CN1536748A

CN1536748A - 同步整流器反馈偏压控制电路

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Publication number: CN1536748A
Application number: CNA2004100073935A
Authority: CN
Inventors: 黄宏; M; 克丽斯·M·杨
Original assignee: Astec International Ltd
Current assignee: Astec International Ltd
Priority date: 2003-03-03
Filing date: 2004-03-02
Publication date: 2004-10-13
Anticipated expiration: 2024-03-02
Also published as: US6841977B2; US20040174144A1; CN100536296C

Abstract

披露了一种电路，该电路在预定状态期间有效地阻止一个降压转换器中的同步整流器的开启，从而阻止在此期间电流反向流过该同步整流器。在一个实施例中，本发明给一个非隔离式直流－直流降压转换器在软启动期间提供同步整流器的控制，从而在该软启动过程中阻止电流反向流动(消耗)。在本发明的另一实施例中，一个电路使用一个指示转换器软启动状态的信号，以阻止该同步整流器在该软启动期间开启。本发明还解决了上述的用于并联转换器结构中的转换器的同步整流器反馈偏压问题。

Description

同步整流器反馈偏压控制电路

技术领域

本发明涉及一种电源转换器，尤其是涉及一种在非隔离式直流-直流降压转换器中控制同步整流器反馈偏压的电路。

技术背景

在非隔离式直流-直流降压转换器中，为了提高转换器的电源转换效率，同步整流器逐渐取代了单向二极管。具有同步整流的非隔离式直流-直流转换器的一个特征是，电流不仅可以通过同步整流器流向输出端子，而且也可以从输出端子反向流回转换器，即，一个具有同步整流的非隔离式直流-直流转换器具有电流源和电流消耗两种能力。

图1示出了一个传统的降压转换器。众所周知，一个基本的降压转换器包括一个开关6，一个输入过滤电容8，一个单向二极管12，一个电感14以及一个电容16，这些器件在一个输入端子2和一个输出端子22之间以传统方式进行连接，其中，输入端子2偶合到相对于地的输入电压V_in，该降压转换器在输出端子22产生了一个经过调整的相对于地的输出电压V_o。一个示范性负载20耦合到转换器10的输出端。开关6典型地是一个电子开关，比如一个MOSFET，该开关由一个控制电路，例如，一个响应于输出电压V_o的脉冲宽度调制器(PWM)(在图1中未示出)以已知的方式进行控制。当开关6闭合时，电容16由输入电压V_in通过开关6和电感14进行充电，以产生比输入电压V_in峰值小的输出电压V_o。当开关6断开时，流经电感14的标识为I₀的电流经由二极管12得以维持。

为了提高电源转换效率，单向二极管12优选使用一个定义为同步整流器、在图1中标识为18并用虚线连接的MOSFET替代。在工作时，同步整流器18降低了节点7和5之间的电压降，该电压降在使用二极管12时同样存在。仅单向电流允许通过单向二极管12。相比之下，同步整流器18允许双向电流流动。因此，电感电流，I₀，能够从输出端反向流过同步整流器18。同步整流器18优选直接由一个PWM(未示出)进行控制。虽然开关6和同步整流器18都由一个PWM驱动，但是，众所周知，为了阻止输入端2与地短路，来自该PWM的用于这两个器件的控制信号是互补的，这样开关6和同步整流器18不会同时开启。

