CN1637677A - 升降压型电流调节器和升降压型电流调节器的控制方法 - Google Patents

Abstract

提供一种小型、低成本、低损耗、结构简单的升降压型电流调节器。升降压型电流调节器由输入电压生成负载电流，具有：第一串联电路，具有第一开关元件、磁气元件和第二开关元件，被施加上述输入电压；第二串联电路，具有第三开关元件、上述磁气元件、第四开关元件和负载，流过上述负载电流；第三串联电路，具有上述第一开关元件、上述磁气元件、上述第四开关元件和上述负载，被施加上述输入电压；以及开关控制单元，控制上述第一开关元件、上述第二开关元件、上述第三开关元件和上述第四开关元件，以变为使上述第一串联电路中流过电流的第一状态、使上述第二串联电路中流过电流的第二状态和使上述第三串联电路中流过电流的第三状态中的一种状态。

Description

升降压型电流调节器和升降压型电流调节器的控制方法

技术领域

本发明涉及一种升降压型电流调节器和升降压型电流调节器的控制方法，该升降压型电流调节器用于例如便携设备、小型电子装置、电力装置等，它由输入电压而生成负载电流，构成电气变量或磁气变量的调整系统。

背景技术

现有的升降压型转换器由输入电压，生成规定的输出电压(例如，参照非专利文献1和非专利文献2)。另外，现有的升压型电流调节器是在开关周期Ts和开关频率fs固定的情况下工作的，由输入电压而生成规定的负载电流。以下利用图6，对这样的现有升压型电流调节器进行说明。图6是表示现有的升压型电流调节器的结构图。

在图6中，输入电压Vin的负极和负载Load的一端与共通电位GND连接。并且，电感L的一端与输入电压Vin的正极连接，电感L的另一端与开关元件SW2的漏极和二极管D4的正极之间的连接点连接。

此外，开关元件SW2的源极经由电阻RS1，与共通电位GND连接。并且，二极管D4的负极与输出电压Vout和负载Load的另一端连接。

此外，比较器CMP的非反转输入端与开关元件SW2的源极和电阻RS1之间的连接点连接。并且，比较器CMP的反转输入端与电流指令值CMD连接。

设开关元件SW2的源极、电阻RS1和比较器CMP的非反转输入端之间的连接点的电压为电压VS1。电压VS1与电感L的电流iL和开关元件SW2的电流成正比。

控制电路11的输入与比较器CMP的输出CMPO连接，控制电路的输出VG2与开关元件SW2的栅极连接。

以下对图6这样的现有实施例的动作进行说明(未图示)。

首先，当开关元件SW2导通时，二极管D4变为截止。在电感L、开关元件SW2、电阻RS1中流过输入电流Iin。于是，电感L被施加输入电压Vin，从而被励磁。因此，电压VS1呈斜坡状上升。

当电压VS1达到电流指令值CMD时，开关元件SW2从导通变为截止。

接下来，当开关元件SW2截止时，二极管D4变为导通。在电感L、二极管D4、负载Load(输出电压Vout)、电阻RS1中流过输入电流Iin和负载电流Iout。于是，电感L被施加输出电压Vout，从而被复位，放出电感L的能量。

如果开关元件SW2的导通时间和开关元件SW2的截止时间的总和，即开关周期Ts达到规定时间，则开关元件SW2从截止变为导通。

这样，在图6的现有实施例中，在电流模式下，通过开关元件的反复导通/截止，由输入电压Vin生成规定的负载电流Iout。此外，图6的现有实施例是以一定的开关周期Ts工作的。

图7是图6的现有实施例的阶跃响应中电压VS1的波形。以下利用图7，对图6的现有实施例的特性进行详细说明。

在图7中，通过开关元件的导通/截止，电压VS1发生较大变动。因此，图6的实施例的电感L的电流iL中具有较大的脉动电流。

此外，当电流指令值CMD上升时，电压VS1的峰值上升。因此，当电流指令值CMD上升时，电压VS1上升，电流iL上升，负载电流Iout上升。

此外，即使在电流指令值CMD呈阶跃状变化的情况下，电压VS1的峰值也会达到电流指令值CMD，同时达到一定的开关周期Ts，因此图6的现有实施例的电压VS1如图7的波形所示变化。

具体地讲，在电流指令值CMD呈阶跃状变化的情况下，电压VS1暂时以较低的频率变动。然后，该变动逐渐减少。因此，在电流指令值CMD呈阶跃状变化的情况下，电压VS1暂时以较低的频率变化，电流iL暂时以较低的频率变动，负载电流Iout暂时以较低的频率变动。

非专利文献1：Datasheets，LTC3440 Micropower SynchronousBuck-Boost DC/DC Converter，LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION，2001.

