CN1617384A

CN1617384A - 电介质共振器、电介质滤波器以及无线通信设备

Info

Publication number: CN1617384A
Application number: CN200410092708.0A
Authority: CN
Inventors: 吉川博道; 中山明
Original assignee: Kyocera Corp
Current assignee: Kyocera Corp
Priority date: 2003-11-13
Filing date: 2004-11-11
Publication date: 2005-05-18
Anticipated expiration: 2024-11-11
Also published as: US7271686B2; US20050122192A1; CN1322629C

Abstract

本发明提供一种电介质共振器、电介质滤波器，以及使用该电介质滤波器的无线通信设备。在电介质基板(1)的两面上配置上部电极(4a)、下部电极(4b)，且在其内部的内部金属导电层(2)上形成共振开口部(3)，从而制作电介质共振器。排列多级该电介质共振器，由通孔导体列(5)构成的叠层型波导管(6)进行信号的输入输出，从而制作电介质滤波器。该电介质滤波器可以大大提高共振频率、简化制造工序，且实现低成本的设计精度，简化制造工序。由此，本发明能够提供一种能大大提高共振频率的设计精度的电介质共振器、电介质滤波器，以及电介质滤波器以及使用该电介质滤波器的无线通信设备。

Description

电介质共振器、电介质滤波器以及无线通信设备

技术领域

本发明涉及在毫米波带中利用的电介质共振器、电介质滤波器以及使用该电介质滤波器的无线通信设备。

背景技术

近年来，人们进行着有关在毫米波带中无线LAN等的通信系统的研究，且使用于该领域的无源元件的研究也盛行了起来。以往，作为适用于毫米波带的叠层型电介质共振器，提出了如图18(a)、图18(b)所示的具备矩形叠层型波导管结构的电介质共振器。该电介质共振器备有叠层多个电介质层的电介质基板1、和与电介质基板1接触配置的下部导体4b以及上部导体4a、和具备配置于该电介质基板1内层的矩形共振开口部3的导体2、和连接下部导体4b和上部导体4a的通孔导体5。通过用所述通孔导体5包围共振开口部3，构成电介质共振器。共振模式是在下部导体4b以及上部导体4a上产生垂直电场的TE₁₀模式。该结构与以往的波导管结构相比，可实现小型化。

另外，通过用通孔导体的膜片接通所述电介质共振器的输入输出端子和电介质共振器，可以构成带有输入输出部的叠层型电介质滤波器。另外，通过用通孔导体的膜片接通多个结构相同的电介质共振器，可以实现电介质共振器之间的耦合。

另外，作为利用于毫米波带的具备空洞的类型的电介质共振器，已提出了TE₀₁₀模式电介质共振器。如图19所示，该电介质共振器在被金属导体4a、4b包围的空间的中央部配置有电介质基板1。电介质基板1的上部和下部以接触电介质基板1的方式配置有导体板2a、2b，且导体板2a、2b上以露出电介质的一部分的方式设置有圆形的共振开口部3a、3b。该电介质共振器利用于毫米波带用的滤波器。

然而，毫米波带中的无源元件的问题是小型化和低成本化。

如果将使用微波带大量生产的技术应用于毫米波带，则由于部件小，会出现加工精度不对应于小尺寸的问题。其结果部件的单价提高了。

举例所述的使用于毫米波带的叠层型电介质共振器(图18)的情况下，在通孔导体5的配置发生偏差，则共振频率也可能偏离设计值。该共振频率的变化成为制作电介质滤波器时的设计误差。因此有必要在电介质共振器上以良好的精度配置通孔导体。因而，很难无调整且以良好的成品率制作，其结果产生了成本过高的问题。

举例具有所述空洞的类型的电介质共振器(图19)的情况下，如果共振开口部3a、3b的轴产生偏差，则共振频率也可能偏离设计值。该共振频率的变化成为制作滤波器时的设计误差。可以预想，共振开口部越小，则对于上下的共振开口部的轴偏差的，偏离共振频率的设计值的偏差变得越大。

发明内容

本发明鉴于以上的事实，其目的在于提供一种能大大提高共振频率的设计精度的电介质共振器、电介质滤波器，以及使用该电介质滤波器的无线通信设备。

另外，本发明的另一个目的在于简化制造工序，且实现低成本的电介质共振器、电介质滤波器，以及使用该电介质滤波器的无线通信设备。

本发明者以在配置于下部导体和上部导体之间的电介质基板的内部导电体层上形成共振开口部的方式，构成电介质共振器。

该电介质共振器可以不使用通孔导体而是通过一层的内部导体层和上下导体形成分别的共振空间。由于内部导体层的共振开口部可以通过印刷等技术以良好的精度制作，因此能够实现共振频率的高精度设计，且可以期待加工精度的提高。通过将该电介质共振器设置于多层配线基板或者半导体封装内，特别是在毫米波带中，可以期待实现低成本化、小型化和高性能化。

所述共振开口部的形状可以是圆形。在使用圆形的情况下，可以在共振模式中更容易使用在圆周方向电场环绕的TE₀₁₁模式。

本发明的电介质滤波器，在所述电介质共振器的内部导体层上，设置有多个共振开口部，并具备由通孔导体列形成的叠层型波导管。所述共振开口部以相隔规定间隔并列设置，且所述叠层型波导管的开口端部与所述内部导体层的多个共振开口部中的一个处于相对的位置，并通过所述叠层型波导管进行信号的输入或者输出。

