CN1551406A - 天线双工器及其设计方法、制造方法和通信设备 - Google Patents

天线双工器及其设计方法、制造方法和通信设备 Download PDF

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Abstract

一种天线双工器，包括：发送滤波器、接收滤波器、调整发送侧和接收侧相位特性的移相电路以及与天线相连的连接点，其中(1)在第一滤波器的通频带的预定频率的第一相位和当从连接点向接收滤波器侧看过去时在所述预定频率的第二相位之间的差的绝对值θ1和(2)在接收滤波器的通频带的预定频率的第三相位和当从连接点向所述发送滤波器侧看过去时在所述预定频率的第四相位之间的差的绝对值θ2包括在大于等于100度且小于等于170度的范围内。

Description

天线双工器及其设计方法、制造方法和通信设备
技术领域
本发明涉及一种天线双工器、一种该天线双工器的设计方法、一种该天线双工器(antenna duplexer)的制造方法、一种同向双工器(diplexer)、一种该同向双工器的设计方法、一种该同向双工器的制造方法以及一种通信设备。
背景技术
近年来，随着移动通信的发展，需要包括蜂窝电话的移动通信设备进一步小型化和性能的进一步提高。
通常，如图18所示，用于这种移动通信设备的天线双工器1100具有包括发送滤波器1101、接收滤波器1102、调整发送侧和接收侧的相位的移相电路(phase-shift circuit)1103和1104以及用于连接天线1105的连接点1106的结构。
认为希望能够设计一种传统的天线双工器1100，以便能够实现发送侧和接收侧阻抗的匹配，例如，在发送频带，当从连接点(junctionpoint)1106向发送滤波器1101侧看过去时，阻抗的值处于50Ω附近，而当从连接点1106向接收滤波器1102侧看过去时，阻抗的值接近于尽可能地无限大。在接收频带，根据同样的思路，设计天线双工器1101，以使当从连接点1106向接收滤波器1102侧看过去时，阻抗的值处于50Ω附近，而当从连接点1106向接收滤波器1102(发送滤波器1101)侧看过去时，阻抗的值接近于差不多无限大(例如，见日本专利申请待审公开No.2002-164710(图3等)、6-350305、6-350306以及62-136105，这些申请的公开内容在此被整体合并参考)。图19是示出了处于发送频带的接收滤波器1102侧的阻抗(在本说明书中该阻抗被称作“发送衰减频带的阻抗”)和处于接收频带的发送滤波器1101侧的阻抗(在本说明书中该阻抗被称作“接收衰减频带的阻抗”)在用参考号1201表示的史密斯图中的天线双工器阻抗特性的示意图。图中史密斯图中圆形的粗体实线表示这些发送衰减频带和接收衰减频带的阻抗1201(将其简称为衰减频带阻抗1201)。
注意，在传统设计方法中，把衰减频带的阻抗1201看作是理想的，以便设把阻抗设置为无限大。另外，由于用于发送和接收的衰减频带分别使频率宽度和两个衰减频带的特性在图中重叠，因此该粗体实线具有预定的长度。
另一方面，图20示出了传统的示例，其中试图从与上述传统示例不同的角度来实现适当的阻抗匹配。
在该图所示的传统示例中，设计天线双工器使得接收滤波器1102的发送衰减频带中阻抗1301的相位1301a与发送滤波器1101的接收衰减频带中阻抗1302的相位1302a相对于史密斯图的实轴1303垂直地对称(例如，见“compact integrally-molded dielectric duplexer for1.9GHz band PCS cellular phones”，Takahiro及其它二人，1996年11月7日，电子研究所的研究报告，信息及通信工程师，Shingaku GihoCPM 96-103，55页到60页(3.2.2节，图7等)，该文献的公开内容在此被整体合并参考)。
但是，当采用参考图19所述的传统示例的结构时，由于实际上不能将例如阻抗设置于无限大并且不能使衰减频带的频率具有预定宽度，因此很难在通频带的整个范围内实现足够的匹配。
将参考图21(a)和21(b)进一步说明这一点。
这里，在图21(a)中，分别在发送滤波器通频带的下限、中间及上限频率(fT1＜fT0＜fT2)的各个阻抗在史密斯图中的位置用参考号TfT1、TfT0和TfT2表示。另外，在图21(b)中，分别处于接收滤波器通频带的下限、中间及上限频率(fR1＜fR0＜fR2)的各个阻抗在史密斯图中的位置用参考号RfR1、RfR0和RfR2表示。
调整这些位置，使其位于史密斯图中心位置的附近。设计移相电路，以使在发送滤波器的接收衰减频带1401中频率fR0的阻抗(用参考号TfR0表示)与在接收滤波器的发送衰减频带1402中频率fT0的阻抗(用参考号RfT0表示)各自的相位是0度。但是，通频带和衰减频带具有频率宽度，且在各个频率的阻抗的相位如下所述。在图21(a)中的发送滤波器中，由参考符号TfR1表示的位置的相位是10.6度，而由参考符号TfR2表示的位置的相位是-12.4度。在图21(b)中的接收滤波器中，由参考符号RfT1表示的位置的相位是22.8度，而由参考符号RfT2表示的位置的相位是-13.7度。在衰减频带1401中的所有相位和衰减频带1402中的所有相位都不是0度，即，没有处于开路状态的位置。
另外，考虑图20所示的传统示例，很难设计这种天线双工器，以使史密斯图中多个频率的阻抗的位置完全地对称。
此外，在图19和20中，由于只考虑了衰减频带的阻抗来设计天线双工器，因此天线双工器是否最优以使在多个频率中信号损耗最小是不确定的。
发明内容
由于传统天线双工器的这些问题，提出了本发明，且本发明的目的是提供一种天线双工器、一种该天线双工器的设计方法、一种该天线双工器的制造方法、一种同向双工器、一种该同向双工器的设计方法、一种该同向双工器的制造方法以及一种与传统的示例相比能够减小信号损耗的通信设备。
本发明的第一方面是一种天线双工器，包括：
发送滤波器，用于接收发送信号并使预定通频带的信号通过；以及
接收滤波器，用于接收从天线获得的接收信号并使预定通频带的信号通过，
其中(1)当从连接所述天线的天线端子部分向所述发送滤波器侧看过去时在所述发送滤波器的所述通频带的预定频率的阻抗的第一相位和当从所述天线端子部分向所述接收滤波器侧看过去时在所述预定频率的阻抗的第二相位之间的差的绝对值θ1和/或(2)当从所述天线端子部分向所述接收滤波器侧看过去时在所述接收滤波器的所述通频带的预定频率的阻抗的第三相位和当从所述天线端子部分向所述发送滤波器侧看过去时在所述预定频率的阻抗的第四相位之间的差的绝对值θ2包括在大于等于100度且小于等于170度的范围内。
本发明的第二方面是一种天线双工器的设计方法，所述天线双工器包括(1)发送滤波器，用于接收发送信号并使预定通频带的信号通过；以及(2)接收滤波器，用于接收从天线获得的接收信号并使预定通频带的信号通过，
其中所述天线双工器的设计方法执行所述天线双工器的设计，以使(a)当从连接所述天线的天线端子部分向所述发送滤波器侧看过去时在所述发送滤波器的所述通频带的预定频率的阻抗的第一相位和当从所述天线端子部分向所述接收滤波器侧看过去时在所述预定频率的阻抗的第二相位之间的关系和/或(b)当从所述天线端子部分向所述接收滤波器侧看过去时在所述接收滤波器的所述通频带的预定频率的阻抗的第三相位和当从所述天线端子部分向所述发送滤波器侧看过去时在所述预定频率的阻抗的第四相位之间的关系满足固定规则。
本发明的第三方面是一种天线双工器的制造方法，所述天线双工器具有：发送滤波器，用于接收发送信号并使预定通频带的信号通过；以及接收滤波器，用于接收从天线获得的接收信号并使预定通频带的信号通过，所述制造方法包括：
设计步骤，设计所述天线双工器，以使(1)当从连接所述天线的天线端子部分向所述发送滤波器侧看过去时在所述发送滤波器的所述通频带的预定频率的阻抗的第一相位和当从所述天线端子部分向所述接收滤波器侧看过去时在所述预定频率的阻抗的第二相位之间的关系和/或(2)当从所述天线端子部分向所述接收滤波器侧看过去时在所述接收滤波器的所述通频带预定频率的阻抗的第三相位和当从所述天线端子部分向所述发送滤波器侧看过去时在所述预定频率的阻抗的第四相位之间的关系满足固定规则；以及装配步骤，执行所述所设计的天线双工器的装配。
本发明的第四方面是一种同向双工器，包括：分路装置，用于将要输入的输入信号分路到一侧和另一侧；第一滤波器，用于使所述分路到一侧的信号的第一通频带的信号通过；以及第二滤波器，用于使所述分路到另一侧的信号的第二通频带的信号通过，