非专利文献2：Datasheets，LTC3433 High VoltageStep-Up/Step-Down DC/DC Converter，LINEAR TECHNOLOGYCORPORATION，September 2003.

发明内容

但是，现有的升压型电流调节器存在不能降压的问题。因此，现有的升压型电流调节器存在这样的问题，即不适于输入电压Vin和输出电压Vout的差为正或负的用途(应用)、输入电压Vin和输出电压Vout的差较小的用途。

此外，现有的升压型电流调节器的电感L中流过较大的脉动电流，从而存在损耗较大的问题。并且，由于现有的升压型电流调节器的电感L尺寸大、成本高，所以现有的升压型电流调节器存在尺寸大、成本高的问题。

此外，现有的升压型电流调节器在电流指令值CMD呈阶跃状变化的情况下，负载电流Iout暂时以较低的频率变动，由此可以知道，存在响应特性较差的问题。

此外，现有的电流模式的升压型电流调节器有时需要斜率补偿电路(未图示)，因此该电流调节器存在结构复杂的问题。对于斜率补偿电路，由于是公知技术，这里省略其说明。

本发明的目的在于解决以上说明的问题，提供一种小型、低成本、低损耗、简便的升降压型电流调节器和升降压型电流调节器的控制方法。

此外，本发明的目的在于提供一种使用感应系数小的磁气元件，并且开关频率低、磁气元件的脉动电流小的升降压型电流调节器和升降压型电流调节器的控制方法。

此外，本发明的目的在于提供一种具有良好响应特性的升降压型电流调节器和升降压型电流调节器的控制方法。

实现上述目的的本发明如下所述。

(1)提供一种升降压型电流调节器，由输入电压生成负载电流，其特征在于，具有：第一串联电路，其具有第一开关元件、磁气元件和第二开关元件，被施加上述输入电压；第二串联电路，其具有第三开关元件、上述磁气元件、第四开关元件和负载，流过上述负载电流；第三串联电路，其具有上述第一开关元件、上述磁气元件、上述第四开关元件和上述负载，被施加上述输入电压；以及开关控制单元，其控制上述第一开关元件、上述第二开关元件、上述第三开关元件和上述第四开关元件，以变为使上述第一串联电路中流过电流的第一状态、使上述第二串联电路中流过电流的第二状态和使上述第三串联电路中流过电流的第三状态中的一种状态。

(2)根据(1)所述的升降压型电流调节器，其特征在于，具有：电流检测单元，其检测出流过上述磁气元件的电流；以及比较器，其对上述电流检测单元的检测值和电流指令值进行比较，并输出与比较结果相应的信号，上述开关控制单元根据上述比较器的输出信号进行控制，使得从上述第一状态变为上述第二状态或变为上述第三状态。

(3)根据(2)所述的升降压型电流调节器，其特征在于，具有第一定时器，用于决定上述第三状态的期间。

(4)根据(3)所述的升降压型电流调节器，其特征在于，上述第三状态的期间比上述第一状态的期间和上述第二状态的期间大。

(5)根据(2)所述的升降压型电流调节器，其特征在于，具有第二定时器，用于决定上述第二状态的期间。

(6)根据(5)所述的升降压型电流调节器，其特征在于，上述第二定时器产生延迟时间，该延迟时间是根据上述输入电压和在上述负载上产生的输出电压而决定的。

(7)根据(2)所述的升降压型电流调节器，其特征在于，上述第三开关元件和上述第四开关元件是二极管。

(8)根据(2)所述的升降压型电流调节器，其特征在于，具有：平滑电容器，其用于使在上述负载上产生的输出电压平滑；以及误差放大器，其用于对上述输出电压和基准电压的差值进行放大，输出上述电流指令值的信号。

