CN1647420A - Ofdm－cdma中的发送功率控制方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种OFDM－CDMA中的发送功率控制方法和装置，在通过对多个码元乘以长度与扩频因子相对应的信道化码，生成多个副载波成分，利用对应的副载波分别发送该各个副载波成分的OFDM－CDMA通信系统中进行功率控制，其特征在于，用上述扩频因子的整数倍的数来分割副载波频带，在各分割区间(副载波块)内分配固定的发送功率，并且对每个副载波块分别控制发送功率。

Description

OFDM-CDMA中的发送功率控制方法和装置

技术领域

本发明涉及OFDM-CDMA中的发送通信功率控制方法和发送功率控制装置，尤其涉及以下OFDM-CDMA通信系统中的发送功率控制方法和发送功率控制装置，该OFDM-CDMA通信系统通过对多个码元乘以长度与扩频因子相对应的信道化码(Channelization Code)，生成多个副载波成分，利用对应的副载波分别发送该各个副载波成分。

背景技术

作为下一代移动通信方式，多载波调制方式引人注目。通过使用多载波调制方式，可以实现宽带的高速数据传送，而且，将各副载波设成窄带，可以减少频率选择性衰减的影响。另外，通过使用正交频分复用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式，可以进一步提高频率利用效率，而且，为每个OFDM码元设置保护间隔，可以消除码间干扰的影响。

另外，近年来，多载波CDMA方式(MC-CDMA)的研究盛行起来，正在探讨将其应用于下一代宽带移动通信方式。在MC-CDMA中，通过进行发送数据的串并行转换和频域的正交码扩频，分割成多个副载波来发送。

另外，也对作为MC-CDMA的一种的将OFDM和CDMA组合起来的正交频分复用码分多址(OFDM-CDMA)方式进行了探讨。该方式是：对通过MC-CDMA分割到副载波的信号实施IFFT处理，并进行正交频率复用，由此，提高频率利用效率。

·多载波CDMA方式的原理

多载波CDMA方式的原理如图12所示，由周期为Ts的1个码元的发送数据D生成N个复制数据，利用乘法器l₁～l_N将信道化码、即构成扩频码(正交码)的各码C₁～C_N分别与上述各复制数据相乘，并利用图13(a)所示的频率f₁～f_N的N个副载波，对各相乘结果D·C₁～D·C_N进行多载波传送。以上是对1个码元的发送数据进行多载波传送的情况，但实际上是，将发送数据转换成M个码元的并行数据，对M个码元实施图12所示的处理，使用频率f₁～f_NM的M×N个副载波对M×N个乘法结果进行多载波传送。副载波的总数M×N是(并行序列数M)×(扩频因子N)。另外，通过使用图13(b)所示的频率配置的副载波，可以实现正交频分复用码分多址连接方式(OFDM-CDMA)。

以上，在复制了发送数据之后，对各复制数据乘以信道化码，但也可以采用如下的结构：如图14所示，利用乘法器MP，对每个码元的发送数据分别乘以信道化码C₁、C₂、…、C_N，然后，利用串/并行转换器(S/P转换器)SPC进行S/P转换。另外，实际上是对M个码元进行S/P转换。

·OFDM-CDMA的发送侧(基站)的结构

图15是OFDM-CDMA的发送侧(基站)的结构图。将发送数据转换成由同相成分和正交成分组成的复基带信号(码元)。

第1用户(第1信道)用的扩频部101将第1用户的每个码元的发送数据TA1分别乘以第一用户的信道化码TB1(C₁₁、C₂₁、…、C_N1)，并输出编码后的数据TC1。信道化码TB1具有码元速率的SF倍的码片速率。SF是扩频因子，设SF＝N。

图16表示SF＝4时的输入码元序列TA1和信道化码图TB1、以及它们相乘结果的TC1的关系。以与其他信道的信道化码的相关为0、即正交的方式来选择第1信道的信道化码TB1，其他信道的信道化码TB2、TB3也用同样的方式进行选择。把信道化码TB1～TB3的1个比特叫作码片。作为例子，对TB1、TB2、TB3进行如下设定。