其中(1)当从所述分路装置向所述第一滤波器侧看过去时在所述第一滤波器的所述通频带的预定频率的阻抗的第一相位和当从所述分路装置向所述第二滤波器侧看过去时在所述预定频率的阻抗的第二相位之间的差的绝对值θ1和/或(2)当从所述分路装置向所述第二滤波器侧看过去时在所述第二滤波器的所述通频带的预定频率的阻抗的第三相位和当从所述分路装置向所述第一滤波器侧看过去时在所述预定频率的阻抗的第四相位之间的差的绝对值θ2包括在大于等于100度且小于等于170度的范围内。
本发明的第五方面是一种同向双工器的设计方法，所述同向双工器包括：(1)分路装置，用于将要输入的输入信号分路到一侧和另一侧；(2)第一滤波器，用于使所述分路到一侧的信号的第一通频带的信号通过；以及(3)第二滤波器，用于使所述分路到另一侧的信号的第二通频带的信号通过，
其中所述同向双工器的设计方法执行所述同向双工器的设计，以使(1)当从所述分路装置向所述第一滤波器侧看过去时在所述第一滤波器的所述通频带的预定频率的阻抗的第一相位和当从所述分路装置向所述第二滤波器侧看过去时在所述预定频率的阻抗的第二相位之间的关系和/或(2)当从所述分路装置向所述第二滤波器侧看过去时在所述第二滤波器的所述通频带的预定频率的阻抗的第三相位和当从所述分路装置向所述第一滤波器侧看过去时在所述预定频率阻抗的第四相位之间的关系满足固定的规则。
本发明的第六方面是一种同向双工器的制造方法，所述同向双工器包括：(1)分路装置，用于将要输入的输入信号分路到一侧和另一侧；(2)第一滤波器，用于使所述分路到一侧的信号的第一通频带的信号通过；以及(3)第二滤波器，用于使所述分路到另一侧的信号的第二通频带的信号通过，所述制造方法包括：
设计步骤，设计所述同向双工器，以使(a)当从所述分路装置向所述第一滤波器侧看过去时在所述第一滤波器的所述通频带的预定频率的阻抗的第一相位和当从所述分路装置向所述第二滤波器侧看过去时在所述预定频率的阻抗的第二相位之间的关系和/或(b)当从所述分路装置向所述第二滤波器侧看过去时在所述第二滤波器的所述通频带的预定频率的阻抗的第三相位和当从所述分路装置向所述第一滤波器侧看过去时在所述预定频率的阻抗的第四相位之间的关系满足固定的规则；以及装配步骤，执行所述所设计的同向双工器的装配。
本发明的第七方面是一种通信设备，包括：天线；根据权利要求1或2所述的、与所述天线相连的天线双工器；与所述天线双工器的发送侧相连的发送电路；以及与所述天线双工器的接收侧相连的接收电路。
从上面清楚看到，根据本发明，其优点在于与传统示例相比，能够更多地减小信号损耗。
附图说明
图1是本发明第一实施例的天线双工器的框图；
图2是用于解释第一实施例中发送滤波器的通频带的相位θT1和接收滤波器侧发送衰减频带的相位θR2的图；
图3(a)到3(h)是示出了在相位θT1固定于各个值的情况下，图2所示的各个相位和信号损耗之间的关系的图；
图4是用于解释第一实施例中接收滤波器的通频带的相位θR1和发送滤波器侧接收衰减频带的相位θT2的图；
图5(a)到5(h)是示出了在相位θR1固定于各个值的情况下，图4所示的各个相位和信号损耗之间的关系的图；
图6是在史密斯图中同时示出了图2和图4所示的各个相位的图；
图7是在第一实施例中，在输入到发送滤波器和接收滤波器的各个信号的频率分别固定于949MHz和819MHz以及相位θR2和θT2变化的情况下，示出了各个滤波器的通频带的相位θT1和θR1、发送损耗以及接收损耗的变化的图；
图8是在第一实施例中，在输入到发送滤波器和接收滤波器的各个信号的频率分别固定于940MHz和810MHz的情况下，与图7相对应的图；
图9(a)是示出了图7所示的发送损耗和相位差θ1之间的关系的图；
图9(b)是示出了图7所示的接收损耗和相位差θ2之间的关系的图；
图10(a)是示出了图8所示的发送损耗和相位差θ1之间的关系的图；
图10(b)是示出了图8所示的接收损耗和相位差θ2之间的关系的图；
图11是示出了图9所示的发送损耗和相位差θ1之间的关系的图；
图12(a)是示出了发送滤波器在1441MHz的发送损耗和相位差θ1之间的关系的图；
图12(b)是示出了接收滤波器在1489MHz的接收损耗和相位差θ2之间的关系的图；
图13(a)到13(h)是示出了图3(a)到(h)所示的相位和发送损耗之间的关系的图，其中横轴表示相位差θ1(即θT1-θR2)，代替了相位；
图14是示出了图1所示本发明的天线双工器结构的修改的框图；
图15是图14所示天线双工器的等效电路的框图；
图16是本发明第二实施例的同向双工器的框图；
图17是本发明第三实施例的通信设备的框图；
图18是传统天线双工器的框图；
图19是传统天线双工器的阻抗特性的示意图，示出了在史密斯图上接收滤波器侧发送衰减频带中阻抗的相位特性和发送滤波器侧接收衰减频带的阻抗的相位特性；
图20是用于解释传统示例的图，其中试图从与图19的阻抗匹配不同的角度来实现适当的阻抗匹配；
图21(a)是示出了当从图19所示传统示例中的连接点看过去的发送滤波器侧阻抗特性的史密斯图；
图21(b)是示出了当从图19所示传统示例中的连接点看过去的接收滤波器侧阻抗特性的史密斯图；
图22是用于解释薄膜谐振器结构的示意图；
图23是格形滤波器(1attice filter)的电路图；
图24是用于解释表面声波滤波器结构的示意图；以及
图25是用于解释表面声波谐振器结构的示意图。
符号说明：
100，200天线双工器；103，104，201，301，302，405，406移相电路；103L，104L微带线(strip line)；201L，302L电感器单元；301，302等效电路；400同向双工器；401输入信号；402分路点；403第一滤波器；404第二滤波器；407第一处理电路；408第二处理电路；500通信设备；701，801中间行；702，802，902发送损耗；703，803接收损耗；1100传统天线双工器；1101发送滤波器；1102接收滤波器；1105天线；1106连接点；1303实轴；2001，2001a，200b薄膜谐振器；2010上电极；2012压电层；2014下电极；2016衬底；2018腔；2020谐振部分；3001表面声波滤波器；3010，4010压电衬底；3012a第一IDT电极；3012b第二IDT电极；3012c第三IDT电极；3014a第一反射电极；3014b第二反射电极；3016输入端子；3018输出端子；4001表面声波谐振器；4012 IDT电极；4014a，4014b反射电极。
具体实施方式
下面将参考附图，对本发明的实施例进行说明。
[第一实施例]
图1是示出了本发明天线双工器的实施例结构的图。下面将参考该图对本实施例的天线双工器100的结构进行说明。
注意，在图1所示的结构中，与图18共有的部件用相同的数字和符号表示，且省略对这些部件的说明。这里，说明集中于移相电路103和104。
如图1所示，本实施例中的移相电路103和104包括微带线(stripline)103L和104L。该移相电路103和104的特征在于通过如下所述与传统示例不同的设计方法确定移相电路103和104的各个要素。各个要素的结构本身与传统示例并没有本质上的区别。
下面，将本发明天线双工器设计方法的实施例的说明集中于移相电路103和104，所述移相电路对于实现天线双工器100的结构是必要的。
尽管将随后说明诸如其基本根据(ground)之类的细节(见图6等)，本实施例的设计方法的要点如下所述：(1)着眼点在于当从连接点1106向发送滤波器1101侧看过去时在发送滤波器1101的通频带的预定频率fT的阻抗的相位θT1(在本说明书中，将其简称为相位θT1)和当从连接点1106向接收滤波器1102侧看过去时在发送衰减频带中频率fT的阻抗的相位θR2(在本说明中，将其简称为相位θR2)之间差的绝对值θ1(以下将其简称为相位差θ1)；以及(2)着眼点在于当从连接点1106向接收滤波器1102侧看过去时在接收滤波器1102通频带的预定频率fR的阻抗的相位θR1(在本说明中，将其简称为相位θR1)和当从连接点1106向发送滤波器1101侧看过去时在接收衰减频带的频率fR的阻抗的相位θT2(在本说明中，将其简称为相位θT2)之间差的绝对值θ2(以下将其简称为相位差θ2)。此外，设计移相电路103和104使相位差θ1和θ2至少其中之一落入大于等于100度且小于等于170度的范围内，更优选地，落入120度到150度的范围内。结果，不考虑滤波器的频带类型，通过等于或大于传统示例中的角度，能够减小信号损耗。