(9)一种升降压型电流调节器的控制方法，该升降压型电流调节器由输入电压生成规定的负载电流，其特征在于，该控制方法具有以下步骤：磁气元件借助于上述输入电压而被励磁；上述磁气元件借助于基于上述负载电流的输出电压而被复位；以及上述磁气元件借助于上述输入电压和上述输出电压的差值而被励磁或复位。

根据本发明，可以获得以下效果。

根据本发明，可以提供一种在升压和降压任意一种情况下都能动作的升降压型电流调节器。

因此，根据本发明，可以提供一种适合于输入电压和输出电压的差值为正或负的用途的升降压型电流调节器。此外，根据本发明，可以提供一种适合于输入电压和输出电压的差值较小的用途的升降压型电流调节器。

此外，根据本发明，可以提供一种适合于小型、低成本、低损耗、结构简单的升降压型电流调节器和升降压型电流调节器的控制方法。

此外，根据本发明，可以提供一种具有良好响应特性的升降压型电流调节器和升降压型电流调节器的控制方法。

此外，根据本发明，可以提供一种使用感应系数小的磁气元件，并且开关频率低、磁气元件的脉动电流小的升降压型电流调节器和升降压型电流调节器的控制方法。

具体地讲，通过开关控制单元生成第三状态，可以减小磁气元件的脉动电流。

并且，通过使第三状态的期间比第一状态的期间和第二状态的期间大，可以进一步减小磁气元件的脉动电流。

此外，第一定时器简单地形成了第三状态的期间。第二定时器简单地形成了第二状态的期间。并且，电流检测单元、比较器和开关控制单元简单地形成了本发明的升降压型电流调节器，同时提供了良好的控制特性。

此外，通过第二定时器生成基于输入电压和输出电压的延迟时间，可以提供对输入电压的依赖性和对输出电压的依赖性小的升降压型电流调节器。

此外，根据本发明，可以提供一种能生成规定的输出电压，同时噪声小、输出的脉动电流小的升降压型电流调节器。

此外，根据本发明，可以使磁气元件小型化。此外，根据本发明，可以提供一种适用于便携设备、小型电子装置、电力装置的升降压型电流调节器。

附图说明

图1是表示本发明一个实施例的结构图。

图2是图1的实施例中各部分的动作波形。

图3是图1的实施例中电流iL的波形。

图4是图1的实施例的阶跃响应中电压VS1的波形。

图5是表示本发明另一个实施例的结构图。

图6是表示现有的升压型电流调节器的结构图。

图7是图6的现有实施例的阶跃响应中电压VS1的波形。

具体实施方式

以下根据图1，对本发明进行详细说明。图1是表示本发明一个实施例的结构图。图1的实施例的特征是具有：作为第一开关元件的开关元件SW1、作为第二开关元件的开关元件SW2、作为第三开关元件的开关元件SW3、作为第四开关元件的开关元件SW4、作为磁气元件的电感L以及开关控制单元SEQ。

此外，图1的实施例中具有：作为电流检测单元的电阻RS1、比较器CMP、定时器TIM2以及定时器TIM3。

在图1中，开关元件SW1的一端(源极)与输入电压Vin的正极连接。并且，输入电压Vin的负极与共通电位GND连接。

此外，开关元件SW2的一端(源极)经由电阻RS1而与共通电位GND连接。

此外，开关元件SW3的一端(源极)与共通电位GND连接，开关元件SW3的另一端(漏极)与开关元件SW1的另一端(漏极)连接。

此外，开关元件SW4的一端(源极)与输出电压Vout和负载Load的另一端连接，开关元件SW4的另一端(漏极)与开关元件SW2的另一端(漏极)连接。并且，负载Load的一端与共通电位GND连接。负载Load的另一端上被施加负载电流Iout和输出电压Vout。

此外，电感L的一端与开关元件SW1的另一端(漏极)和开关元件SW3的另一端(漏极)之间的连接点连接，电感L的另一端与开关元件SW2的另一端(漏极)和开关元件SW4的另一端(漏极)之间的连接点连接。