根据该结构，由于电介质共振器在横方向并列排列地形成，因此可以实现高度低的电介质滤波器。另外，由于向电介质滤波器的信号的输入或输出是使用由通孔导体列形成的叠层型波导管而进行的，因此可以实现小型化。

所述共振开口部的形状可以是圆形。在使用圆形的情况下，可以在共振模式中更容易使用在圆周方向环绕电场的TE₀₁₁模式。

所述通孔导体列，随着接近所述共振开口部，以锥状或者喇叭状扩大其开口直径，则可以使所述叠层型波导管和电介质滤波器的共振部之间的电磁耦合更强。

即使所述通孔导体列的开口直径从接近所述内部导体层的共振开口部的位置开始扩大为阶梯状，如同前述，也可以进一步增强所述叠层型波导管和电介质滤波器的共振部之间的电磁耦合。

所述内部导体层的共振开口部、和所述叠层型波导管的开口端部之间，由所述内部导体层仅隔离规定长度，则所述内部导体层的共振开口部可以确保在内部导体层上被封闭的空间，因此可以防止共振器的Q值降低。

另外如果采用所述内部导体层的共振开口部、和所述叠层型波导管的开口端部直接连结的结构，则可以增强所述叠层型波导管、和由所述内部导体层的共振开口部形成的共振部之间的耦合。

另外根据本发明，对于形成有用于制作所述通孔导体列的通孔导体的所述多个导体层、和所述下部导体层、和所述上部导体、和具备所述多个共振开口部的内部导体层，作为一体同时烧制成形，而制造电介质滤波器。制造工序简单，且能以低价格制造电介质滤波器。

另外根据本发明，通过将所述电介质滤波器搭载于无线通信设备上，可以提供低成本、小型、且性能优良的毫米波雷达、无线LAN、热点(hotspot)、专用无线系统等无线通信设备。

本发明者还在配置于下部导体上的电介质基板上形成中间导体层，并在该中间导体层形成共振开口部，且从中间导体层间隔空间配置上部导体，从而构成电介质共振器。

即，本发明的电介质共振器具有以下特征：备有平面状的下部导体、与所述下部导体接触地配置的电介质基板、在电介质基板上接触地配置的中间导体、上部导体；且从所述中间导体到所述上部导体，经由支撑部件隔离而在其间形成空间；且在所述中间导体上形成共振开口部，经由该共振开口部，将所述电介质基板露出在所述空间。

根据该结构，与以往的TE₀₁₀模式电介质共振器相比，可以将其结构简化到不用考虑共振开口部的轴偏离的程度，因此与以往相比，可以更容易地实现电介质共振器的制作。通过使用该电介质共振器，特别是在毫米波带中，可以期待实现低成本化、小型化和高性能化。

所述共振开口部的形状可以是圆形。

在所述电介质共振器中，支撑部件优选筒状导体，例如圆筒状导体，且最好使所述上部导体形成筒状导体的底面的同时，将该筒状导体的开口端接触到包含所述共振开口部的中间导体。根据该结构，在使用的频率下，可以将电波封闭在所述空间中而引起共振。

另外所述电介质共振器的电介质基板，优选具备能够衰减共振频率的高频信号的传播的厚度以及相对介电常数。根据该结构，可以使电磁波不在上下导体间沿横方向传播，即可以使传播模式成截止区域。从而由于电波不横向扩大，因此可封闭电波并引起共振。

另外本发明的电介质滤波器的特征如下：备有平面状的下部导体、与所述下部导体接触地配置的电介质基板、在电介质基板上接触地配置的中间导体、上部导体；且从所述中间导体到所述上部导体，经由支撑部件隔离而在其间形成空间；且在所述中间导体上形成多个共振开口部，经由这些共振开口部，将所述电介质基板露出在所述空间；具备输入高频信号的输入电极和输出高频信号的输出电极。

该结构，在横方向形成多个电介质共振器，并设置输入高频信号的输入电极和输出高频信号的输出电极。根据该结构，由于电介质共振器在横方向并列形成，因此可以用以往的约一半的高度，实现电介质滤波器。

所述共振开口部的形状可以是圆形。

通过将支撑所述中间导体和所述上部导体的支撑部件构成为筒状导体，并将该筒状导体的开口端接触到包含所述共振开口部的中间导体，可以使电介质共振器的周围被导体屏蔽，从而简单地进行电波的封闭。

所述筒状导体可以是例如圆筒状导体。

所述输入电极或者输出电极的至少一方或者两方，可以使用共面线路、波带传输线路、微波带传输线路、层叠波导管、波导管或者非放射性的线路。

通过将所述电介质滤波器搭载于无线通信设备上，可以提供低成本、小型、且性能优良的毫米波雷达、无线LAN、热点、专门无线系统等无线通信设备。

另外，本发明的电介质滤波器的特征如下：备有平面状的下部导体和平面状的上部导体、在所述下部导体上以接触的方式配置的第一电介质基板、在第一电介质基板上接触地配置的第一中间导体、在所述上部导体上以接触的方式配置的第二电介质基板、在第二电介质基板上接触地配置的第二中间导体；且从所述第一中间导体到所述第二中间导体，经由支撑部件隔离而在其间形成空间；且在所述第一和第二中间导体上形成共振开口部，经由这些共振开口部，将所述第一和第二电介质基板露出在所述空间；具备输入高频信号的输入电极和输出高频信号的输出电极。