注意，本发明的第一相位、第二相位、第三相位和第四相位按照本说明的顺序与相位θT1、相位θR2、相位θR1及相位θT2相对应。另外，本发明的天线端子部分与本实施例的连接点1106相对应。
首先，这里，(A)在说明从中导出用于本发明的天线双工器设计方法的基本根据之前，为了便于对所述基本根据的理解，由于为了方便而根据使用了图1的天线双工器100结构的初始分析方法来执行客观评价，因此将依次对与传统技术(见图19和20)所述的设计方法相关的客观评价的内容进行说明。
然后，(B)将说明用于导出本发明设计方法的基本根据。接下来，(C)将概括地说明本设计方法。(D)将验证本设计方法对于不同频带是可用的。最后，(E)，将从滤波器的通频带的相位θT1的范围的角度说明本设计方法的应用。
这里，进行对上述(A)的说明。
从当从连接点1106向发送滤波器1101侧看过去时发送滤波器1101的通频带的阻抗的相位θT1和当从连接点1106向接收滤波器1102侧看过去时在发送衰减频带中阻抗的相位θR2之间的关系中，评价在发送滤波器1101中引起的信号损耗(也称为发送损耗)表示出了哪一种类型的特性。这被称为评价内容(1)。
另外，从当从连接点1106向接收滤波器1102侧看过去时接收滤波器1102的通频带的阻抗的相位θR1和当从连接点1106向发送滤波器1101侧看过去时在接收衰减频带的阻抗的相位θT2之间的关系中，与评价内容(1)相同的方法评价在接收滤波器1102引起的信号损耗(也称为接收损耗)。这在下文中被称作评价内容(2)。
首先，参考图2和图3(a)到3(h)，对评价内容(1)进行说明。
图2是用于解释相位θT1和相位θR2的图。图3(a)到3(h)是示出了各个相位与信号损耗之间的关系的图。另外，例如图3(a)示出了在相位θT1固定于0度而相位θR2变化的情况下，信号损耗如何变化。类似地，图3(b)到3(h)分别示出了在相位θT1固定于45度、90度、135度、180度、-45度、-90度以及-135度的情况下，信号损耗如何变化。
这里，上述相位θT1的各个固定值是与发送滤波器1101的通频带中预定频率相联系而获得的值。另外，主要通过调整微带线104L或类似的长度来改变相位θR2。
可以看出，如图3(a)和3(e)所示，在相位θT1固定于0度或180度的情况下，当相位θR2是0度时，信号损耗最小(在图3(a)，约为1.2dB)。另一方面，可以看出，例如，如图3(g)所示，在相位θT1固定于-90度的情况下，当相位θR2是大约30度时，信号损耗最小(在图3(g)，约为1dB)。
从上述可以判断出，当接收滤波器1102的发送衰减频带中的阻抗的相位θR2是0度时，发送滤波器1101的通频带中所有频率的信号损耗并不始终是最小的。
参考了图19所述的传统天线双工器的设计思路在于例如在发送频带，“在从连接点1106向接收滤波器1102看过去的情况下，使阻抗接近于尽可能地无限大”，换句话说，“使接收滤波器1102的发送衰减频带中阻抗的相位θR2是0度”。关于这种设计思想，在这些情况中，得到下列事实。
只要发送滤波器的通频带具有宽度，则通频带中阻抗的相位θT1对于各个频率就是不同的。因此，即使设计移相电路以使在某一频率中阻抗的相位θR2是0度，在通频带中所有频率的发送损耗也不能始终是最小的。根据这一点，证明了传统的设计方法只能在特定频率实现信号损耗的最小化。
另外，在这些情况中，发明人认为在天线双工器的设计中，有必要也考虑到发送滤波器的通频带中的阻抗的相位θT1，而不是如传统示例一样只着眼于接收滤波器的发送衰减频带中的阻抗的相位θR2。
接下来，将参考图4和5说明上面的评价内容(2)。
图4是用于解释当从连接点1106向接收滤波器1102侧看过去时的接收滤波器1102的通频带中阻抗的相位θR1和当从连接点1106向发送滤波器1101侧看过去时的接收衰减频带中阻抗的相位θT2的图。
图5(a)到5(h)是示出了这些各个相位和信号损耗之间关系的图。例如，图5(a)示出了在相位θR1固定于0度而相位θT2变化的情况下，信号损耗如何变化。类似地，图5(b)到5(h)示出了在相位θR1固定于45度、90度、135度、180度、-45度、-90度以及-135度的情况下，信号损耗如何变化。
这里，上述相位θR1的各个固定值是与接收滤波器1102的通频带中预定频率相联系而获得的值。另外，主要通过调整微带线103L或类似的长度来改变相位θT2。
可以看出，如图5(a)和5(e)所示，在相位θR1固定于0度或180度的情况下，当相位θT2是0度时，信号损耗最小(在图5(a)，约为1.8dB)。另一方面，可以看出，例如，如图5(g)所示，在相位θR1固定于-90度的情况下，当相位θT2是大约25度时，信号损耗最小(大约1.70dB)。
从上述可以判断出，与图3的情况相同，当发送滤波器1101的接收衰减频带中的阻抗的相位θT2是0度时，接收滤波器1102的通频带中所有频率的信号损耗并不始终是最小的。
在这些情况中，与图3的情况相同，只要接收滤波器的通频带具有宽度，则通频带中阻抗的相位θR1对于各个频率就是不同的。因此，即使设计移相电路以使在某一频率的阻抗的相位θR2变为0度，在通频带的所有频率中发送损耗也不能始终是最小的。根据这一点，证明了传统的设计方法不是一个合适的设计方法。
另外，在这些环境中，发明人认为在天线双工器的设计中，有必要也考虑到接收滤波器的通频带中的阻抗的相位θR1，而非如传统示例一样只着眼于发送滤波器的接收衰减频带中的阻抗的相位θT2。
(B)接下来，将特别参考附图，对用于导出本发明天线双工器设计方法的基本根据进行说明。
图6是在史密斯图中示出了图2和图4所示各个相位的图。图6所示的各个相位值在史密斯图中沿着逆时针方向的是正，而沿着顺时针方向的是负。
注意，在本优选实施例说明的开始说明了相位差θ1和相位差θ2的定义。由下文所示的表达式表示。
[表达式1]
θ1＝|θT1-θR2|
[表达式2]
θ2＝|θR1-θT2|
图7是用于解释本发明天线双工器设计方法的基本根据的说明图。这里，为了得到图7，出于方便的原因，使用图1所示的天线双工器进行说明。
图7是示出了各个相位值和信号损耗的图，其中通过调整图1的移相电路104，相位θR2顺序地从60度变化到-80度，同时，通过调整移相电路103，相位θT2从-60度变化到80度。
更具体地，在图7中θT1和θR1的各个列，(1)示出了各个滤波器1101和1102的通频带中预定频率的相位θT1的值(在图中，θT1，1到θT1，13)和相位θR1的值(在图中，θR1，1到θR1，13)。另外，在图中的发送损耗和接收损耗的各个列，(2)示出了发送滤波器1101的信号损耗值(在图中，LT1到LT13)和接收滤波器1102的信号损耗值(在图中，LR1到LR13)。
另外，如图7所示，对于各个相位的每一次改变，调整微带线103L和104L(见图1)，以便利用中间行701作为参考，在中间行701之上所示的行中，沿着图6中的顺时针方向顺序地改变相位θT2，同时利用此中间行，沿着逆时针方向顺序地改变相位θR2。此外，执行调整，以使在史密斯图中，用相位θT2和θR2表示的相位角度相对于实轴在垂直方向上对称。按照相同的方式，调整各个移相电路103和104，以便利用中间行701作为参考，在中间行701之下所示的行中，沿着逆时针方向顺序地改变相位θT2，同时利用此中间行，沿着顺时针方向改变相位θR2。
此外，图7示出了在800MHz频带输入到发送滤波器1101的发送信号频率fT固定于949MHz以及输入到接收滤波器1102的接收信号频率fR固定于819MHz的情况。
注意，在图中，由于通过调整移相电路103的相位来进行相位θT2的设置变化，因此，这种设置的改变自然影响了发送滤波器1101的通频带中相位θT1的值。另外，由于同样的原因，相位θR2的设置变化也影响了相位θR1的值。
作为示例，下面将解释图7的中间行701的说明内容。
在图中，中间行701示出了调整移相电路103以使相位θT2变为0度以及调整移相电路104以使相位θR2变为0度的情况。在这种情况下，发送滤波器1101中的发送损耗是Lt6＝1.16dB，而接收滤波器1102中的接收损耗是LR6＝1.70dB。另外，在这种情况下，发送滤波器1101的通频带的相位是θT1，6＝60.8度，而接收滤波器1102的通频带的相位是θR1，6＝-112.8度。
因此，使用与中间行701的各个列相对应的各个相位的值，能够从如下所示从表达式1和2中得到这种情况下的相位差θ1和θ2。