此外，比较器CMP的非反转输入端子上被施加开关元件SW2的一端(源极)和电阻RS1之间的连接点的电压。并且，比较器CMP的反转输入端子上被施加电流指令值CMD的电压。比较器CMP对施加在非反转输入端子上的电压值和施加在反转输入端子上的电流指令值CMD的电压进行比较，根据其大小，输出高或低电压信号。该输出信号提供给开关控制单元SEQ。

设开关元件SW2的一端(源极)、电阻RS1和比较器CMP的非反转输入端子之间的连接点的电压为电压VS1。电压VS1与开关元件SW1的电流、电感L的电流iL以及开关元件SW2的电流成正比。

此外，定时器TIM2的触发输入T2ENB和触发输出T2与开关控制单元SEQ连接。并且，定时器TIM2与输入电压Vin和输出电压Vout连接。

此外，定时器TIM3的触发输入T3ENB和触发输出T3与开关控制单元SEQ连接。

此外，开关控制单元SEQ的输入与比较器CMP的输出CMPO连接，开关控制单元SEQ的输出分别与开关元件SW1的控制端子(栅极)、开关元件SW2的控制端子(栅极)、开关元件SW3的控制端子(栅极)、开关元件SW4的控制端子(栅极)连接。

此外，开关元件SW1和开关元件SW4分别由p沟道型MOSFET(p沟道绝缘栅型场效应晶体管)形成。并且，开关元件SW2和开关元件SW3分别由n沟道型MOSFET(n沟道绝缘栅型场效应晶体管)形成。

此外，电阻RS1配置在共通电位GND和开关元件SW2的一端(源极)之间。从而，利用电阻RS1，可以检测出开关元件SW1的电流、电感L的电流和开关元件SW2的电流。

此外，由开关元件SW1、电感L、开关元件SW2和电阻RS1形成第一串联电路，该第一串联电路上被施加输入电压Vin。

由开关元件SW3、电感L、开关元件SW4和负载Load形成第二串联电路，在该第二串联电路中流过负载电流Iout。并且，在负载Load上产生输出电压Vout。

由开关元件SW1、电感L、开关元件SW4和负载Load形成第三串联电路，在该第三串联电路上被施加输入电压Vin。

以下利用图2，对具有以上说明的结构的图1的实施例的动作进行说明。图2是图1的实施例中各部分的动作波形。

图2(a)是开关元件SW2的另一端(漏极)、开关元件SW4的另一端(漏极)和电感L的另一端之间的连接点的电压VD2。图2(b)是开关元件SW1的另一端(漏极)、开关元件SW3的另一端(漏极)和电感L的一端之间的连接点的电压VD1。

此外，图2(c)是开关元件SW4的控制端子(栅极)的驱动电压VG4。图2(d)是开关元件SW2的控制端子(栅极)的驱动电压VG2。图2(e)是开关元件SW3的控制端子(栅极)的驱动电压VG3。图2(f)是开关元件SW1的控制端子(栅极)的驱动电压VG1。

此外，图2(g)是定时器TIM3的触发输出T3。图2(h)是定时器TIM3的触发输入T3ENB。图2(I)是定时器TIM2的触发输出T2。图2(j)是定时器TIM2的触发输入T2ENB。

此外，图2(k)是比较器CMP的输出CMPO。图2(I)是电感L的电流iL。

图1的实施例的动作状态是依次重复作为第一状态的期间S1、作为第二状态的期间S2、作为第三状态的期间S3。并且，开关元件SW1和开关元件SW3彼此互补地导通/截止。开关元件SW2和开关元件SW4彼此互补地导通/截止。

第一，对期间S1进行说明。此时，驱动电压VG1变为低电平、驱动电压VG2变为高电平、驱动电压VG3变为低电平、驱动电压VG4变为高电平，开关元件SW1导通、开关元件SW2导通、开关元件SW3截止、开关元件SW4截止。

此外，触发输入T2ENB变为低电平、触发输出T2变为低电平、触发输入T3ENB变为低电平、触发输出T3变为低电平。

此时，在开关元件SW1、电感L、开关元件SW2、电阻RS1的第一串联电路中流过输入电流Iin。并且，电感L被施加输入电压Vin，从而被励磁。因此，电压VS1呈斜坡状上升。