该结构，在纵方向形成多个电介质共振器，从而可以减小电介质滤波器的横向宽度。

所述共振开口部的形状可以是圆形。

通过采用支撑部件为筒状导体且将该筒状导体的两侧开口端接触到包含所述共振开口部的第一和第二中间导体的结构，可以使电介质共振器的周围被导体屏蔽，从而简单地进行电波的封闭。

所述筒状导体可以是例如圆筒状导体。

所述输入电极或者输出电极的至少一方或者两方，可以使用共面线路、波带传输线路、微波带传输线路、叠层波导管、波导管或者非放射性的线路。

附图说明

图1(a)是表示本发明的TE₀₁₁模式电介质共振器的结构例的俯视截面图。

图1(b)是表示本发明的TE₀₁₁模式电介质共振器的结构例的纵截面图。

图2是表示本发明的电介质滤波器的结构例的俯视截面图(a)和纵截面图(b)。

图3是表示本发明的电介质滤波器的另一个结构例的俯视截面图(a)和纵截面图(b)、(c)。

图4是表示图3的电介质滤波器的尺寸例的侧截面图(a)、俯视截面图(b)和纵截面图(c)。

图5是表示本发明的电介质滤波器的另一个结构例的俯视截面图(a)和纵截面图(b)、(c)。

图6是表示相对于电介质共振器的间隔x的耦合系数k的变化的曲线图。

图7是表示相对于叠层型波导管的开口宽度W的Qe的变化的曲线图。

图8是表示带通电介质滤波器的传输特性的模拟结果的曲线图。

图9是表示本发明的电介质共振器的一例的纵截面图。

图10是表示本发明的电介质共振器、和以往TE₀₁₀模式电介质共振器的，相对于共振开口部直径的共振频率的计算结果的曲线图。

图11(a)是表示本发明的电介质滤波器结构的一例的纵截面图。

图11(b)是表示图11(a)的电介质滤波器的立体图。

图12是表示本发明的电介质滤波器的另一个结构例的纵截面图。

图13是表示本发明的电介质滤波器的又一个结构例的纵截面图。

图14(a)是表示用于模拟的本发明的电介质带通滤波器的结构的侧截面图。

图14(b)是表示用于模拟的本发明的电介质带通滤波器的结构的俯视截面图。

图15是表示相对于电介质共振器的间隔x的耦合系数k12的变化的曲线图。

图16是表示相对于从电介质共振器的圆周部到微波传输带线路的端部的距离y的，Qe的变化的曲线图。

图17是表示图14中带通电介质滤波器的传输特性的模拟结果的曲线图。

图18(a)是表示以往的TE₁₀模式电介质共振器的结构的平面截面图。

图18(b)是表示以往的TE₁₀模式电介质共振器的结构的纵截面图。

图19是表示以往的具有空洞的电介质共振器的结构的纵截面图。

具体实施方式

下面，参照附图，详细说明本发明的实施方式。图1(a)和图1(b)是表示本发明的电介质共振器的结构和电场分布的图。该电介质共振器特别地利用在圆周方向形成电场的TE₀₁₁模式。

图18(a)和图18(b)所示的以往的，使用了通孔导体的单一电介质共振器，采用了TE₁₀模式，如果没有通孔导体，则电磁场会被放射。在本实施例中由以下说明的方式实现共振。

在图1(a)和图1(b)中，在作为底面的下部导体4b上配置叠层多个电介质层的电介质基板1，且在该电介质基板1上配置上部导体4a。在电介质基板1的内部的电介质层上，配置形成有共振开口部3的内部金属导电层2。共振开口部3是圆形，且下部导体4b、上部导体4a、内部金属导电层2相互平行配置。

所述电介质基板1，可以通过例如对于玻璃环氧树脂等有机系电介质基板1，形成由铜箔等导体形成内部金属导电层2而构成；或者通过在陶瓷材料等无机系电介质基板1中配置内部金属导电层2，并与电介质基板1同时烧制而构成。

所述内部金属导电层2，可使用对于玻璃环氧树脂等有机系电介质基板1，用铜箔等导体形成配线导体层的金属导电层；也可以使用在陶瓷材料等无机系电介质基板上，将各种配线导体层与电介质基板同时烧制而形成的金属导电层。

电介质基板1，通过提高介电常数，即使小面积也能获得充足的静电电容，通过缩短带状线的长度，能够使整体结构小型化，因此优选使用相对介电常数ε在4到25这样一个比较高的值的陶瓷材料。另外若使用陶瓷材料，则一般比树脂基板介质损耗低，因此对电介质共振器的高Q化是有效的。