[表达式3]
θ16＝|θT1，6-0|＝|60.8-0|＝60.8(度)
[表达式4]
θ26＝|θR1，6-0|＝|-112.8-0|＝112.8(度)
图9(a)和9(b)是示出了相位差θ1和θ2与图7所示的信号损耗之间关系的图，其中根据表达式1和2表示的关系，从图7所示的各个相位如上所述地计算相位差θ1和θ2。
更具体地，图9(a)是示出了利用相位差θ1作为参考的图7所示发送损耗702(与图中LT3到LT13相对应的值)变化特性的图。图9(b)是示出了利用相位差θ2作为参考的图7所示接收损耗703(与图中LR1到LR12相对应的值)变化特性的图。注意，在图9(a)中，通过表达式3得到的相位差θ16和在该点的发送损耗LT6确定的点用A(θ16，LT6)表示。另外，在图9(b)中，通过表达式4得到的相位差θ26和在该点的接收损耗LR6确定的点用B(θ26，LR6)表示。
这里，发送损耗702指发送滤波器的信号损耗，而接收损耗703指接收滤波器的信号损耗。另外，在图中，为了比较，在使用传统设计方法的情况下得到的发送损耗(1.16dB)和接收损耗(1.70dB)用虚线表示。
从图9(a)中可以看出，在发送损耗702最小的情况下，相位差θ1的值是大约147度。在该点的发送损耗702是大约1dB。另外，回过来参考图7，可以看出在该点的相位θT1和θR2分别处于θT1，10度(在图中由参考数字706表示)以及-40度附近(在图中由参考数字707表示)。
因此，关于图1中天线双工器100的发送损耗702的最小化，在输入到发送滤波器1101的发送信号频率fT固定于949MHz并且输入到接收滤波器1102的接收信号频率fR固定于819MHz的情况下，如下所述可以得到最小化。
简而言之，设计移相电路103和104，以使相位差θ1是大约147度就足够了。更具体地，确定移相电路103和104的微带线103L和104L的长度、宽度和厚度，以使与相位θT1，10度(在图7中用参考数字706表示)相对应的相位θT2处于40度附近(在图7中用参考数字708表示)以及相位θR2处于-40度附近，由此能够使发送滤波器1101的发送损耗702最小。
在这种情况下，发送损耗702的最小值是大约1.0dB。与参考图7所述将相位θT2和相位θR2设为0度(见图中由参考数字701表示的行)的情况相比，更加减小了信号损耗，即，与使用了参考图19所述传统设计方法的情况下获得的发送损耗(1.16dB)相比。
此外，根据图9(a)，可以看到，如果调整移相电路103和104，以使相位差θ1落入虚线之下的范围内，即，60度到195度的范围，则能够将信号损耗减小到等于或小于根据传统设计方法的信号损耗最小水平的水平。
另一方面，从图9(b)可以看出，在接收损耗703最小的情况下，相位差θ2的值是大约150度，且在该点的接收损耗703是大约1.67dB(在图中由参考数字710表示)。另外，回过来参考图7，可以看出在该点的相位θT2和θR1分别处于20度(在图中由参考数字711表示)以及θR1，8度附近(在图中由参考数字712表示)。
因此，关于图1中天线双工器100的接收损耗703的最小化，按照与上述相同的方式，频率fT和频率fR分别固定于949MHz和819MHz的情况下，设计移相电路103和104，以使相位差θ2是大约150度就足够了。
更具体地，确定移相电路103和104的微带线103L和104L的长度、宽度和厚度，以使相位θT2处于20度附近(在图7中用参考数字711表示)，且与相位θT1，8度(在图7中用参考数字712表示)相对应的相位θR2处于-20度附近(在图7中用参考数字713表示)，由此能够使接收滤波器1102的接收损耗703最小。
在这种情况下，接收损耗703的最小值是大约1.67dB。与参考图7所述将相位θT2和相位θR2设为0度(见图中由参考数字701表示的行)的情况相比，更加减小了信号损耗，即，与使用了参考图19所述传统设计方法的情况下获得的接收损耗(1.70dB)相比。
此外，根据图9(b)，可以看到，如果按照与上述相同的方式调整移相电路103和104，以使相位差θ2落入虚线之下的范围内，即，100度到170度的范围，则能够将信号损耗减小到等于或小于根据传统设计方法的信号损耗最小水平的水平。
注意，如果频率fT和fR分别是949MHz和819MHz，在只使信号损耗最小的情况下，为了同时减小发送损耗702和接收损耗703，根据上述说明，则调整移相电路103和104的电路结构，以使相位θT2变为大约30度且相位θR2变为大约-30度(在这种情况下，相位差θ1是大约130度且相位差θ2是大约170度)就足够了。但是通常，希望使相对于滤波器的通频带的所有频率的信号损耗都最小。随后对此进行说明。
如上所述，着眼于相位差θ1和θ2，以及利用这些相位差作为参考来评价信号损耗，由此变得可以将信号损耗减小等于或大于参考图19所述的传统设计方法的程度。
这里，在考虑了其中频率fT和fR分别固定于949MHz和819MHz的上述示例的时候，根据确定移相电路103和104的电路结构以使相位θT2在大约30度且相位θR2处于大约-30度附近的结果，该示例与参考图20所述的传统设计方法是相同的。这里，传统的设计方法是设计移相电路以使当从连接点1106向接收滤波器1102侧看过去时，接收滤波器1102的发送衰减频带中的阻抗的相位与连接点1106向发送滤波器1101侧看过去时发送滤波器1101的接收衰减频带中的阻抗的相位相对于作为参考的史密斯图实轴1303垂直地对称。
但是，如前所述，本实施例所述的设计方法与参考图20所述的传统设计方法的完全不同之处在于，引入了相位差θ1和θ2的概念，并且根据该概念评价信号损耗。
此外，如下所述，本实施例设计方法的特性在于该设计方法对于滤波器的通频带的所有或部分频率均是可用的。
此外，着眼于相位差的设计方法还具有的一个明显特性在于：可以将该设计方法应用于所有通用的滤波器中，而不必考虑滤波器的通频带的差异。
下面将图1的天线双工器结构用于参考图7的说明中，参考图8、10(a)、10(b)及11，对要输入到滤波器的信号只有一个频率的情况进行说明。
图8是与图7相对应的、在输入到发送滤波器1101的发送信号频率fT固定于940MHz以及输入到接收滤波器1102的接收信号频率fR固定于810MHz的情况下的图。
在图8中，例如，由参考数字801表示的行与图7中由参考数字701表示的行相对应。
另外，在图8中，在图中由与图7相对应的各个行按照指示位置指定的移相电路的结构与图7的相同。另外，在着眼于图8的情况下，与各个行相对应的天线双工器100的电路结构与图7中每一行的情况不同。
更具体地，通过在只将通频带的频率fT和fR变为如上所述的值之后，使用参考图7所述的移相电路103和104，获得图8所示的各个相位值。因此，例如图8的中间行801的各个相位值与如上所述图7的中间行701的各个相位值具有对应关系。但是，图8中的特定值和图7中的特定值是不同的。例如，与图7的中间行701中相位θT2＝0度和相位θR2＝0度相对应的图8的中间行801的相位θT2和θR2分别等于10.6度(在图中由参考数字804表示)和22.8度(在图中由参考数字805表示)。
另外，与图7的情况相同，在图8的各个θT1和θR1列中，示出了相位θT1的值(图中的θ′T1，1到θ′T1，13)和相位θR1的值(θ′R1，1到θ′R1，13)。此外，在图中发送损耗和接收损耗的各个列中，示出了发送损耗的值(图中的L′T1到L′T13)和接收损耗的值(图中L′R1到L′R13)。
即使图8中的电路结构与参考图7所述的电路结构相同，由于输入到滤波器的信号频率不同，因此各个相位值不同。因此，对于信号损耗也表示了不同的值。
图10(a)和10(b)是示出了相位差θ1和θ2与图8所示的信号损耗之间的关系的图，其中根据表达式1和2所表示的关系，从图8所示的各个相位中计算相位差θ1和θ2。
在这种情况下，在相位差θ1是大约157度(与图8中由参考数字806表示的发送损耗L’T11相对应)时，发送损耗802的最小值(见图10(a))是大约1.1dB，且在相位差θ2是大约126度(与图8中由参考数字807表示的接收损耗L’R8相对应)时，接收损耗803的最小值(见图10(b))是大约1.9dB。发送损耗802和接收损耗803均比通过传统设计方法获得的图8中中间行801所示的发送损耗L’T6＝1.39dB和接收损耗L’R6＝1.97dB要减少得更多。