然后，当电压VS1达到电流指令值CMD时，驱动电压VG1从低电平变为高电平，驱动电压VG2从高电平变为低电平，驱动电压VG3从低电平变为高电平，驱动电压VG4从高电平变为低电平，触发输入T2ENB从低电平变为高电平。然后，期间S1结束，进入期间S2。

设电阻RS1的电阻值为RS1，则此时电流iL的峰值ipk满足以下计算式(1)。

ipk＝CMD/RS1                                (1)

第二，对期间S2进行说明。此时，驱动电压VG1变为高电平、驱动电压VG2变为低电平、驱动电压VG3变为高电平、驱动电压VG4变为低电平，开关元件SW1截止、开关元件SW2截止、开关元件SW3导通、开关元件SW4导通。

并且，触发输入T2ENB变为高电平、触发输入T3ENB变为低电平、触发输出T3变为低电平、输出CMPO变为低电平。

此时，开关元件SW3、电感L、开关元件SW4、负载Load(输出电压Vout)的第二串联电路中流过负载电流Iout。并且，电感L被施加输出电压Vout，从而被复位，放出电感L的能量。因此，电感L的电流iL呈斜坡状下降。

然后，在触发输入T2ENB变为高电平开始经过了规定的时间t2(延迟时间t2)之后，当触发输出T2从低电平变为高电平时，驱动电压VG1从高电平变为低电平，驱动电压VG2保持低电平，驱动电压VG3从高电平变为低电平，驱动电压VG4保持低电平，触发输入T3ENB从低电平变为高电平，触发输入T2ENB从高电平变为低电平。然后，期间S2结束，进入期间S3。

第三，对期间S3进行说明。此时，驱动电压VG1变为低电平、驱动电压VG2变为低电平、驱动电压VG3变为低电平、驱动电压VG4变为低电平，开关元件SW1导通、开关元件SW2截止、开关元件SW3截止、开关元件SW4导通。

并且，触发输入T2ENB变为低电平、触发输出T2变为低电平、触发输入T3ENB变为高电平、输出CMPO变为低电平。

此时，在开关元件SW1、电感L、开关元件SW4、负载Load(输出电压Vout)的第三串联电路中流过负载电流Iout。并且，电感L被施加输入电压Vin与输出电压Vout的差(Vin-Vout)，从而被励磁或复位。因此，电感L的电流iL呈斜坡状变化。

在输入电压Vin比输出电压Vout大(降压模式)时，期间S3中的电流iL呈斜坡状上升。而当输入电压Vin与输出电压Vout相等时，期间S3中的电流iL保持一定。当输入电压Vin比输出电压Vout小(升压模式)时，期间S3中的电流iL呈斜坡状下降。例如，图2的动作波形示出了升压模式。

然后，在触发输入T3ENB变为高电平开始经过了规定的时间t3(延迟时间t3)之后，当触发输出T3从低电平变为高电平时，驱动电压VG1保持低电平，驱动电压VG2从低电平变为高电平，驱动电压VG3保持低电平，驱动电压VG4从低电平变为高电平，触发输入T3ENB从高电平变为低电平。然后，期间S3结束，进入期间S1。

这样，图1的实施例反复进行从期间S1进入期间S2的步骤、从期间S2进入期间S3的步骤、从期间S3进入期间S1的步骤。即，反复进行电感L被输入电压Vin励磁的步骤、电感L被输出电压Vout复位的步骤、电感L被输入电压Vin和输出电压Vout的差励磁或复位的步骤。

开关控制单元SEQ由序列发生器逻辑电路形成，而序列发生器逻辑电路是由异步时序电路构成的，该开关控制单元SEQ对第一～第四开关元件SW1～SW4的导通/截止进行集中控制，从而变为第一状态(期间S1)、第二状态(期间S2)、第三状态(期间S3)中的任意一个状态。

