节点提供输出电流的第一和第二开关晶体管、连接到所述输出节点的串联电感器和并联电容器、根据可变占空比，使所述第一和第二开关晶体管导通和截止，调整所述输出节点处的电压的驱动电路，以及包括可变增益电流读出放大器的读出电路，主控制器，用来根据来自所述多相位转换器的输出电压和表示所述输出节点处的所需电压的参考信号间的差值，按用于所有转换器级的所述开关晶体管的预定相位关系，提供占空比控制信号；
所述方法包括步骤：
预定每个转换器级中的电流读出放大器的增益以便当其处于导电状态时，响应通过所选择的所述开关晶体管的一个的预定校准电流，均提供基本上相等的输出；以及
当它们导电时，确定通过所述各个选择的开关晶体管的电流以便生成表示由各个转换器级提供的输出电流的电流读出放大器输出信号。
39.如权利要求38所述的方法，其特征在于，根据所选择的开关晶体管的导电通路电阻的实际值和在所述转换器级中采用的类型的开关晶体管的导电通路的电阻的平均值RAV间的差值，预定所述电流读出放大器的增益。
40.如权利要求39所述的设备，其特征在于，RAV是由历史产品测试数据统计确定的，以及通过测量所述各个导电通路两端的压降，确定所述导电通路电阻的实际值。
41.如权利要求38所述的设备，其特征在于，根据下述关系，预定所述电流读出放大器的增益：
A I = ( 1 + ( R DS - I - R AV ) 2 R AV ) * A 0
其中，AI是用于第I转换器级的放大器增益，A0是额定设计增益值，RDS-I是第I转换器级中所选择的开关晶体管的导电通路的实际电阻，RAV是用在所述转换器级中的类型的开关晶体管的导电通路的电阻的平均值。
42.如权利要求38所述的设备，其特征在于，
所述开关晶体管是MOSFETS；以及
根据各个选择的MOSFETS的实际RDS-ON值和用在所述转换器级的类型的MOSFETS的RDS-ON的平均值RAV间的差值，预定所述电流读出放大器的增益。
43.如权利要求38所述的设备，其特征在于，
所述开关晶体管是MOSFETS；
根据下述关系，预定所述电流读出放大器的增益：
A I = ( 1 + ( R DS - I - R AV ) 2 R AV ) * A 0
其中，AI是用于第I转换器级的放大器增益，A0是额定设计增益值，RDS-I是第I转换器级中所选择的MOSFET的实际RDS-ON，RAV是用在所述转换器级中的类型的MOSFET的RDS-ON的平均值。
44.如权利要求41-43的任何一个所述的设备，其特征在于，RAV是由历史产品测试数据统计确定的，以及通过测量所述各个导电通路两端的压降，确定RDS-ON的实际值。
45.如权利要求43所述的设备，其特征在于，所选择的MOSFET是第二开关晶体管。
46.一种在输出电流下降期间，具有改进的瞬变响应的同步降压转换器，包括
连接在输入节点和第一节点间的第一开关晶体管；
连接在所述第一节点和第二节点间的第二开关晶体管；
连接在所述第一或第二节点与输出节点间的串联电感器；
连接在所述输出节点和所述第二节点间的电容器，
第一驱动电路，用来根据由表示所述转换器的电压输出知难而进境的差值的误差信号确定的可变占空比，使所述第一开关晶体管导通和截止；
读出电路，用来当用于所述第一开关晶体管的占空比为零时，担任控制信号输出；以及
第二驱动电路，响应所述读出电路的控制信号输出以截止所述第二开关晶体管。
47.如权利要求46的同步降压转换器，其特征在于，
所述第一开关晶体管为连接在所述输入节点和所述第一节点间的串联MOSFET；
所述第二开关晶体管是连接在所述第一节点和所述第二节点间的并联MOSFET；
所述串联电感器连接在所述第一或第二节点与输出节点间；
连接在所述输出节点和所述第二节点间的输出电容器；
所述第一驱动电路用来根据所述可变占空比，使所述串联MOSFET导通和截止；
所述读出电路用来当用于所述串联MOSFET的占空比为零时，提供控制信号输出；以及
所述第二驱动电路响应所述读出电路的控制信号输出以截止所述旁路MOSFET。
48.如权利要求46或47所述的设备，其特征在于：
所述第一驱动电路包括生成具有预定最大和最小值的重复斜坡波形的电路，以及通过将所述误差信号与所述斜坡波形进行比较，生成表示所述可变占空比的信号；以及
当所述误差信号具有比所述斜坡波形的最小值更低的大小时，所述读出电路生成控制信号。
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