TB1＝1，-1，-1，1

TB2＝1，1，-1，-1

TB3＝1，-1，1，-1

相互的相关为：

相关(TB1，TB2)＝1×1+(-1)×1+(-1)×(-1)+1×(-1)＝0。这样，为了分离多个信道，作为信道化码，使用正交的码图。

功率控制/IFFT部11₁的S/P转换部21对M个码元的N×M个码片序列进行S/P转换。例如，假设M＝8、N＝4，则将图17所示的32码片TD0～TD31转换成并行数据S₀～S_Nc-1(Nc＝N×M)并输出。即，S/P转换部21输出利用副载波f₀～f_Nc-1进行多载波传送的副载波信号S₀～S_Nc-1。该Nc(＝N×M)个副载波信号S₀～S_Nc-1构成OFDM码元。

以上，从扩频部101中输出的码元序列经过S/P转换，在频率(副载波)-时间上以图18所示的方式进行配置。另外，chip₀～chip_Nc-1相当于最初的Nc个副载波信号S₀～S_Nc-1，chip_Nc～chip_2Nc-1相当于接下来的Nc个副载波信号S₀～S_Nc-1。

接下来，构成发送功率控制部22的乘法部22₀～22_Nc-1将加权系数W1₀～W1_Nc-1乘到Nc个副载波信号S₀～S_Nc-1上。即，发送功率控制部22通过加权系数W1₀～W1_Nc-1，对各副载波进行独立的功率控制。该加权系数W1₀～W1_Nc-1的值每经过一定的时间，就根据传输路径和干扰噪声的状态而被更新。

IFFT(Inverse Fast Fourier Transform：快速傅立叶反变换)部23对并行输入的已经经过功率控制的副载波信号实施IFFT处理，P/S转换部24通过并/串行转换(P/S转换)，将IFFT输出转换成时间函数信号TF1，并输出。

其他用户信道也与第1信道一样，在扩频部10₂、10₃中，使用不同的信道化码TB2、TB3对发送数据TA2、TA3进行扩频调制，在功率控制/IFFT部11₂～11₃中，使用加权系数Wij进行发送功率控制、IFF处理，并输出时间函数信号TF2、TF3。另外，导频信道也与用户信道一样，在扩频部10_P中，使用导频扩频码TBP对导频码元TAP进行扩频调制，在IFFT部11_P中进行IFFT处理(不进行功率控制)，并输出时间函数信号TFP。

合成部12对各信道的时间函数TF1、TF2、TF3、TFP进行码复用，DA转换部13将码复用信号转换成模拟信号，上转换(up-conversion)部14在正交调制后，将其上转换为无线频率，并且，进行高频放大，从天线发送出去。

·OFDM-CDMA的接收侧的结构

图19是OFDM-CDMA的接收侧(移动站)的结构图。下转换部30对所接收到的多载波信号实施频率转换处理之后，实施正交解调处理，输出基带信号。AD转换器31将基带信号转换成数字信号，并输入给S/P转换部32、路径搜索部33。S/P转换部32将AD转换输出转换成并行数据，输入给FFT(Fast Fourier Transform：快速傅立叶变换)部34。路径搜索部33为匹配滤波器结构，通过运算第1信道的扩频码和接收信号的相关，决定解扩定时，并将该定时数据输入给用户信道解扩部38、导频信道解扩部39。

FFT部34利用FFT窗口定时进行FFT运算处理，将时域信号转换成Nc(＝N×M)个副载波信号SP₀～SP_Nc-1，信道推断部35利用各个副载波所复用的导频，对每个副载波进行信道推断，信道补偿部36通过将每个副载波的信道推断值CC₀～CC_Nc-1与FFT输出相乘，进行信道补偿(衰减的补偿)。即，信道推断部35利用导频信号，推断各副载波衰减的影响Aexp(jφ)，信道补偿部36通过将(1/A)·exp(-jφ)与发送码元的副载波信号成分相乘，进行衰减补偿。

P/S转换部37将信道补偿后的Nc(＝N×M)个副载波信号转换成串行数据，并输入给用户信道解扩部38、导频信道解扩部39。

用户信道解扩部38、导频信道解扩部39以从路径搜索部33输入的解扩定时，将输入数据序列分别与第1信道的信道化码TB1、导频扩频码TBP相乘，对用户信道码元、控制信道码元进行解调。