因此，如果使电流指令值CMD为规定的值，则峰值ip变为规定的值，负载电流Iout也变为规定的值，负载电流Iout的平均值Io也变为规定的值。

这样，图1的实施例借助于开关元件SW1、SW2、SW3、SW4的导通/截止，由输入电压Vin生成规定的负载电流Iout。

另一方面，与开关元件SW1、SW2、SW3、SW4的导通/截止相关的开关周期Ts和开关频率fs，作为期间S1的时间t1、期间S2的时间t2、期间S3的时间t3，满足以下的计算式(2)。

Ts＝1/fs＝t1+t2+t3                        (2)

图3(a)是在输入电压Vin和输出电压Vout相等(Vin＝Vout)的情况下，电流iL的波形。图3(b)是输入电压Vin比输出电压Vout大(Vin＞Vout)的情况下，电流iL的波形。

图3(c)是输入电压Vin比输出电压Vout小(Vin＜Vout)并且期间S2为0(t2＝0)的情况下，电流iL的波形。

图3(a)、图3(b)和图3(c)中的期间S3(延迟时间t3)都是规定的时间。

设期间S1中电流iL的变化率为d/dt·iL_(S1)，期间S2中电流iL的变化率为d/dt·iL_(S2)，期间S3中电流iL的变化率为d/dt·iL_(S3)，电感L的感应系数为L，则满足计算式(3)至(5)。

d/dt·iL_(S1)＝Vin/L                    (3)

d/dt·iL_(S2)＝-Vout/L                  (4)

d/dt·iL_(S3)＝(Vin-Vout)/L             (5)

因此，变化率d/dt·iL_(S3)的绝对值比变化率d/dt·iL_(S1)的绝对值小，比变化率d/dt·iL_(S2)的绝对值小。

此外，期间S2和期间S3的电流iL为负载电流Iout。并且，期间S2和期间S3的总和在开关周期Ts中占有较大的比例。

因此，图1的实施例的期间S3抑制了电感L的脉动电流ΔiL。并且，图1的实施例的期间S3将开关频率fs抑制得较低。因此，抑制了图1的实施例中的电感L的铁心损耗。

由此，图1的实施例的电感L可以实现小型、低成本。

以下利用图3的波形，对图1的实施例的动作进行更详细地说明。

例如，使期间S3(时间t3)为规定的值。并且，相对于期间S1(时间t1)和期间S2(时间t2)，使期间S3(时间t3)充分大。例如，使时间t3为时间t1和时间t2的5倍。

并且，期间S3的中央M处的电流iL的值与期间S3中的电流iL的平均值i2相等。并且，平均值i2基于期间S3的初始电流iL的值i1而变化。

此外，将脉动电流ΔiL、输入输出电压差ΔVio、规定的常数k作为参数，定时器TIM2使延迟时间t2变化，以满足计算式(6)，并且定时器TIM3决定延迟时间t3，以满足计算式(7)。

t2＝(1+(Vin-Vout)/ΔVio)·L·ΔiL/Vout    (6)

t3＝L·k·ΔiL/ΔVio                      (7)

此时，时间t2随输入电压Vin增大而增大，并且随输出电压Vout增大而减小。此外，当输入电压Vin和输出电压Vout变化时，由于使时间t2变化，所以期间S3中央M处的电流iL的值保持一定。

在这样的图1的实施例中，如果平均值i2一定，则负载电流Iout的平均值Io也大致保持一定。

由此，图1的实施例中的负载电流的平均值Io对输入电压Vin的依赖性被抑制，并且对输出电压Vout的依赖性也被抑制。

由于电感L的脉动电流ΔiL被抑制，所以图1的实施例的噪声降低，图1的实施例的输出脉动电流和输出脉动电压降低，从而图1的实施例中的电感L的饱和被抑制。

此外，在图1的实施例中，脉动电流ΔiL的有效值被抑制，所以开关元件SW1、开关元件SW2、开关元件SW3、开关元件SW4和电感L的导通损耗变小。因此，开关元件SW1、开关元件SW2、开关元件SW3、开关元件SW4和电感L可以实现小型、低成本、低损耗。

此外，图1的实施例由于能降低开关频率fs，所以能抑制开关的铁心损耗，以及与开关元件SW1、开关元件SW2、开关元件SW3、开关元件SW4的驱动相关的损耗等依赖于频率的损耗。从而，图1的实施例的电感L可以实现小型、低成本、低损耗。