另外，根据图10(a)，可以看出，如果调整移相电路103和104，以使相位差θ1落入虚线以下的区域，即落入50到230度的范围内，则可以将发送损耗减少到等于或小于根据传统设计方法的发送损耗最小水平的水平。
此外，类似地，根据图10(b)，可以看出，如果调整移相电路103和104，以使相位差θ2落入虚线以下的区域，即落入100到170度的范围内，则可以将接收损耗减少到等于或小于根据传统设计方法的接收损耗最小水平的水平。
因此，关于图1中天线双工器100的发送损耗802的最小化，可以如下所述获得最小化。
即，按照与上述相同的方式，在频率fT和fR分别固定于940MHz和810MHz的情况下，构造移相电路103和104，以使与θ′T1，11度(在图8中由参考数字808表示)相对应的相位θT2处于60度附近(在图中由参考数字809表示)并使相位θR2处于-27度附近(在图中由参考数字810表示)，这样就足够了。
另一方面，关于接收损耗803的最小化，按照与上述相同的方式，构造移相电路103和104，以使相位θT2处于30度附近(图8中由参考数字811表示)并使相位θR2处于3度附近(在图中由参考数字812表示)，这样就足够了。
从上面的说明中可以看出，关于参考图8所述的发送损耗802和接收损耗803，在相位θT2和相位θR2之间的关系不是相对于作为参考的图6所示史密斯图的实轴而垂直对称的情况下，获得其最小值。按照这种方式，本发明的设计方法示出了通过参考图20所述的传统设计方法不能获得的效果。
图11是示出了在输入到发送滤波器1101的发送信号频率fT固定于958MHz以及输入到接收滤波器1102的接收信号频率fR固定于828MHz的情况下，发送损耗和相位差θ1之间关系的图。
根据图11，可以看出，如果调整移相电路103和104，以使相位差θ1落入虚线以下的区域，即落入60到220度的范围内，则可以将发送损耗减少到等于或小于根据传统设计方法的发送损耗最小水平的水平。另外，根据该图，在相位差θ1是大约150度时，发送损耗902的最小值是大约0.78dB。
在这些情况下，将对考虑到所有通频带情况下的用于图1所示移相电路103和104的设计规则进行说明。
首先，通过着眼于表示通频带的中心(见图9(a))、下限(见图9(a))及上限(见图11)的相位差θ1的允许范围的共用范围，能够如下所述地导出关于其通频带是940MHz到958MHz的发送滤波器发送损耗减少的设计规则。
换句话说，通过设计移相电路103和104，以使相位差θ1落入60到195度的范围内，能够提供天线双工器100，该天线双工器100能够将通频带中所有频率的发送损耗减小到等于或小于传统值的值。
另一方面，通过按照与上述相同的方式，着眼于表示各个频率的相位差θ2的允许范围的共用范围，能够导出100到170度的关于接收滤波器的接收损耗减少的设计规则。
因此，通过设计移相电路103和104，以使相位差θ2落入100到170度的范围内，能够提供天线双工器100，该天线双工器100能够将通频带中所有频率的接收损耗减小到等于或小于传统值的值。
(C)在这些情况下，对本实施例的天线双工器设计方法总结如下。
即，着眼于相位差θ1和/或θ2而设计移相电路103和104，以使相位差θ1和/或θ2包括在预定范围内。这里，相位差θ1和θ2的定义如上所述。
更具体地，在使用如上所述800MHz频带的滤波器的情况下，着眼于这两个相位差，设计移相电路103和104，以使相位差θ1和θ2落入大于等于100度且小于等于170度的范围内。
另外，更具体地，设计移相电路103和104，以使相位差θ1和θ2落入大于等于120度且小于等于150度的范围内。
与传统的天线双工器相比，相对于800MHz频带的滤波器的通频带的所有频率，按照这种方式设计的天线双工器100表现出了更多减小信号损耗的效果。
(D)接下来，将验证还可以将上述着眼于相位差的设计方法应用于使用1.5GHz频带的滤波器的天线双工器的设计中。
图12(a)是示出了发送滤波器在1441MHz的发送损耗和相位差θ1之间的关系的图。图12(b)是示出了接收滤波器在1489MHz的接收损耗和相位差θ2之间的关系的图。
如这些图清楚所示，可以看出当相位差θ1是大约120度且相位差θ2是大约150度时，各个信号损耗最小，且在这些值周围信号损耗都趋向于最小。此外，这些在该点信号损耗最小的相位差的值都包含在应用于800MHz频带的滤波器的设计规则的相位差范围中(100到170度)。
因此，可以验证，所述着眼于相位差的设计方法在1.5GHz频带的情况下也是可用的。
注意，将用于关于参考图7到11所述800MHz频带的滤波器的相位差的设计规则设置为100度到170度。另一方面，从上述可以判断出，可以将用于关于1.5GMHz频带的滤波器的相位差的设计规则设置为120度到150度。
因此，为了获得使用相同的设计规则而不考虑滤波器的频率这一优点，将相位差的设计规则设置于大于等于120度且小于等于150度的范围内就足够了。
(E)上述说明是关于着眼于相位差的设计规则的导出，根据了相位θT1、θR1及类似，利用将例如中心行701的相位θT2和θR2作为参考，在史密斯图中每±10度或±20度改变相位θT2和θR2，可以确定上述相位θT1、θR1及类似。
但是，依据相位θT1的值，不能应用相位差的设计规则范围。因此，将对这一点进行说明。
图13(a)到13(h)是示出了图3(a)到3(h)所示的相位和发送损耗之间的关系的图，其中横轴用相位差θ1(即θT1-θR2)代替。注意，为了便于说明，与上述定义不同，这里将没有取绝对值的值称作相位差。但是，如果取了该值的绝对值，则相位差与上述定义的相位差具有相同的概念。
在这些图中，那些由相同字符表示的(例如，图13(a)和图3(a))彼此对应。
例如，从图13(a)所示的发送损耗特性可以判断出，其中可以减小发送损耗的相位差θ1的范围是0度周围的固定范围。但是，该固定范围是与上面(C)所述设计方法的设计规则(100到170度)完全不同的范围。
另一方面，例如，在图13(c)、13(d)、13(g)及13(h)所示的情况下，当在设计规则中相位差θ1处于135度(或-135度)附近时，与图13(a)所示的最小值(大约1.2dB)相比，发送损耗具有更小的值。
另外，在图13(e)的情况下，当相位差θ1处于180度附近时，与图13(a)所示的最小值(大约1.2dB)相比，发送损耗具有更小的值。换句话说，图13(e)指在如果相位θT1处于180度位置，其它相位θR2始终是0度，即处于开路状态的情况下，则发送损耗表示最小值。关于这一点，当对图13(e)和13(a)进行比较时，在这两种情况下，衰减频带中相位差θR2的值是0度。但是，当通频带中某一阻抗的相位θT1是180度(图13(e))而不是0度(图13(a))时，这表示了能够更多地减少发送损耗。
在这些情况下，为了通过使用上面(C)所述的设计规则(100到170度)，对于频带中多个频率实现本发明天线双工器的低损耗，将相位θT1包括在90到270度的范围内是必要的。这里，θT1＝270(度)与图13(g)的θT1＝-90(度)相对应。
注意，在通频带多个频率中一个特定频率的θT1是180度的情况下，讨论可以采用相位差标准θ1＝0(度)来代替上述设计规则是没有必要的。
这对于相位差θ2(即θR1-θT2)是相同的。可以使用上面(C)所述的设计规则(100到170度)的相位θR1允许范围是大约90到270度。
在这些情况下，一个滤波器具有多个频率，即通频带的带宽。因此，为了设计天线双工器，以使对于滤波器的通频带中的所有或者部分频率都减小信号损耗，当发送滤波器的通频带相位θT1处于90到270度范围内时，将相位差θ1包括于100到170度的范围内，更优选地，120到150度范围内就足够了。
另外，这对于接收滤波器的通频带相位θR1是相同的。当相位θR1处于90到270度范围内时，将相位差θ2包括在100到170度的范围内，更优选地，120到150度范围内就足够了。
[第二实施例]
图16是示出了本发明同向双工器实施例结构的框图。参考该图对本实施例的同向双工器400的结构进行说明。
如图16所示，本实施例的同向双工器400包括：将输入信号401分路到一侧和另一侧的分路点402；第一滤波器403，用于使分路到一侧的信号的第一通频带的信号通过；以及第二滤波器404，用于使分路到另一侧的信号的第二通频带的信号通过。另外，同向双工器400包括：在分路点402和第一滤波器403之间设置的移相电路405，用于调整第一滤波器403的相位；以及在分路点402和第二滤波器404之间设置的移相电路406，用于调整第二滤波器404的相位。注意，第一处理电路407是处理从第一滤波器403输出信号的电路，而第二处理电路408是处理从第二滤波器404输出信号的电路。