·发送功率控制

根据信息通信的基本定理(注水定理)可知：在噪音为非白噪音的情况下，在通信中能够使被正确传送的信息量为最大的发送功率的谱分布是：在将噪声谱视为湖底的地形时，将总发送功率像注入水那样注入了时所得到湖的深度。另外，在噪声谱非常大、即噪声的地形比水面高的频率，发送功率＝0。

图20是假定以下情况的以往的根据注水定理对发送功率进行控制的说明图：即假设没有由传送路径导致的发送波的衰减等、用与发送功率的分布相同的接收功率的功率分布进行接收，每个载波的干扰噪声不固定。NP是噪声谱，SP是基于注水定理的发送功率谱，P是不进行功率控制时的发送功率。另外，在图20中，发送功率谱SP的积分值为总发送功率，TOP为水面，距离水面的深度为发送功率谱SP。

在以往的OFDM系统中，相邻的副载波收发相互独立的信息。因此，通过对每个副载波分别进行发送功率的控制，使副载波间的加权系数Wij产生差，由此，即使副载波间的功率分布产生了不同，也不会有什么问题。

但是，在将该每个副载波的发送功率控制应用于OFDM-CDMA方式的通信系统中时，会使信道化码的正交性劣化，从而使质量劣化。参照图21，对以往的功率控制的正交性劣化进行说明。如果不进行功率控制，则如(a)所示，由于各副载波的功率相同，所以，信道化码A、B的相关为0，保持正交性。实际上，设信道化码A、B为：

CODE-A＝-1，+1，-1，+1

CODE-B＝-1，+1，+1，-1

，则相关为：

(-1)×(-1)+1×1+(-1)×1+1×(-1)＝0

但是，如果像以往的功率控制那样，对各副载波进行功率控制，则会破坏正交性。例如，如图(b)所示，设信道化码A、B为：

CODE-A＝-1，+1，-2，+2

CODE-B＝-1，+2，+1，-2

，则相关为：

(-1)×(-1)+1×2+(-2)×1+2×(-2)＝-3

正交性被破坏。

如上所述，如果在OFDM-CDMA系统中使用以往的对每个副载波分别进行功率控制的方式，则会使信道化码的正交性劣化，所以导致了通信质量的劣化。

发明内容

本发明的目的在于提供一种即使在OFDM-CDMA系统中使用，也能保持信道化码的正交性，防止通信质量劣化的发送功率控制方法和发送功率控制装置。

本发明是OFDM-CDMA通信系统中的功率控制方法和功率控制方法，该OFDM-CDMA通信系统通过对多个码元乘以长度与扩频因子相对应的信道化码，生成多个副载波成分，利用对应的副载波分别发送该各个副载波成分，用扩频因子的整数倍的数来分割副载波频带，在各分割区间(副载波块)内，分配固定的发送功率，并且控制每个副载波块的发送功率。

控制发送功率的第1方法为：发送信号功率在传输路径中发生衰减和相位变化而乘以γ时，对每个副载波，求出所推断的干扰功率N除以传输路径的系数γ得到的值N/γ和发送功率的总和为定值的发送功率值，根据各副载波的上述发送功率值，算出副载波块的平均发送功率，根据该平均发送功率，控制各副载波块的发送功率。