此外，在图1的实施例中，由于可以降低开关频率fs，所以能抑制与电感L的铁心损耗以及开关元件SW1、开关元件SW2、开关元件SW3、开关元件SW4的驱动相关的损耗等依存于频率的损耗。从而，图1的实施例的电感L可以实现小型、低成本、低损耗。

此外，当期间S3比期间S1和期间S2充分大时，负载电流的平均值Io由期间S3的电流iL的平均值i2支配性地决定，所以在实际应用中，可以无视期间S1和期间S2中的电流iL的变动部分。

此外，由于减少了负载电流Iout对输入电压Vin的依赖性和对输出电压Vout的依赖性，负载电流Iout变得稳定，所以图1的实施例提供了一种特别适于便携设备、小型电子装置、电力装置的应用。

图4是图1的实施例的阶跃响应中电压VS1的波形。以下利用图4，对图1的实施例的特性进行详细说明。

在图4中，当电流指令值CMD上升时，电压VS1的峰值也上升。因此，当电流指令值CMD上升时，电压VS1上升，电流iL上升，负载电流Iout上升。

此外，在电流指令值CMD呈阶跃状变化的情况下，电压VS1的峰值变为电流指令值CMD，同时保持规定的延迟时间t2和规定的延迟时间t3，因此图1的实施例的电压VS1如图7的波形所示变化。

具体地讲，在电流指令值CMD呈阶跃状变化的情况下，电压VS1仅在阶跃状变化之后的第一个周期中变动，在阶跃状变化之后的第二个周期之后就不再变动。即，在阶跃状变化之前，电压VS1以开关周期Ts动作，并且仅在阶跃状变化之后的第一个周期中以时间Td动作，在阶跃状变化之后的第二个周期之后以开关周期Ts动作。

因此，图1的实施例具有良好的响应特性。

此外，图1的实施例在本质上不需要相当于现有的电流模式的电流调节器中的斜率补偿电路的结构。因此，图1的实施例的结构简单。

图5是表示本发明另一个实施例的结构图。对于与图1的实施例相同的要素，标以相同的标号，并省略其说明。

图5的发明的特征是具有：作为第三开关元件的二极管D3、作为第四开关元件的二极管D4、平滑电容器Co以及误差放大器EA。

在图5中，二极管D3的正极与共通电位GND连接，二极管D3的负极与开关元件SW1的另一端(漏极)连接。并且，二极管D4的负极与输出电压Vout和负载Load的另一端连接，二极管D4的正极与开关元件SW2的另一端(漏极)连接。

此外，平滑电容器Co与输出电压Vout并联连接。由电阻R1和电阻R2构成的分压器与输出电压Vout并联连接。

此外，误差放大器EA的非反转输入与基准电压Vref连接。误差放大器EA的反转输入与电阻R1和电阻R2之间的分压点连接。误差放大器EA的输出与电流指令值CMD和比较器CMP的反转输入连接。并且，误差放大器EA对与输出电压Vout相关的电压Vout·R2/(R1+R2)与基准电压Vref之间的差值进行放大，输出电流指令值CMD。

以下对这样的图5的实施例的动作进行说明。平滑电容器Co使输出电压Vout平滑。并且，二极管D3和二极管D4对在电感L中感应的电压进行整流。

此外，当电压Vout比规定的电压大时，误差放大器EA的反转输入的电压Vout·R2/(R1+R2)变得比基准电压Vref大，从而误差放大器EA的输出下降，电流指令值CMD下降，比较器CMP的反转输入下降，电压VS1下降，电流iL下降，即开关元件SW1和开关元件SW2的导通期间S1(时间t1)变小，输出电压Vout下降。

当电压Vout比规定的电压小时，误差放大器EA的反转输入的电压Vout·R2/(R1+R2)变得比基准电压Vref小，从而误差放大器EA的输出上升，电流指令值CMD上升，比较器CMP的反转输入上升，电压VS1上升，电流iL上升，即开关元件SW1和开关元件SW2的导通期间S1(时间t1)变大，输出电压Vout上升。