这里，本实施例的同向双工器400的结构与图1所示天线双工器100的结构的不同之处在于将同向双工器400的信号401的流动局限于一个方向。诸如移相电路和滤波器之类其它组件的结构基本上是相同的。
注意，本发明的移相电路装置与移相电路405和移相电路406相对应。此外，本发明的分路装置对应于分路点402。
接下来，主要就实现同向双工器400所必需的移相电路405和406，对用于本发明的同向双工器的设计方法的实施例进行说明。
设计移相电路405和406，以使(1)作为当从分路点402向第一滤波器403侧看过去时在第一滤波器403的通频带的预定频率fT的阻抗的第一相位(与相位θT1相对应)和当从分路点402向第二滤波器404侧看过去时在发送衰减频带中fT的阻抗的第二相位(与相位θR2相对应)之间差的绝对值的相位θ1(以下将其简称为相位差θ1)，以及(2)作为当从分路点402向第二滤波器404侧看过去时在第二滤波器404通频带的预定频率fR的阻抗的第三相位(与相位θR1相对应)和当从分路点402向第一滤波器403侧看过去时在接收衰减频带的fR的阻抗的第四相位(与相位θT2相对应)之间差的绝对值的相位差θ2(以下将其简称为相位差θ2)是大于等于100度且小于等于170度，更优选地，包括在120到150度的范围内。
使用这种设计方法的基本根据与第一实施例所述的内容相同。因此，省略对基本根据的说明。
利用通过该设计方法设计的电路结构，由于与第一实施例相同的原因，同向双工器400获得了与上述实施例相同的、减小第一滤波器403和第二滤波器404信号损耗的效果。
如第一实施例所述，本实施例设计方法的要点在于：(1)着眼于第一滤波器和第二滤波器之间的相位差θ1；以及(2)着眼于第三滤波器和第四滤波器之间的相位差θ2。
于是，设计移相电路405和406，以使至少相位差θ1和θ2其中之一是大于等于100度且小于等于170度，更优选地，落入120到150度的范围内，相对于滤波器的通频带的所有或部分频率，由此可以将信号损耗减小与传统设计方法相同或比其更多的程度。
注意，如前所述，可以使用该着眼于相位差的设计方法，而不考虑滤波器的通频带的差异。
另外，不能依据第一相位的值使用相位差的设计规则范围。由于该点如第一实施例中(E)所述，因此这里省略对其的说明。
[第三实施例]
图17是示出了本发明通信设备的实施例结构的图。参考该图，对本实施例的通信设备500的结构进行说明。
如图17所示，本实施例的通信设备500具有第一实施例所述的天线双工器100(见图1)的结构。在图中，相同的组件用相同的参考数字和符号表示。注意，发送电路501是处理发送信号并将该信号输出到发送滤波器1101的电路。另外，接收电路502是处理从接收滤波器1102输出的信号并输出该信号的电路。
可以将第一实施例所述的内容不加改变地应用于本实施例通信设备500的天线双工器100的设计方法。因此，这里省略对其的说明。
从上述说明中可以清楚看出，与传统通信设备相比，本实施例的通信设备500表现出能够更多地减小信号损耗的效果。
注意，在上述实施例中，说明了通过使用例如微带线的分布常数单元构造所述移相电路的情况。本发明并不局限于此，且可以使用例如电感器或电容器或具有其它结构的集总常数单元构造所述移相电路。
另外，在上述实施例中，说明了在发送滤波器侧和接收滤波器侧分别设置作为本发明移相电路装置的移相电路的情况。但是，本发明并不局限于此，并且可以在其中一侧设置移相电路，或结果在滤波器侧均不设置移相电路的结构。简而言之，只要当从连接点或分路点向各个滤波器侧看过去时在预定频率的阻抗的相位之间的关系满足上述实施例中所示的设计规则就足够了。
因此，即使在本发明的移相电路装置是例如一个在发送滤波器侧和接收滤波器侧之一或在连接点(例如，见下面要说明的图14的连接点1106)构成的移相电路，也可以设置该移相电路，以使相位差θ1和相位差θ2均包括于设计规则的范围内。
另外，如上所述，只有一个移相电路也足够了。原因如下所述。例如，在调整发送滤波器1101侧移相电路103(见图1)的情况下，已经说明了调整不仅影响了相位θT1(即当从连接点向发送滤波器侧看过去时在发送滤波器的通频带中某个频率的阻抗的相位)，而且还影响了相位θT2(即当从连接点向发送滤波器侧看过去时在接收衰减频带中某个频率的阻抗的相位)。另一方面，相位θT2是确相位差θ2的要素。因此，通过只调整移相电路103，就能使相位差θ1和θ2包括于设计规则的范围内。这一点对于移相电路104是完全相同的。
此外，在上述实施例中，集中于能够减小整个频带的信号损耗的移相电路设计方法说明了本发明天线双工器的设计方法实施例。但是，本发明并不局限于此。例如，在已经存在天线双工器的情况下，可以将本发明的天线双工器设计方法用作从减小信号损耗的角度评价是否进行了适当设计的方法。
这里，将对将本发明的天线双工器设计方法作为从减小信号损耗的角度评价是否进行了适当设计的方法应用于天线双工器200(见图14)的情况进行进一步说明，其中天线双工器200中已经存在由与连接点1106相连的电感器单元201L组成的移相电路201。
在这种情况下，用图15所示的等效电路(301，302)代替图14的电感器单元201L，由此可以根据图15的移相电路301和302使用本发明的天线双工器设计方法。结果，天线双工器200的评价变得可能。注意，这里由下列表达式表示图14的电感器单元的电感L与图15的电感器单元301L的电感L1和电感器单元302L的电感L2之间的关系。
[表达式5]
1/L＝1/L1+1/L2
另外，还可以将本发明的天线双工器设计方法用作天线双工器的制造方法。更具体地，在这种情况下，该制造方法是一种天线双工器的制造方法，所述天线双工器包括：发送滤波器，用于接收发送信号并使预定通频带的信号通过；以及接收滤波器，用于接收从天线获得的接收信号并使预定通频带的信号通过。该制造方法包括：设计步骤，设计天线双工器以使(1)在从连接天线的天线端子部分向发送滤波器侧看过去的情况下在发送滤波器的通频带的预定频率的阻抗的第一相位和在从所述天线端子部分向接收滤波器侧看过去的情况下在预定频率的阻抗的第二相位之间的关系，和/或(2)在从所述天线端子部分向接收滤波器侧看过去的情况下在接收滤波器的通频带的预定频率的阻抗的第三相位和在从所述天线端子部分向发送滤波器侧看过去的情况下在预定频率阻抗的第四相位之间的关系满足固定的规则；以及装配步骤，执行所设计天线双工器的装配。此外，在这种情况下，天线双工器可以具有包括移相电路装置的结构，将所述移相电路装置(3)设置于所述天线端子部分和发送滤波器之间，并且用于调整发送滤波器的相位和/或(4)设置于所述天线端子部分和接收滤波器之间，并且用于调整接收滤波器的相位。在设计步骤中，使用了与实施例中所述相同的设计方法，并且一旦完成天线双工器的电路设计之后，根据电路设计的设计说明，在制造部门根据通常的过程执行电路装配工作或类似。结果，能够制造具有较小信号损耗的天线双工器。
此外，可以将本发明的同向双工器设计方法用于同向双工器的制造方法。更具体地，在这种情况下，该制造方法是一种同向双工器的制造方法，所述同向双工器包括：(1)分路装置，用于将要输入的输入信号分路到一侧和另一侧；(2)第一滤波器，用于使分路到一侧的信号的第一通频带的信号通过；以及(3)第二滤波器，用于使分路到另一侧的信号的第二通频带的信号通过。该制造方法包括：设计步骤，设计同向双工器以使(a)在从所述分路装置向第一滤波器侧看过去的情况下在第一滤波器的通频带的预定频率的阻抗的第一相位和在从所述分路装置向第二滤波器侧看过去的情况下在预定频率的阻抗的第二相位之间的关系和/或(b)在从所述分路装置向第二滤波器侧看过去的情况下在第二滤波器的通频带的预定频率的阻抗的第三相位和在从所述分路装置向第一滤波器侧看过去的情况下在预定频率阻抗的第四相位之间的关系满足固定的规则；以及装配步骤，执行所设计同向双工器的装配。此外，在这种情况下，同向双工器可以包括移相电路装置，将所述移相电路装置(1)设置于所述分路装置和第一滤波器之间，并且用于调整第一滤波器的相位和/或(2)设置于所述分路装置和第二滤波器之间，并且用于调整第二滤波器的相位。
此外，没有必要讨论与所述天线双工器有关的修改，该天线双工器的设计方法和天线双工器的制造方法对于关于同向双工器的本发明修改也是可用的。