控制发送功率的第2方法为：控制副载波块的发送功率使得该副载波块的平均接收信噪比固定。

根据以上所述，可以保持信道化码的正交性，从而可以防止通信质量的劣化。

附图说明

图1是第1实施例的OFDM-CDMA通信系统中的基站的结构图。

图2是加权系数计算部的结构图。

图3是本发明的发送功率控制的发送功率说明图。

图4是加权系数计算部的其他结构图。

图5是第1实施例的OFDM-CDMA通信系统中的移动站的结构图。

图6是电平测定部的结构图。

图7是信道推断部的结构图。

图8是第2实施例的基站的结构图。

图9是第2实施例的移动站的结构图。

图10是第3实施例的基站的结构图。

图11是第3实施例的移动站的结构图。

图12是多载波CDMA方式的原理说明图。

图13是多载波传送、OFDM传送的频率配置说明图。

图14是多载波CDMA方式的其他的原理说明图。

图15是以往的OFDM-CDMA的发送侧(基站)的结构图。

图16表示SF＝4时的输入码元序列TA1和信道化码图TB1、以及它们相乘结果的TC1的关系说明图。

图17是S/P转换说明图。

图18是频率(副载波)-时间(码元)平面上的码片配置图。

图19是以往的OFDM-CDMA的接收侧(移动站)的结构图。

图20是基于注水定理的以往的发送功率控制的说明图。

图21是以往的功率控制的正交性劣化的说明图。

具体实施方式

(A)第1实施例

·基站的结构

图1是第1实施例的OFDM-CDMA通信系统中的基站的结构图，将各用户信道和导频信道的发送数据转换成由同相成分和正交成分组成的复基带信号(码元)。

第1用户(第1信道)用的扩频部50₁将第1用户的各码元TA1乘以第一用户的信道化码TB1(C₁₁、C₂₁、…、C_N1)，并输出编码后的数据TC1。信道化码TB1具有码元速率的SF倍的码片速率。SF是扩频因子，设SF＝N。

功率控制/IFFT部51₁的S/F转换部61对M个码元的N×M个码片序列进行S/P转换。例如，假设M＝8、N＝4，则将32(＝8×4)个码片转换成并行数据S₀～S_Nc-1(Nc＝N×M)并输出。即，S/P转换部61输出利用副载波f₀～f_Nc-1进行多载波传送的副载波信号S₀～S_Nc-1。该Nc(＝N×M)个副载波信号S₀～S_Nc-1构成OFDM码元。

加权系数计算部52利用扩频因子N的整数倍(例如1倍)的数，将副载波频带f₀～f_Nc-1分割成M个副载波块(block)，对每个分割区间(副载波块)分别进行发送功率控制，并且，在副载波块内，向各副载波分配固定的发送功率。即，如果将M个各副载波块的发送功率设成W₁～W_M，则如下决定各副载波的加权系数：

W₁＝W1₀＝W1₁＝…＝W1_N-1

W₂＝W1_N＝W1_(N+1)＝…＝W1_2N-1                 (1)

…………

W_M＝W1_(M-1)N＝W1_(M-1)N+1＝…＝W1_Nc-1

。该加权系数W₁～W_M的值每经过一定的时间，就根据传输路径和干扰噪声的状态而被更新。

构成发送功率控制部62的乘法部62₀～62_Nc-1将从加权系数计算部52输入的加权系数W1₀～W1_Nc-1乘以Nc个副载波信号S₀～S_Nc-1。另外，由于如上所述决定加权系数，因此各副载波块的信道化码数N个的副载波的发送功率相等。

IFFT部63对并行输入的已经经过功率控制的副载波信号实施IFFT处理，P/S转换部64通过并/串行转换(P/S转换)，将IFFT输出转换成时间函数信号TF1，并输出。

其他用户信道也与第1信道一样，在扩频部50₂、50₃中，使用不同的信道化码TB2、TB3对发送数据TA2、TA3进行扩频调制，在功率控制/IFFT部51₂～51₃中，使用加权系数Wij进行发送功率控制、IFF处理，并输出时间函数信号TF2、TF3。另外，导频信道也与用户信道一样，在扩频部50_P中，使用导频扩频码TBP对导频码元TAP进行扩频调制，在IFFT部51_P中进行IFFT处理(不进行功率控制)，并输出时间函数信号TFP。

合成部53对各信道的时间函数信号TF1、TF2、TF3、TFP进行码复用，DA转换部54将码复用信号转换成模拟信号，上转换部55在正交调制后，将其上转换为无线频率，并且，进行高频放大，从天线发送出去。

另外，接收信号通过混合器56输入到下转换部57中，下转换部57对接收到的多载波信号实施频率转换处理，然后实施正交解调处理，输出基带信号。AD转换器58将基带信号转换成数字信号，并输入给解调部59。解调部59实施解调处理，并将从接收侧发送来的各副载波的干扰功率Nij和传输路径的系数γij输入给加权系数计算部52。

·加权系数计算部的结构

图2是加权系数计算部的结构图。

加权系数计算部52用扩频因子的整数倍值(例如N×1)除由Nc(＝M×N)个副载波f₀～f_Nc-1构成的副载波频带，分割成M个副载波块。在图2中，示出了N＝4、M＝8的情况。并且，每个副载波块的发送功率计算部52₁～52₈，首先，利用从接收侧发送来的每个副载波的干扰功率Nij(i是用户信道，j是副载波)和传输路径的系数γij，计算每个副载波的发送功率，接着，利用这些副载波的发送功率，计算副载波块的平均发送功率W₁～W_M。以下，对每个副载波的发送功率wij的计算进行说明。