这样，图5的实施例借助于开关元件SW1、SW2的导通/截止，由输入电压Vin生成规定的输出电压Vout。并且，图5的实施例与图1的实施例同样，可以实现小型、低成本、结构简单。

此外，图5的实施例可以使电感L的电流不连续，即可以在电感电流不连续模式下动作。并且，电感电流不连续模式在小负载或无负载的情况下，提供了良好的脉冲动作特性。关于电感电流不连续模式的详细动作，由于是公知技术，所以这里省略其说明。

图5的实施例本质上抑制了开关元件SW1、SW2、SW3、SW4的过电流。并且，图5的实施例抑制了平滑电容器Co的冲击电流。

此外，在前面的例子中，将电阻RS1配置在共通电位GND和开关元件SW2的一端(源极)之间，但作为另一种技术方案，将电阻RS1配置在输入电压Vin和开关元件SW1的一端(源极)之间，也能获得同样的作用和效果。

此外，在前面的例子中，由设置在外部的电阻RS1形成电流检测单元，但作为另一种技术方案，由开关元件内部的导通电阻形成电流检测单元，也能获得同样的作用和效果。

此外，在前面的例子中，由MOSFET形成开关元件，但作为另一种技术方案，由MOSFET以外的半导体元件等形成开关元件，也能获得同样的作用和效果。

此外，在前面的例子中，升降压型电流调节器按照期间S1、期间S2、期间S3、期间S1的顺序变化而生成规定的负载电流，但作为另一种技术方案，升降压型电流调节器也可以按照期间S1、期间S3、期间S2、期间S1的顺序变化而生成规定的负载电流。

如上所述，本发明不限于上述的实施例，在不脱离其本质的范围内，还包含很多变更和变形。

Claims (9)

1.一种升降压型电流调节器，由输入电压生成负载电流，其特征在于，具有：

第一串联电路，其具有第一开关元件、磁气元件和第二开关元件，被施加上述输入电压；

第二串联电路，其具有第三开关元件、上述磁气元件、第四开关元件和负载，流过上述负载电流；

第三串联电路，其具有上述第一开关元件、上述磁气元件、上述第四开关元件和上述负载，被施加上述输入电压；以及

开关控制单元，其控制上述第一开关元件、上述第二开关元件、上述第三开关元件和上述第四开关元件，以变为使上述第一串联电路中流过电流的第一状态、使上述第二串联电路中流过电流的第二状态和使上述第三串联电路中流过电流的第三状态中的一种状态。

2.根据权利要求1所述的升降压型电流调节器，其特征在于，具有：

电流检测单元，其检测出流过上述磁气元件的电流；以及

比较器，其对上述电流检测单元的检测值和电流指令值进行比较，并输出与比较结果相应的信号，

上述开关控制单元根据上述比较器的输出信号进行控制，使得从上述第一状态变为上述第二状态或变为上述第三状态。

3.根据权利要求2所述的升降压型电流调节器，其特征在于，具有第一定时器，用于决定上述第三状态的期间。

4.根据权利要求3所述的升降压型电流调节器，其特征在于，上述第三状态的期间比上述第一状态的期间和上述第二状态的期间大。

5.根据权利要求2所述的升降压型电流调节器，其特征在于，具有第二定时器，用于决定上述第二状态的期间。

6.根据权利要求5所述的升降压型电流调节器，其特征在于，上述第二定时器产生延迟时间，该延迟时间是根据上述输入电压和在上述负载上产生的输出电压而决定的。

7.根据权利要求2所述的升降压型电流调节器，其特征在于，上述第三开关元件和上述第四开关元件是二极管。

8.根据权利要求2所述的升降压型电流调节器，其特征在于，具有：

平滑电容器，其用于使在上述负载上产生的输出电压平滑；以及

误差放大器，其用于对上述输出电压和基准电压的差值进行放大，输出上述电流指令值的信号。

9.一种升降压型电流调节器的控制方法，该升降压型电流调节器由输入电压生成规定的负载电流，其特征在于，该控制方法具有以下步骤：

磁气元件借助于上述输入电压而被励磁；

上述磁气元件借助于基于上述负载电流的输出电压而被复位；以及

上述磁气元件借助于上述输入电压和上述输出电压的差值而被励磁或复位。

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