作为所述陶瓷材料，可以是至少一种选自以下物质组中的材料：(1)将Al₂O₃、AlN、Si₃N₄、SiC作为主成分的烧制温度为1100℃以上的陶瓷材料、(2)由金属氧化物的混合物构成的在1100℃以下特别是在1050℃以下烧制的低温烧制陶瓷材料、(3)由玻璃粉末、或者由玻璃粉末和陶瓷填料粉末的混合物构成的在1100℃以下特别是在1050℃以下烧制的低温烧制陶瓷材料。

作为所述(2)的混合物，使用BaO-TiO₂系、Ca-TiO₂系、Mg-TiO₂系等陶瓷材料，且在这些陶瓷材料中适当添加SiO₂、Bi₂O₃、CuO、Li₂O、B₂O₃等辅助剂使用。

作为所述(3)的玻璃组合物，使用至少包含SiO₂且包含Al₂O₃、B₂O₃、ZnO、PbO、碱土金属氧化物、碱金属氧化物等中的至少一种的混合物。具体地说可以举出，SiO₂-Bi₂O₃-RO系、SiO₂-BaO-Al₂O₃-RO系、SiO₂-B₂O₃-Al₂O₃-RO系、SiO₂-Al₂O₃-RO系，以及在这些系中混合ZnO、PbO、Pb、ZrO₂、TiO₂等的组合物。另外，作为玻璃，可以使用即使通过烧制处理也依然是非晶质玻璃的玻璃，或者通过烧制处理可以析出碱金属硅酸盐、石英、方石英、堇青石、莫来石、顽辉石、蠕陶土、钡长石、尖晶石、锌尖晶石、透辉石、钛铁矿、硅锌矿、白云石、透锂长石，以及其取代衍生物的结晶中的至少一种的结晶化玻璃等。

作为所述(3)的陶瓷填料，可以举出选自以下物质组中的至少一种：Al₂O₃、SiO₂(石英、方石英)、镁橄榄石、堇青石、莫来石、ZrO₂、顽辉石、尖晶石、氧化镁、AIN、Si₃N₄、SiC、MgTiO₃、CaTiO₃等的钛酸盐，优选以玻璃20～80质量％、填料20～80质量％的比例混合。

另一方面，由于内部金属导电层2与电介质基板1同时烧制形成，因此对应于形成电介质基板1的陶瓷材料的烧制温度，可采用各种组合。例如，在陶瓷材料是所述(1)的情况下，可适当使用将选自钨、钼、锰、铜中的至少一种作为主成分的导体材料。另外为实现低电阻化，也可以使用铜等的混合物。在陶瓷材料使用所述(2)、(3)的低温烧制陶瓷材料的情况下，可使用将选自铜、银、金、铝中的至少一种作为主成分的低电阻体材料。

为了由低电阻导体形成内部金属导电层2，最好用所述(1)、(2)的低温烧制陶瓷材料形成。

下面，说明该多层基板的具体制造方法。将氧化铝、莫来石、镁橄榄石、氮化铝、氮化硅、玻璃等作为基质，并将公知的烧结助剂或者有助于高介电常数的钛酸盐等化合物添加混合，制作陶瓷生片。

在一片陶瓷生片的表面，形成成为内部金属导电层2的导体层。导体层的形成方法是：将含有所述金属的导体胶涂敷在陶瓷生片表面，或者贴上由所述金属构成的金属箔。另外，在需要形成通孔导体的部位，在陶瓷生片上开通贯通孔，在该贯通孔的内面涂敷导体胶，或者在整个贯通孔中填充导体胶。

叠层所述陶瓷生片，在需要的压力的温度下进行热压接、烧制。

将所述共振开口部3的直径设为Ds。将所述内部金属导电层2和上部导体4a之间的电介质层的厚度设为h1、将所述内部金属导电层2和下部导体4b之间的电介质层的厚度设为h2。将所述电介质层的厚度h1、h2中的大的一方设为h。

电介质层的厚度h以及电介质的相对介电常数ε，选择衰减共振频率中高频信号的值。更详细地说，电介质基板1具有由内部金属导电层2和上部导体4a，以及由内部金属导电层2和下部导体4b夹持的平行平板结构。为了不使电波从平行平板的端部出去，应将平行平板之间设计成满足不传播电波的条件，即应在不超过截止频率fc的频率区域内进行设计。对于以往的微波带，几乎不用进行考虑，但毫米波带由于其使用的频率f高且波长短，因此对于电介质层的厚度h大、且相对介电常数ε高的试样来说，截止频率fc有可能会变得比使用的频率f更低(即电波被传播)。平行平板的截止频率fc，由以下式表示(μ是电介质的相对磁导率)。

fc＝1/2h(με)^-1/2

从而，有必要将电介质层的厚度h、相对介电常数ε的值选择为使截止频率fc高于使用的频率f。即选择为满足以下式。

fc＞f

该电介质共振器利用TE₀₁₁模式，且电场在上部导体4a和下部导体4b的表面变为零，且随着接近电介质基板1的中央而增大。因此，可以用内部金属导电层2的共振开口部3，有效地封住电场，从而能构成Q值高的共振器。