将权值设为wij来进行发送时，关于副载波j，接收机的接收功率为Pj＝wij×γij。另外，设干扰量为Nij。此时，如果考虑将Pj、Nij用信道γ规范化，则wij＝Pj/γij，Nij/γij。这看起来好像干扰像Nij/γij那样根据信道的变动而变动地被接收，发送功率以发送侧的权值被直接接收。

根据信息通信的基本定理(注水定理)可知：在噪音为非白噪音的情况下，在通信中能够使被正确传送的信息量为最大的发送功率的谱分布是：在将噪声谱视为地形时，像注入水那样将总发送功率注入时得到的湖的深度。

在上述情况下，噪声的地形为Nij/γij，由于注入了水(总发送功率)时的深度是：水面为固定的高度，所以使用常数a，用下述公式表示发送功率分布：

Nij/γij+发送功率＝a＝常数

此处的发送功率wij＝Pj/γij，所以下述公式

Nij/γij+wij＝a

成立。结果，加权系数由下述公式

wij＝a-Nij/γij(wij＜0时，wij＝0)             (2)

决定。为了不使总发送功率发生变化，将权值设为：

$\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{w}_{\mathrm{ij}}=P_t$

则利用下述公式：

$a=\frac{1}{N_c}(P_t+\underset{j=0}{\overset{\mathrm{Nc}-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{N_{\mathrm{ij}}}{{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{ij}}}),$ 可以求出a。

以上，发送功率计算部521～528的副载波发送功率计算部52a～52d根据(2)式，算出N(＝4)个副载波的发送功率，平均部52e将N(＝4)个副载波的发送功率的平均值作为各副载波块的发送功率W₁～W_M而输出。即，设第1副载波块内的N个副载波f₀～f_N-1的发送功率分别为W₁，设第2副载波块内的N个副载波f_N～f_2N-1的发送功率分别为W₂，以下同样，设第M副载波块内的N个副载波f_(M-1)N～f_Nc-1的发送功率分别为W_M。并且，根据(1)式决定各副载波的加权系数W1₁～W1_Nc-1，并输入给功率控制/IFFT部51₁的发送功率控制部62。

·发送功率控制结果

如图3所示，通过像以上那样以信道化码数N(＝4)作为单位来进行发送功率控制，可以保持正交性。例如，即使两个用户信道的信道化码A、B通过各自的发送功率控制变为：

CODE-A＝-1×W₁，+1×W₁，-1×W₁，+1×W₁

CODE-B＝-1×W₁’，+1×W₁’，+1×W₁’，-1×W₁’

，则相关为：

W₁×W₁’×{(-1)×(-1)+1×1+(-1)×1+1×(-1)}＝0，

可以确保正交性。

·加权系数计算部的其他结构

图4是加权系数计算部的其他结构图。不同点是每个副载波的发送功率wij的计算方法，发送信号功率在受到传输路径中的衰减和相位变化而乘以γij时，对每个副载波，求出接收机所推断的干扰功率Nij除以传输路径的系数γij得到的值Nij/γij和发送功率的总和为定值的发送功率值wij。

即，将权值设为wij来进行发送时，关于副载波j，接收机的接收功率为Pj＝wij×γij。另外，如果干扰量为Nij，则接收信噪比为固定值b的权值由下式：

信噪比＝wij×γij/Nij＝b

给出。因此，加权系数wij为

wij＝b×Nij/γij                    (3)

如果将总发送功率设为Pt：

$\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{w}_{\mathrm{ij}}=P_t$

则利用 $b=\frac{P_t}{\underset{j=0}{\overset{\mathrm{Nc}-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{N_{\mathrm{ij}}}{{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{ij}}}}$ 求出b。

以上，发送功率计算部52₁～52₈的副载波发送功率计算部52f～52i根据(3)式，算出N(＝4)个副载波的发送功率，平均部52j将N(＝4)个副载波的发送功率的平均值作为各副载波块的发送功率W₁～W_M而输出。并且，根据(1)式决定各副载波的加权系数W1₁～W1_Nc-1，并输入给功率控制/IFFT部51₁的发送功率控制部62。