此外，在上述实施例中，在发送滤波器的通频带相位θT1和接收滤波器的通频带相位θR1处于90到270度范围的情况下，说明集中于本发明设计方法的应用。另一方面，在着眼于发送滤波器和接收滤波器之一的情况下，由于通频带具有预定宽度，可以将相位θT1或θR1包括在频带的某些频率范围内的90到270度的范围内，而不是包括于频带的其它频率的0到90度或270到360度的范围内。在这种情况下，可以将着眼于相位差的本发明设计方法应用于前者的频率范围内，而设计一种方法，以使在后者频率范围内，发送衰减频带的相位θR2或接收衰减频带的相位θT1接近于0度(开路状态)。在这种情况下，当滤波器的通频带相位是90到270度时，可以得到与本发明相适应的效果，而当相位是0到90度或270到360度时，至少可以实现与传统设计方法相等水平的信号损耗减小。
接下来，作为实施例所述发送滤波器和接收滤波器的结构的特定示例，进一步对使用薄膜谐振器(FBAR)的类型和使用表面声波装置(ASW装置)的类型进行说明。
首先，参考图22和23，对实施例的发送滤波器1101和接收滤波器1102是使用形成于预定衬底上的薄膜谐振器2001的滤波器的情况进行说明。
图22是用于解释薄膜谐振器2001结构的截面示意图。
如图22所示，薄膜谐振器2001包括：谐振部分2020，包括上电极2010，压电层2012以及下电极2014；配有谐振部分2020的衬底2016；以及腔2018，形成于下电极2014之下及衬底2016之中。
作为使用具有上述构造的薄膜谐振器2001的滤波器结构，存在以下两种类型。
第一种类型的滤波器包括在相同的衬底2016上将多个薄膜谐振器2001a和2001b彼此相连为梯型(见图23)或者串连和/或并联的组合的结构。这里，图23是梯型滤波器的电路图。此外，该滤波器可以是把谐振器用于串连型谐振器或者并联型谐振器的滤波器。
第二种类型的滤波器中彼此接近设置多个薄膜谐振器并且利用了薄膜谐振器的模式耦合(mode-coupling)。
由于薄膜谐振器具有较高的Q值，因此通过按照这种方式构造接收或发送滤波器1101或1102，能够实现具有较高性能的天线双工器。更具体地，天线双工器表现出减小了信号损耗的效果，且能够实现陡峭的衰减特性。
注意，腔2018具有用于限制由谐振部分产生的能量的孔。但是，腔2018并不局限于这种结构，可以采用任意结构，只要薄膜谐振器2001成为诸如声波反射器之类的反射单元。
另外，可以将钝化层、支撑层及类似添加到上电极2010之上或下电极2014之下，只要薄膜谐振器2001作为体波谐振器(bulk waveresonator)操作即可。
此外，根据所需的滤波器特性优化地设计谐振部分2020的形状(包括薄膜厚度)、数目及类似。另外，根据所需的滤波器特性优化地设计用于压电层2012、上电极2010以及下电极2014的材料。
此外，最好将诸如Si或GaAs之类的半导体衬底用作衬底2016。在这种情况下，在衬底2016上创建了半导体装置(未示出)并使用薄膜谐振器将其与滤波器相连，由此使与半导体装置的结合变得可能。
此外，在使用声学镜像(acoustic mirror)的情况下，作为金属层的镜像层(mirror layer)的一部分可以用于连接半导体装置、电感器或者电容器。
接下来，参考图24和25，对实施例的发送滤波器1101和接收滤波器1102是包括形成于压电衬底上的IDT电极的表面声波滤波器的情况进行说明。
图24是用于解释表面声波滤波器3001结构的截面示意图。
如图24所示，表面声波滤波器3001包括：第一到第三IDT电极3012a到3012c、第一和第二反射电极3014a和3014b以及形成于压电衬底3010上的输入端子3016和输出端子3018。表面声波滤波器3001是一种垂直模式滤波器，使用了彼此接近被设置于压电衬底3010上的IDT电极3012a到3012c的耦合。
注意，上面根据图24的滤波器结构说明了实现发送滤波器1101或接收滤波器1102的示例。不过，作为另一个示例，把多个表面声波谐振器4001(见图25)连接成梯型或者串连和/或并联的组合的结构也是允许的(见图23)。此外，该滤波器可以是把一个谐振器用于串连型谐振器或者并联型谐振器的滤波器。如图25所示，表面声波谐振器4001包括形成于压电衬底4010上的IDT电极4012以及设置于IDT电极4012两侧的反射电极4014a和4014b。
另外，并不局限于使用压电体的滤波器结构，可以采用使用电介质体的滤波器结构。
在上述实施例中参考图3、5、4到1 3以及21进行的说明是关于将SAW滤波器用于发送滤波器1101和接收滤波器1102的示例。
注意，在上述示例中，集中于将薄膜谐振器或表面声波谐振装置用作发送滤波器和/或接收滤波器的情况进行说明。本发明并不局限于此，还可以将薄膜谐振器或表面声波谐振装置应用于图16所示的同向双工器400的第一滤波器403和/或第二滤波器404。
作为这种情况下同向双工器的示例，一种同向双工器包括：分路装置，用于将要输入的输入信号分路到一侧和另一侧；第一滤波器，用于使分路到一侧的信号的第一通频带的信号通过；以及第二滤波器，用于使分路到另一侧的信号的第二通频带的信号通过。在所述同向双工器中，(1)当从所述分路装置向第一滤波器侧看过去时在第一滤波器的通频带的预定频率的阻抗的第一相位和当从所述分路装置向第二滤波器侧看过去时在预定频率的阻抗的第二相位之间差的绝对值θ1和/或(2)当从所述分路装置向第二滤波器侧看过去时在第二滤波器的通频带的预定频率的阻抗的第三相位和当从所述分路装置向第一滤波器侧看过去时在预定频率阻抗的第四相位之间差的绝对值θ2包括在大于等于100度且小于等于170度的范围内。同向双工器的滤波器可以是使用形成于衬底上薄膜谐振器的滤波器。同向双工器的滤波器可以是使用了彼此接近设置于衬底上的薄膜谐振器耦合的滤波器。同向双工器的滤波器可以是包括将薄膜谐振器连接为梯型(见图23)或串连和/或并联的组合的结构的滤波器。此外，该滤波器可以是把一个谐振器用作串连型谐振器或者并联型谐振器的滤波器。
另外，同向双工器的第一滤波器和第二滤波器可以是包括形成于压电衬底的IDT电极的表面声波滤波器。
此外，同向双工器的表面声波滤波器可以是使用了彼此接近设置于压电衬底上的IDT电极的耦合的垂直模式滤波器。
此外，同向双工器的表面声波滤波器可以是包括将薄膜谐振器连接为梯型(见图23)或串连和/或并联的组合的结构的滤波器。此外，该滤波器可以是把一个谐振器用作串连型谐振器或者并联型谐振器的滤波器。
根据本发明的天线双工器、该天线双工器的设计方法、该天线双工器的制造方法、同向双工器、该同向双工器的设计方法、该同向双工器的制造方法以及通信设备的优点在于：与传统的相比，能够更多地减小信号损耗，且作为天线双工器、其设计方法及类似是可用的。

Claims (31)

1.一种天线双工器，包括：
发送滤波器，用于接收发送信号并使预定通频带的信号通过；以及
接收滤波器，用于接收从天线获得的接收信号并使预定通频带的信号通过，
其特征在于(1)当从连接所述天线的天线端子部分向所述发送滤波器侧看过去时在所述发送滤波器的所述通频带的预定频率的阻抗的第一相位和当从所述天线端子部分向所述接收滤波器侧看过去时在所述预定频率的阻抗的第二相位之间的差的绝对值θ1和/或(2)当从所述天线端子部分向所述接收滤波器侧看过去时在所述接收滤波器的所述通频带的预定频率的阻抗的第三相位和当从所述天线端子部分向所述发送滤波器侧看过去时在所述预定频率的阻抗的第四相位之间的差的绝对值θ2包括在大于等于100度且小于等于170度的范围内。
2.根据权利要求1所述的天线双工器，其特征在于还包括移相电路装置，所述移相电路装置(1)设置于所述天线端子部分和所述发送滤波器之间，并且用于调整所述发送滤波器的相位和/或(2)设置于所述天线端子部分和所述接收滤波器之间，并且用于调整所述接收滤波器的相位。
3.根据权利要求1所述的天线双工器，其特征在于所述发送滤波器或所述接收滤波器是使用形成于衬底上的薄膜谐振器的滤波器。
4.根据权利要求3所述的天线双工器，其特征在于所述滤波器是利用了彼此接近设置于所述衬底上的薄膜谐振器的耦合的滤波器。
5.根据权利要求3所述的天线双工器，其特征在于所述滤波器是包括将所述薄膜谐振器彼此连接的结构的滤波器。
6.根据权利要求1所述的天线双工器，其特征在于所述发送滤波器或所述接收滤波器是包括形成于压电衬底上的IDT电极的表面声波滤波器。
7.根据权利要求6所述的天线双工器，其特征在于所述表面声波滤波器是垂直模式滤波器，所述垂直模式滤波器利用了彼此接近设置于所述衬底上的所述IDT电极的耦合。