图2(a)是表示本发明的电介质滤波器的结构的一例的俯视截面图。另外，图2(b)是表示本发明的电介质滤波器的纵截面图。

在这些图2(a)、图2(b)中，电介质滤波器具有以下结构：在作为底面的下部导体4b上配置有电介质基板1，在电介质基板1中，设置形成有共振开口部3a、3b的内部金属导电层2，且在电介质基板1的上面配置有上部导体4a。通过调整所述两个共振开口部3a、3b之间的间隔x，设定电介质共振器彼此的耦合系数。

另外，将连接上部导体4a和下部导体4b之间的通孔导体5，以一定间隔配置两列，构成叠层型波导管6。并且将其以使叠层型波导管6的端部仅相离距离E的方式，与所述共振开口部3a和所述共振开口部3b相对设置。通过该叠层型波导管6，进行向电介质滤波器的信号的输入输出。

在以上的结构中，通过将两个电介质共振器的共振频率差设定在规定值，可以构成具有带通滤波器、带阻滤波器等功能的电介质滤波器。另外，还可以在频带外作出衰减极(pole)。

图3是表示本发明的电介质滤波器的另一个结构例的俯视截面图(a)和纵截面图(b)。

图4是表示图3的电介质滤波器的各部分尺寸的侧截面图(a)、俯视截面图(b)和纵截面图(c)。

在该图3、图4中，在电介质基板1的上下配置上部导体4a和下部导体4b，且在电介质基板1内设置具备相隔规定间隔设置的多个共振开口部3a、3b的内部金属导电层2，而这些结构与图2(a)、(b)中相同。

在图3、图4的结构中，为了获得期望的强的耦合，采用了将由通孔导体5构成的叠层型波导管6的开口端部，向共振开口部3a、共振开口部3b的附近扩大的结构。

即，在图3、图4的结构中，经叠层型波导管6的开口端部近处的一定长度E，2列通孔导体5的间隔w，以锥状扩大，直到随着接近共振开口部3a逐渐变成为间隔W。由此，将电场分布在横方向(信号传播方向的垂直方向)扩宽，获得向共振开口部3a的强的电磁耦合。

另外，在叠层型波导管6的开口端部和共振开口部3a的开口之间，经长度e，保留有内部金属导电层2。这是为了形成在俯视下封闭共振开口部3a的空间，从而降低共振的Q值。

图5是表示本发明的电介质滤波器的又一结构例的俯视截面图(a)，以及纵截面图(b)、(c)。

在图5中，也和图3、图4的结构一样，为了获得与输入输出波导部之间的期望的强耦合，采用了将由通孔导体5构成的叠层型波导管6的开口端部，向共振开口部3a、共振开口部3b的附近扩大的结构。

然而，在图3、图4的结构中，2列通孔导体5的间隔w，以锥状扩大，直到随着接近共振开口部3a逐渐变成为间隔W，但是在图5的结构中，离共振开口部3a有一定距离E的靠近位置开始，叠层型波导管6的2列通孔导体5的间隔w就以阶梯状扩大变成了W。由此，将电场分布在横方向(信号传播方向的垂直方向)扩宽，获得向共振开口部3a的强的电磁耦合。

另外，在该图5的结构中，在叠层型波导管6的开口端部和共振开口部3a之间，没有保留内部金属导电层2，而是直接进行了连结。通过调整所述间隔W和长度E，调节耦合量。由此，可以获得虽然共振的Q值稍微减少，但与图3、图4时相比的更强的电磁耦合。

图9是表示本发明的电介质共振器的另外一例的纵截面图。在图9中，电介质共振器具有以下结构：在作为底面的下部导体4b上配置电介质基板1，且在该电介质基板1上设置形成有共振开口部3的导体2，并在导体2的上部，隔离间隔M，配置导体4a。下部导体4b、导体2、导体4a都是圆形，且相互平行地配置。

所述电介质基板1，可以使用例如玻璃环氧树脂等的有机系电介质基板，或者可以使用陶瓷材料等无机系电介质基板。

特别是在使用陶瓷材料时，陶瓷电介质的相对介电常数通常是4到25这样一个比使用树脂基板时高的值，因此可以使电介质层更薄，并有效地对元件进行小型化。另外，在使用陶瓷材料时，一般比使用树脂基板时介质损耗低，因此对滤波器的高Q化是有效的。

所述导体材料是金、银、铜等。

在所述导体2上结合了支撑导体4a的圆筒状部件7。圆筒状部件7也由导体构成。将所述共振开口部3的直径设为Ds，将由导体2、导体4a构成的空洞的直径设为D。将电介质基板1的厚度设为t、共振开口部3的厚度设为g。电介质基板1的厚度t以及相对介电常数ε，选择使共振频率的高频信号衰减的值。更详细地说，电介质基板1具有由导体4b和导体2夹持的平行平板结构。为了不使电波从平行平板的端部出去，应在不超过平行平板的截止频率fc的频率区域内进行设计。对于以往的微波带，几乎不用进行考虑，但对于毫米波带由于其使用的波长短，因此对于电介质基板1的厚度t大，且相对介电常数ε高的试样来说，有时也会超过截止频率fc(即电波被传播)。平行平板的截止频率fc，由以下式表示。

fc＝1/2t(με)^-1/2

从而，有必要将电介质基板1的厚度t、相对介电常数ε的值选择为、使截止频率fc高于使用的频率f。

下面说明本发明的电介质共振器在毫米波带中有效的理由。

该电介质共振器利用TE₀₁₀模式，电场在电介质共振器的下部导体4b的表面成为零，且从这里向上方增大。因此，接触下部导体4b而配置的电介质基板1中所蓄积的TE₀₁₀模式的电场能，就会小于图19所示的以往TE₀₁₀模式电介质基板1中所蓄积的电场能。