·移动站的结构

图5是第1实施例的OFDM-CDMA通信系统中的移动站的结构图，分配有第1用户信道的信道化码。

下转换部71对通过混合器70而接收到的多载波信号实施频率转换处理之后，实施正交解调处理，输出基带信号。AD转换器72将基带信号转换成数字信号，并输入给S/P转换部73、路径搜索部74。S/P转换部73将AD转换输出转换成并行数据，输入给FFT部75。路径搜索部74为匹配滤波器结构，运算第1信道的扩频码和接收信号的相关，决定解扩定时，并将该定时数据输入给用户信道解扩部80、导频信道解扩部81。

FFT部75在FFT窗口定时进行FFT运算处理，将时域信号转换成Nc(＝N×M)个副载波信号SP₀～SP_Nc-1，电平测定部76利用复用在各副载波上的导频信号，算出各副载波的希望信号功率和干扰功率Nij。

另外，信道推断部77利用各个副载波所复用的导频，对每个副载波进行信道推断，信道补偿部78通过将每个副载波的信道推断值γij(I＝1，j＝Nc-1)与FFT输出相乘，进行信道补偿。

P/S转换部79将信道补偿后的Nc(＝N×M)个副载波信号转换成串行数据，并输入给用户信道解扩部80、导频信道解扩部81。

用户信道解扩部80、导频信道解扩部81在从路径搜索部74输入的解扩定时，将输入数据序列分别与第1信道的信道化码TB1、导频扩频码TBP相乘，对用户信道码元、控制信道码元进行解调。

功率控制用的控制信息生成部82将从电平测定部76、信道推断部77输入的各副载波的信道推断值γij和干扰功率Nij以适合发送的形式输出。在移动站到基站的上行链路中由于配备了两种信道(专用物理数据信道DPDCH和专用物理控制信道DPCCH)，所以，时间复用部83利用时间分割，将导频码元、功率控制用的控制信息(信道推断值γij和干扰功率Nij)、以及其他信息嵌入到该控制信道DPCCH中。

第1数据调制部84对控制信道DPCCH的数据实施BPSK调制，第2数据调制部85对数据信道DPDCH的数据实施BPSK调制。将声音等用户数据嵌入到数据信道DPDCH中。

控制信道的第1扩频部86利用与数据信道的相关低的扩频码，对控制信息进行扩频，数据信道的第2扩频部87利用与控制信道的相关低的扩频码，对用户数据进行扩频。合成部88对扩频后的数据信道和控制信道进行复用，上转换部89进行RF处理(带宽限制、功率放大、上转换)并发送。

图6是电平测定部76的结构图，只示出了一个副载波。

信号点位置变更部76a取得I-jQ复平面中的接收导频信号的T成分、Q成分的绝对值，将该接收导频信号转换成I-jQ复平面的第1象限信号。块平均部76b运算N个码元的接收导频信号的平均，功率化部76c通过对平均值的I、Q轴成分进行平方求和，输出规定副载波的希望信号功率。

另一方面，导频码图生成部76d输出I-jQ复坐标系中的理想导频码元点的位置向量(已知)，复共轭部76e输出该位置向量的复共轭，乘法部(误差向量部)76f运算实际的接收导频码元的位置向量和理想导频码元的复共轭，运算实际导频码元的位置向量和理想导频码元的位置向量的误差向量。误差功率运算部76g通过运算误差向量的各轴成分的平方，来运算接收功率的分散(误差向量功率)，平均值运算部76h运算N个码元的误差功率的平均值，并输出干扰功率Nij。

图7是信道推断部77的结构图，只示出了一个副载波。

导频码元图生成部77a输出I-jQ复坐标系中的理想导频码元点的位置向量(已知)，复共轭部77b输出该位置向量的复共轭，乘法部77c运算实际的接收导频码元的位置向量和理想导频码元的复共轭，块平均部77d将乘法部77c的输出进行N个码元的平均，输出信道推断值γij。