8.根据权利要求6所述的天线双工器，其特征在于所述表面声波滤波器是包括连接包含了所述IDT电极的所述表面声波滤波器的结构的滤波器。
9.一种天线双工器的设计方法，所述天线双工器包括(1)发送滤波器，用于接收发送信号并使预定通频带的信号通过；以及(2)接收滤波器，用于接收从天线获得的接收信号并使预定通频带的信号通过，
其特征在于所述天线双工器的设计方法执行所述天线双工器的设计，以使(a)当从连接所述天线的天线端子部分向所述发送滤波器侧看过去时在所述发送滤波器的所述通频带的预定频率的阻抗的第一相位和当从所述天线端子部分向所述接收滤波器侧看过去时在所述预定频率的阻抗的第二相位之间的关系和/或(b)当从所述天线端子部分向所述接收滤波器侧看过去时在所述接收滤波器的所述通频带的预定频率的阻抗的第三相位和当从所述天线端子部分向所述发送滤波器侧看过去时在所述预定频率的阻抗的第四相位之间的关系满足固定规则。
10.根据权利要求9所述的天线双工器的设计方法，其特征在于所述天线双工器还包括移相电路装置，所述移相电路装置(1)设置于所述天线端子部分和所述发送滤波器之间，并且用于调整所述发送滤波器的相位和/或(2)设置于所述天线端子部分和所述接收滤波器之间，并且用于调整所述接收滤波器的相位。
11.根据权利要求10所述的天线双工器的设计方法，其特征在于执行所述天线双工器的设计以使所述关系满足所述固定规则是指设计所述移相电路装置以使(1)所述第一相位和所述第二相位之间的差的绝对值和/或(2)所述第三相位和所述第四相位之间的差的绝对值包括在预定范围内。
12.根据权利要求11所述的天线双工器的设计方法，其特征在于所述预定范围是大于等于100度且小于等于170度的范围。
13.根据权利要求12所述的天线双工器的设计方法，其特征在于天线双工器的设计方法设计所述天线双工器，以使当所述发送滤波器的所述通频带的相位实质上是90到270度时，所述绝对值θ1包括在大于等于100度且小于等于170度的范围内。
14.根据权利要求12所述的天线双工器的设计方法，其特征在于天线双工器的设计方法设计所述天线双工器，以使当所述接收滤波器的所述通频带的相位实质上是90到270度时，所述绝对值θ2包括在大于等于100度且小于等于170度的范围内。
15.根据权利要求9所述的天线双工器的设计方法，其特征在于所述发送滤波器或所述接收滤波器是使用形成于衬底上的薄膜谐振器的滤波器。
16.根据权利要求15所述的天线双工器的设计方法，其特征在于所述滤波器是利用了彼此接近设置于所述衬底上的薄膜谐振器的耦合的滤波器。
17.根据权利要求15所述的天线双工器的设计方法，其特征在于所述滤波器是包括将所述薄膜谐振器彼此连接的结构的滤波器。
18.根据权利要求9所述的天线双工器的设计方法，其特征在于所述发送滤波器或所述接收滤波器是包括形成于压电衬底上的IDT电极的表面声波滤波器。
19.根据权利要求18所述的天线双工器的设计方法，其特征在于所述表面声波滤波器是垂直模式滤波器，所述垂直模式滤波器利用了彼此接近设置于所述衬底上的所述IDT电极的耦合。
20.根据权利要求18所述的天线双工器的设计方法，其特征在于所述表面声波滤波器是包括连接包含了所述IDT电极的所述表面声波滤波器的结构的滤波器。
21.一种天线双工器的制造方法，所述天线双工器具有：发送滤波器，用于接收发送信号并使预定通频带的信号通过；以及接收滤波器，用于接收从天线获得的接收信号并使预定通频带的信号通过，所述制造方法包括：
设计步骤，设计所述天线双工器，以使(1)当从连接所述天线的天线端子部分向所述发送滤波器侧看过去时在所述发送滤波器的所述通频带的预定频率的阻抗的第一相位和当从所述天线端子部分向所述接收滤波器侧看过去时在所述预定频率的阻抗的第二相位之间的关系和/或(2)当从所述天线端子部分向所述接收滤波器侧看过去时在所述接收滤波器的所述通频带的预定频率的阻抗的第三相位和当从所述天线端子部分向所述发送滤波器侧看过去时在所述预定频率的阻抗的第四相位之间的关系满足固定规则；以及
装配步骤，执行所述所设计的天线双工器的装配。
22.根据权利要求21所述的天线双工器的制造方法，其特征在于所述天线双工器还包括移相电路装置，所述移相电路装置(1)设置于所述天线端子部分和所述发送滤波器之间，并且用于调整所述发送滤波器的相位和/或(2)设置于所述天线端子部分和所述接收滤波器之间，并且用于调整所述接收滤波器的相位。
23.根据权利要求21所述的天线双工器的制造方法，其特征在于所述发送滤波器或所述接收滤波器是使用形成于衬底上的薄膜谐振器的滤波器。
24.根据权利要求21所述的天线双工器的制造方法，其特征在于所述发送滤波器或所述接收滤波器是包括形成于压电衬底上的IDT电极的表面声波滤波器。
25.一种同向双工器，包括：
分路装置，用于将要输入的输入信号分路到一侧和另一侧；
第一滤波器，用于使所述分路到一侧的信号的第一通频带的信号通过；以及
第二滤波器，用于使所述分路到另一侧的信号的第二通频带的信号通过，
其特征在于(1)当从所述分路装置向所述第一滤波器侧看过去时在所述第一滤波器的所述通频带的预定频率的阻抗的第一相位和当从所述分路装置向所述第二滤波器侧看过去时在所述预定频率的阻抗的第二相位之间的差的绝对值θ1和/或(2)当从所述分路装置向所述第二滤波器侧看过去时在所述第二滤波器的所述通频带的预定频率的阻抗的第三相位和当从所述分路装置向所述第一滤波器侧看过去时在所述预定频率的阻抗的第四相位之间的差的绝对值θ2包括在大于等于100度且小于等于170度的范围内。
26.根据权利要求25所述的同向双工器，还包括移相电路装置，所述移相电路装置(1)设置于所述分路装置和第一滤波器之间，并且用于调整第一滤波器的相位和/或(2)设置于所述分路装置和第二滤波器之间，并且用于调整第二滤波器的相位。
27.一种同向双工器的设计方法，所述同向双工器包括：(1)分路装置，用于将要输入的输入信号分路到一侧和另一侧；(2)第一滤波器，用于使所述分路到一侧的信号的第一通频带的信号通过；以及(3)第二滤波器，用于使所述分路到另一侧的信号的第二通频带的信号通过，
其特征在于所述同向双工器的设计方法执行所述同向双工器的设计，以使(1)当从所述分路装置向所述第一滤波器侧看过去时在所述第一滤波器的所述通频带的预定频率的阻抗的第一相位和当从所述分路装置向所述第二滤波器侧看过去时在所述预定频率的阻抗的第二相位之间的关系和/或(2)当从所述分路装置向所述第二滤波器侧看过去时在所述第二滤波器的所述通频带的预定频率的阻抗的第三相位和当从所述分路装置向所述第一滤波器侧看过去时在所述预定频率的阻抗的第四相位之间的关系满足固定的规则。
28.根据权利要求27所述的同向双工器的设计方法，其特征在于所述同向双工器还包括移相电路装置，所述移相电路装置(1)设置于所述分路装置和第一滤波器之间，并且用于调整第一滤波器的相位和/或(2)设置于所述分路装置和第二滤波器之间，并且用于调整第二滤波器的相位。
29.一种同向双工器的制造方法，所述同向双工器包括：(1)分路装置，用于将要输入的输入信号分路到一侧和另一侧；(2)第一滤波器，用于使所述分路到一侧的信号的第一通频带的信号通过；以及(3)第二滤波器，用于使所述分路到另一侧的信号的第二通频带的信号通过，所述制造方法包括：
设计步骤，设计所述同向双工器，以使(a)当从所述分路装置向所述第一滤波器侧看过去时在所述第一滤波器的所述通频带的预定频率的阻抗的第一相位和当从所述分路装置向所述第二滤波器侧看过去时在所述预定频率的阻抗的第二相位之间的关系和/或(b)当从所述分路装置向所述第二滤波器侧看过去时在所述第二滤波器的所述通频带的预定频率的阻抗的第三相位和当从所述分路装置向所述第一滤波器侧看过去时在所述预定频率的阻抗的第四相位之间的关系满足固定的规则；以及
装配步骤，执行所述所设计的同向双工器的装配。
30.根据权利要求29所述的同向双工器的制造方法，其特征在于所述同向双工器还包括移相电路装置，所述移相电路装置(1)设置于所述分路装置和第一滤波器之间，并且用于调整第一滤波器的相位和/或(2)设置于所述分路装置和第二滤波器之间，并且用于调整第二滤波器的相位。
31.一种通信设备，包括：
天线；
根据权利要求1或2所述的、与所述天线相连的天线双工器；
与所述天线双工器的发送侧相连的发送电路；以及
与所述天线双工器的接收侧相连的接收电路。
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