图10表示了本发明的电介质共振器和以往TE₀₁₀模式电介质共振器的，共振频率的计算结果。曲线的横轴表示共振开口部3的直径Ds、纵轴表示共振频率。其计算条件如下：空间由空气充满，空间直径D＝6.98mm、空间高度M＝1.95mm、共振开口部厚度g＝0.15mm，电介质基板1的厚度t＝0.5mm，电介质的相对介电常数为10。fa表示本发明的电介质共振器的共振频率、fb表示以往的电介质共振器的共振频率。其结果表明，在相同条件下，本发明的共振频率高。另外，还得出了共振频率fa的曲线与共振频率fb的曲线相比其倾斜更加缓慢的结论。

因此，在同样条件下(相对介电常数、电介质厚度、上部导体的高度M、共振开口部直径Ds等)设计时，本发明的电介质共振器可以设计成与以往的TE₀₁₀模式电介质共振器相比其频率更高，而适合于毫米波带的电介质共振器。如果频率相同，则具有与以往的电介质共振器相比其共振开口部的尺寸Ds更大的优点。另外由于共振频率fa的曲线与共振频率fb的曲线相比其倾斜更加缓慢，因此对于加工时加工误差的要求就不像原来那样苛刻了。

图11(a)是表示本发明的电介质滤波器结构的一例的纵截面图。另外，图11(b)是本发明的电介质滤波器的立体图。

在这些图11(a)、图11(b)中，电介质滤波器具有以下结构：在作为底面的下部导体4b上配置电介质基板1，且在该电介质基板1上设置形成有共振开口部3a、共振开口部3b的导体2，并在导体2的上部，隔离间隔M，配置导体4a。下部导体4b、导体2、导体4a都是长方形，且相互平行地配置。

在所述导体2上结合了支撑导体4a的支撑部件7。支撑部件7既可以是导体也可以是电介质。在支撑部件7是电介质的情况下，其高度M选择在使用的频率下电磁波不在上下导体间沿横方向传播的值，即选择传播模式成截止区域的高度值。

共振开口部3a和共振开口部3b，以能获得共振器彼此间的期望耦合系数的距离x配置。

在将该电介质滤波器应用于毫米波带的情况下，有必要使电介质共振器具备同样共振频率，而由图10的结果可知，在对于共振开口部的设计值Ds的偏差为±1μm的情况下，以往的T₀₁₀模式电介质共振器的共振频率的偏差是±16MHz，而与此相对，本发明的电介质共振器的相应值是±4MHz，从而在尺寸加工精度相同的情况下，可将共振频率的精度改善为比以往更好。因而可以制作特性一致且成品率高的电介质滤波器。

在图12中，在下部导体4b上配置电介质基板1a，且在该电介质基板1a上设置形成有共振开口部3a的导体2a。另外，在上部导体5c上配置电介质基板1b，且在该电介质基板1b上设置形成有共振开口部3b的导体2b。导体2a、2b由支撑部件7支撑。支撑部件7可以是导体也可以是电介质。在电介质的情况下由于没有其自屏蔽效果，因此支撑部件7的高度M选择在使用的频率下电磁波不在上下导体间沿横方向传播的值，即选择传播模式成截止区域的高度值。

两个共振开口部3a，3b中至少一部分相对地配置。

该图12的电介质滤波器具有利用了纵向排列的电介质共振器的结合的结构，且与图11(a)、图11(b)的结构相比，可以减小电介质滤波器的横向宽度。另外，两个共振开口部3a、3b不用像以往图19中的结构那样严格地重叠，而容许有一些尺寸偏差。这一点也是更好的一方面。

图13是表示本发明的电介质滤波器的又一结构例的纵截面图。该结构具有将图11(a)、图11(b)以及图12的电介质滤波器组合的结构，即，在下部导体4b上配置电介质基板1a，且在该电介质基板1a上设置形成有共振开口部3a、共振开口部3b的导体2。而且，在上部导体5c上配置电介质结伴1b，并在该电介质基板1b中，设置形成有共振开口部3c、3d的导体5d。导体4a、4b的周围由支撑部件7支撑，并由此形成共振空间。支撑部件7可以是导体也可以是电介质。在电介质的情况下由于没有其自屏蔽效果，因此支撑部件7的高度M选择在使用的频率下电磁波不在上下导体间沿横方向传播的值，即选择传播模式成截止区域的高度值。