(B)第2实施例

在第1实施例中，在基站中运算了副载波块的加权系数W₁～W_M，但在第2实施例中，在移动站侧运算W₁～W_M，将其发送给基站侧，对每个副载波块的发送功率进行控制。

图8是第2实施例的基站的结构图，与第1实施例相同的部分赋予相同符号。与第1实施例的不同点在于，设置了加权系数分配部91来代替加权系数计算部52。加权系数分配部91利用从接收侧发送来的加权系数W₁～W_M，根据(1)式，决定各副载波的加权系数W_1j(j＝0～Nc-1)，并输入给功率控制/IFFT部511的发送功率控制部62。其他的用户信道也一样。

图9是第2实施例的移动站的结构图，与第1实施例相同的部分赋予相同符号。与第1实施例的不同点在于，设置了加权系数计算部92。该加权系数计算部92具备与图2或图4所示的加权系数计算部相同的结构，运算第1用户信道的各副载波块的加权系数W₁～W_M，用控制信道发送给基站。

(C)第3实施例

在第1实施例中，在基站中运算了副载波块的加权系数W₁～W_M，但在第3实施例中，在移动站侧运算W₁～W_M，将算出的加权系数W₁～W_M与当前的加权系数W₁～W_M进行比较，决定加权系数的增减，将增减指示发送给基站侧，对每个副载波块的发送功率进行控制。

图10是第3实施例的基站的结构图，与第1实施例相同的部分赋予相同符号。与第1实施例的不同点在于，设置了加权系数增减部100来代替加权系数计算部52。加权系数增减部100由于被移动站对每个副载波块分别指示加权系数的增减UP/DN，所以将指示了增加UP的副载波块的发送功率(加权系数)增加规定的量，将指示了减少DN的副载波块的发送功率(加权系数)减少规定的量，来运算各副载波块的加权系数W₁～W_M，然后，利用加权系数W₁～W_M，根据(1)式，决定各副载波的加权系数W_1j(j＝0～Nc-1)，并输入给功率控制/IFFT部51₁的发送功率控制部62。其他的用户信道也一样。

图11是第3实施例的移动站的结构图，与第1实施例相同的部分赋予相同符号。与第1实施例的不同点在于，具有决定加权系数的增减并指示给基站的结构。

加权系数计算部92具备与图2或图4所示的加权系数计算部相同的结构，运算第1用户信道的各副载波块的加权系数W₁～W_M(发送功率分布)，并存储到加权系数保存部93中，同时输入给减法部94。减法部94针对每个副载波块，对这次运算的加权系数W₁～W_M(发送功率分布)和存储在保存部93中的当前的发送功率W₁～W_M(发送功率分布)进行比较，增减比特生成部95对每个副载波块，生成如果这次的加权系数大，则指示增加，如果小，则指示减少的比特数据，用控制信道发送给基站。

根据以上说明，可以保持信道化码的正交性，可以防止通信质量的劣化。

以上，对根据注水定理进行功率控制的情况进行说明，但只是一个例子，在进行其他发送功率控制时当然也能使用本发明。

另外，以上，作为扩频因子的整数倍的数，对1倍的数(＝N)的情况进行了说明，但是，即使是大于等于2的整数倍，也能保持信道化码的正交性，可以防止通信质量的劣化。

Claims (12)

1、一种功率控制方法，是OFDM-CDMA通信系统中的功率控制方法，该OFDM-CDMA通信系统通过对多个码元乘以长度与扩频因子相对应的信道化码，生成多个副载波成分，利用对应的副载波分别发送该各个副载波成分，其特征在于，

用上述扩频因子的整数倍的数来分割副载波频带，

在各分割区间即副载波块内，分配固定的发送功率，并且对每个副载波块分别控制发送功率。

2、一种功率控制方法，是OFDM-CDMA通信系统中的功率控制方法，该OFDM-CDMA通信系统通过对多个码元乘以长度与扩频因子相对应的信道化码，生成多个副载波成分，利用对应的副载波分别发送该各个副载波成分，其特征在于，