在图13中电介质滤波器的共振开口部，以共振开口部3a，3c的至少一部分彼此相对的方式配置，且以共振开口部3b，3d的至少一部分彼此相对的方式配置。

高频信号从共振开口部3a向共振开口部3c耦合，从共振开口部3c向共振开口部3d耦合，从共振开口部3d向共振开口部3b耦合。由此电介质共振器成为四级滤波器连接。

另外根据图13的电介质滤波器，通过使其持有共振开口部3c向3b的飞越耦合，可以设计在频带外持有极且具备更加急剧的传输特性的滤波器。

以上说明了本发明的实施方式，但本发明的实施并不仅限于所述的方式。例如设置在电介质滤波器的共振器的级数不限于2级，可以是任意级数。另外，共振模式也并不限于TE₀₁₁模式。此外在本发明的范围内可采用各种变换。

<实施例1>

首先最初设计60GHz的单一电介质共振器(图1(a)、图1(b))。使用对于轴对称结构的模式整合法的软件、和アンソフト社制的有限要素法软件HFSS，分别进行了对共振频率以及对Q值的解析。在共振部直径Ds＝3.05mm、内部金属导电层2的厚度u＝0.01mm、电介质基板1的厚度h＝1.81mm的情况下，使用模式整合法则共振频率f0＝60GHz，使用HFSS则f0＝60.3GHz。在HFSS中具有将圆的解释近似为32边形的影响。另外将电极和导体的导电率设为5.8×10⁶S/m、电介质的介质衰耗因数tanδ＝1×10^-3的情况下，单一电介质共振器的Q值的解析，在使用模式整合法时为Q＝840、使用HFSS时为Q＝750。

使用上述单一电介质共振器的尺寸，并根据HFSS，设计了如图4所示的具有中心频率60.3GHz、频带宽600MHz、2级切比雪夫特性的带通电介质滤波器。

在现实中用通孔导体形成叠层型波导管，但在这里由于网孔或者存储器的关系，将使用通孔导体的叠层型波导管的一部分作为通常的波导管进行计算。

首先计算耦合系数K₁₂。其结果，将相对于电介质共振器的间隔x的，耦合系数K₁₂的变化，表示在图6中。由此，x＝0.55mm时，获得了必要的耦合系数K₁₂＝0.012。

接着用HFSS计算了外部Q、Qe。向共振器的信号的输入输出由宽度w、厚度H的叠层型波导管进行，且与共振器的耦合部分构成为如图4(a)所示的e＝0.1mm、E＝1.475mm的喇叭形天线形状。根据所述宽度W调整外部Q。图7中表示了相对于W的Qe变化。由图7获得了W＝2.0mm时的必要Qe＝100。

由以上得到，满足用于电介质滤波器的方法的设计值是电介质共振器间耦合系数K₁₂＝0.012、外部Q、Qe＝100。

最后，边核对电介质滤波器的整合状态，边微调x值，获得W＝2.1mm。

输入通过以上获得的尺寸，使用HFSS，计算了电介质滤波器的传输特性S参数。S参数的计算结果显示于图8。由该结果确认获得了带通电介质滤波器的期望特性，获得了实用化的可能性。

<实施例2>

设想图14(a)、图14(b)所示结构的电介质滤波器，设计了2级最平坦特性带通滤波器。计算使用了アンソフト社制的有限要素法软件HFSS。

信号的输入输出，由宽度w、厚度v的，设计为特性阻抗50Ω的，成上下空气层的微波传输带线路进行。

共振开口部3a、3b的直径Ds＝4.54mm、共振空间的高度M＝1.95mm、共振开口部的厚度g＝0.15mm、电介质基板1的厚度t＝0.5mm、电介质的相对介电常数为10、微波传输带线路宽度w＝0.62mm、厚度v＝0.1mm、电极和导体的导电率为5.8×10⁶S/m。

根据单一电介质共振器导体损耗的Qc成为2600。

满足中心频率60.4GHz、频带宽200MHz的条件的设计值是电介质共振器间耦合系数K₁₂＝0.00166、外部Q、Qe＝420。

首先最初的耦合系数K₁₂的计算由HFSS进行。将相对于电介质共振器的间隔x的，耦合系数K₁₂的变化，表示在图15中。由此，x＝1.52mm时，获得了必要的耦合系数K₁₂＝0.0015。

接着用HFSS计算了外部Qe。将相对于从电介质共振器的圆周部到微波传输带线路端部的距离y的Qe的变化，表示在图16中。由图16获得了y＝0.11mm时的必要Qe＝420。

最后，使获得的尺寸x、y适用于图14(a)、图14(b)的结构，使用HFSS计算滤波器的反射参数S11、传输参数S12。图17表示其结果。根据图17可知，实现了中心频率60.3GHz和频带宽200MHz的带通滤波器。另外在传播区域的两侧形成了衰减极。