用上述扩频因子的整数倍的数来分割副载波频带，

获取各分割区间即副载波块的传输路径的状态，

在副载波块内分配固定的发送功率，并且对每个副载波块分别根据上述传输路径的状态控制发送功率。

3、根据权利要求2所述的功率控制方法，其特征在于，

发送信号功率受到传输路径中的衰减和相位变化而乘以γ时，对每个副载波，求出干扰功率N除以传输路径的系数γ得到的值N/γ和发送功率的总和为定值的发送功率值，

根据各副载波的上述发送功率值，算出副载波块的平均发送功率，

根据该平均发送功率，控制副载波块的发送功率。

4、根据权利要求2所述的功率控制方法，其特征在于，

控制副载波块的发送功率使得该副载波块的平均接收信噪比固定。

5、根据权利要求2所述的功率控制方法，其特征在于，

第1收发装置进行每个副载波块的发送功率控制，并向第2收发装置发送发送信号，

第2收发装置推断干扰功率电平和传输路径状态，并将这些信息通知给第1收发装置，

第1收发装置根据从第2收发装置接收到的上述信息，进行每个副载波块的发送功率控制。

6、根据权利要求2所述的功率控制方法，其特征在于，

第1收发装置进行每个副载波块的发送功率控制，并向第2收发装置发送发送信号，

第2收发装置对每个副载波，推断干扰功率电平和传输路径状态，并利用这些推断值决定每个副载波块的发送功率的加权系数，发送给第1收发装置，

第1收发装置根据从第2收发装置接收到的上述加权系数，进行每个副载波块的发送功率控制。

7、根据权利要求2所述的功率控制方法，其特征在于，

第1收发装置进行每个副载波块的发送功率控制，并向第2收发装置发送发送信号，

第2收发装置对每个副载波，推断干扰功率电平和传输路径状态，并利用这些推断值，决定对副载波的发送功率分布，比较该发送功率分布和当前的发送功率分布，将包括对每个副载波块应该增加或减少发送功率在内的发送信息通知给第1收发装置，

第1收发装置根据从第2收发装置接收到的上述增减信息，对每个副载波块分别将发送功率增减固定量。

8、一种发送功率控制装置，是OFDM-CDMA通信系统中的发送功率控制装置，该OFDM-CDMA通信系统通过对多个码元乘以长度与扩频因子相对应的信道化码，生成多个副载波成分，利用对应的副载波分别发送该各个副载波成分，其特征在于，具备：

用上述扩频因子的整数倍的数来分割副载波频带的单元；

发送功率控制部，其在各分割区间即副载波块内分配固定的发送功率，并且对每个副载波块分别控制发送功率。

9、根据权利要求8所述的发送功率控制装置，其特征在于，

具备从接收装置接收传输路径系数γ的单元，该传输路径系数γ表示对每个副载波分别算出的的干扰功率电平和传输路径状态，

上述发送功率控制部具有：

平均功率计算部，对每个副载波，求出干扰功率N除以传输路径系数γ得到的值N/γ和发送功率的总和为定值的发送功率值，算出上述发送功率值的副载波块中的平均值；

乘法部，将该平均值与副载波块的各副载波成分相乘。

10、根据权利要求8所述的发送功率控制装置，其特征在于，

具备从接收装置接收传输路径系数γ的单元，该传输路径系数γ表示对每个副载波分别算出的的接收信号功率电平、干扰功率电平、以及传输路径状态，

上述发送功率控制部具有：

平均功率计算部，对每个副载波，求出接收信噪比为定值的发送功率值，算出上述副载波块中的上述发送功率值的平均值；

乘法部，将该平均值与副载波块的各副载波成分相乘。

11、根据权利要求8所述的发送功率控制装置，其特征在于，具有：

从接收装置接收增减信息的单元，该增减信息指示对每个副载波块应该增加发送功率或减少发送功率，应该增加发送功率或减少发送功率是通过对利用传输路径系数γ所决定的对副载波的发送功率分布、和当前的发送功率分布进行比较决定的，其中，该传输路径系数γ表示对每个副载波分别推断出的表示干扰功率电平和传输路径状态；

增减单元，根据该增减信息，对每个副载波块分别将发送功率增减固定量。

12、根据权利要求8所述的发送功率控制装置，其特征在于，具有：

从接收装置接收利用传输路径系数γ算出的各副载波块的发送功率值的单元，其中，传输路径系数γ表示对每个副载波分别推断出的接收信号功率电平、干扰功率电平、以及传输路径状态；

乘法部，将该发送功率值与副载波块的各副载波成分相乘。

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