Claims

1.一种电介质共振器，其特征是，备有：

平面状的下部导体和平面状的上部导体；

在所述下部导体以及所述上部导体之间接触地配置的、叠层有多个电介质层的电介质基板；

在所述电介质基板内部的至少一层设置的、具有共振开口部的内部导体层。

2.如权利要求1所述的电介质共振器，其特征是：

所述共振开口部是圆形。

3.如权利要求2所述的电介质共振器，其特征是：

共振的模式使用TE₀₁₁模式。

4.一种电介质滤波器，其特征是，备有：

平面状的下部导体和平面状的上部导体；

在所述电介质基板内部的至少一层设置的、具有多个共振开口部的内部导体层；

通过配置于所述电介质基板内的通孔导体列形成的所述叠层型波导管；

其中，所述共振开口部间隔规定的距离并列配置，

所述叠层型波导管的开口端部与设置于所述内部导体层的所述多个共振开口部中的一个相对，

信号的输入或者输出的至少一方或者两方，通过所述叠层型波导管进行。

5.如权利要求4所述的电介质滤波器，其特征是：

所述共振开口部是圆形。

6.如权利要求4所述的电介质滤波器，其特征是：

共振的模式使用TE₀₁₁模式。

7.如权利要求4所述的电介质滤波器，其特征是：

所述通孔导体列的开口直径，随着接近所述内部导体层的共振开口部，以锥状或者喇叭状扩大。

8.如权利要求4所述的电介质滤波器，其特征是：

所述通孔导体列的开口直径，从接近所述内部导体层的共振开口部的位置，以阶梯状扩大。

9.如权利要求4所述的电介质滤波器，其特征是：

所述内部导体层的共振开口部、和所述叠层型波导管的开口端部之间，通过所述内部导体层隔开规定长度。

10.如权利要求4所述的电介质滤波器，其特征是：

所述内部导体层的共振开口部、和所述叠层型波导管的开口端部直接连结。

11.如权利要求4所述的电介质滤波器，其特征是：

对于形成有用于制作所述通孔导体列的通孔的所述多个电介质层、所述下部导体层、所述上部导体、和具备所述多个共振开口部的内部导体层，同时烧制而作为一体成形。

12.一种无线通信设备，其特征是：

搭载了权利要求4中所述的电介质滤波器。

13.一种电介质共振器，其特征是：

备有平面状的下部导体、与所述下部导体接触地配置的电介质基板、与电介质基板接触地配置的中间导体、上部导体；

从所述中间导体到所述上部导体，经由支撑部件隔离而在其间形成空间；

在所述中间导体上形成共振开口部，经由该共振开口部，使所述电介质基板在所述空间露出。

14.如权利要求13所述的电介质共振器，其特征是：

所述共振开口部是圆形。

15.如权利要求13所述的电介质共振器，其特征是：

所述支撑部件是筒状导体，所述上部导体形成筒状导体的底面，同时该筒状导体的开口端接触到包含所述共振开口部的中间导体。

16.如权利要求15所述的电介质共振器，其特征是：

所述筒状导体是圆筒状导体。

17.如权利要求13所述的电介质共振器，其特征是：

所述电介质基板具有能够使共振频率的高频信号的传播衰减的厚度和相对介电常数。

18.如权利要求13所述的电介质共振器，其特征是：

经由所述支撑部件形成的空间，填充有电介质。

19.如权利要求18所述的电介质共振器，其特征是：

填充到所述空间的电介质是空气。

20.一种电介质滤波器，其特征是：

备有平面状的下部导体、与所述下部导体接触地配置的电介质基板、与电介质基板接触地配置的中间导体以及上部导体；

在所述中间导体上形成多个共振开口部，经由这些共振开口部，使所述电介质基板在所述空间露出；

具备输入高频信号的输入电极和输出高频信号的输出电极。

21.如权利要求20所述的电介质滤波器，其特征是：

所述共振开口部是圆形。

22.如权利要求20所述的电介质滤波器，其特征是：

所述支撑部件是筒状导体，且该筒状导体的开口端接触到包含所述共振开口部的中间导体。

23.如权利要求22所述的电介质滤波器，其特征是：

所述筒状导体是圆筒状导体。

24.如权利要求20所述的电介质滤波器，其特征是：

所述输入电极或者输出电极的至少一方或者两方由共面线路、波带传输线路、微波带传输线路、叠层波导管、波导管或者非放射性的线路形成。

25.一种无线通信设备，其特征是：

搭载了权利要求20中所述的电介质滤波器。

26.一种电介质滤波器，其特征是：

备有平面状的下部导体和平面状的上部导体、在所述下部导体上以接触的方式配置的第一电介质基板、在第一电介质基板上接触地配置的第一中间导体、在所述上部导体上以接触的方式配置的第二电介质基板以及在第二电介质基板上接触地配置的第二中间导体；

从所述第一中间导体到所述第二中间导体，经由支撑部件隔离而在其间形成空间；

在所述第一和第二中间导体上分别形成共振开口部，经由这些共振开口部，使所述第一和第二电介质基板在所述空间露出；

具备输入高频信号的输入电极和输出高频信号的输出电极。

27.如权利要求26所述的电介质滤波器，其特征是：

所述共振开口部是圆形。

28.如权利要求26所述的电介质滤波器，其特征是：

所述支撑部件是筒状导体，且该筒状导体的两侧开口端接触到包含所述共振开口部的第一和第二中间导体。

29.如权利要求28所述的电介质滤波器，其特征是：

所述筒状导体是圆筒状导体。

30.如权利要求26所述的电介质滤波器，其特征是：

所述输入电极或者输出电极的至少一方或者两方，由共面线路、波带传输线路、微波带传输线路、叠层波导管、波导管或者非放射性的线路形成。

31.一种无线通信设备，其特征是：

搭载了权利要求26中所述的电介质滤波器。