当这样的同步整流器用于并联的电源转换器时，同步整流器18的双向电流流动能力可能会引起严重的问题。电源转换器的并联为两个或更多单个的、小而高密度的电源转换器模块提供了一种方法，以供给电流生成负载所需的更高电源和/或提供冗余。各种应用可能需要不同配置的并联转换器。一种公知的应用，比如，用于数字信号处理器，需要多个并联转换器配置为顺序操作，其中，这些转换器根据一个预定的次序顺序地启动。图2是具有两个并联的电源模块的现有系统的模块图，其中这两个电源模块按照一种排序组合进行连接，以给两个负载供应电源。在图2中的并联排序系统30包括一个与转换器34并联的转换器32。根据系统30的一个实施例的排序，转换器32在转换器34开启之前总是开启的。像图1所示的，转换器32和34都是具有一个替代单向二极管的同步整流器的降压转换器。如图2所示，在输入端子2和4中，来自一个单一电源输入端口的电源，V_in，供应给了转换器32和34。本领域技术人员可以认识到，在一个单一的电源输入端给该转换器供应电源不是必须的。相反，每个电源模块可以接收来自一个独立的电源提供者，比如独立的交流-直流转换器(未示出)的电源。转换器32耦合到输出端子42和44，以给示意显示为28的负载供应一个输出电压V_A0。转换器34耦合到输出端子38和40，以给示意显示为26的负载供应一个输出电压V_B0。转换器32和34的输出也经由二极管36耦合到相互之间的输出端子上。二极管36具有一个耦合到转换器32的输出端子42的阳极，以及一个耦合到转换器34的输出端子38的阴极。每个转换器的相应阴极输出端子44和40也如图2所示进行连接。

在工作时，转换器32首先开启而转换器34仍然保持关闭。在这期间，转换器34的同步整流器仍然保持在关闭状态。此时，转换器32向负载28供应输出电压V_A0。然而，由于转换器34是关闭的，所以二极管36处于导通状态。结果，转换器32也向负载26供应电源。在该时序的这一时刻，转换器34开启。当转换器34开始工作时，它的现已开启的同步整流器，将该并联输出电压拉低到一个与转换器34的编程软启动的电压相应的电平。这种拉低效应在转换器34的软启动期间导致转换器32短路。该效应是通常称为非隔离式直流-直流降压转换器的“同步整流器反馈偏压”问题的效应的一个例子。转换器34的同步整流器将继续这种拉低效应直到转换器34的输出电压等于转换器32的输出电压，此时二极管36不再导通，两个转换器的输出不再相互偶合。在实际中，将触发短路保护，而且没有特别的注意系统30不能保持工作。因此，存在一种需要，既要克服图2的系统的同步整流器反馈偏压的问题，又要保留使用同步整流器所提供的好处，即，如现代器件所要求的，更低的成本和更高的密度。

图3是另一种并联转换器(这里也称为“电源模块”)系统的结构方框图。对于图3所示的并联转换器结构，电源供应给公共输出电压总线及负载。如图3所示，电源模块1、电源模块2...电源模块N的每一个耦合到一个单一的电源输出端口320以向负载提供电源。一个示例性负载330耦合到系统300的输出端口320上。在一个优选实施例中，在一个单一的电源输入端口340给电源模块1至N供应电源。本领域技术人员会认识到在一个单一的电源输入端口给电源模块1至N供应电源不是必须的。相反，每个电源模块可以从独立的电源，比如多个独立的交流-直流转换器(未示出)接收电源。

在一个示例性的系统中，电源模块1至N都是具有一个如图1所示的、取代了单向二极管的同步整流器的降压转换器。对于该示例性的系统，因为同步整流器允许反向电流流动，所以，例如，当该系统运行时重复应用一个或多个模块，以及在不同时刻开启每一个并联模块等等，可能导致系统失败。

因此，为了消除同步整流器反馈偏压的问题，需要一种电路，该电路能积极有效地控制在一个具有多个并联电源转换器的系统中的各个电源转换器的同步整流器。也需要一种电路，该电路能在并联转换器结构中的电源转换器软启动期间提供这种功能。

发明内容

本发明通过在一个包括多个并行的转换器的系统中提供一个控制电路解决了现有器件的问题，该控制电路能够在预定状态期间，有效地阻止在降压转换器中的同步整流器的开启，从而阻止在该期间电流反向流过该同步整流器。在一个实施例中，在非隔离式直流-直流降压转换器的软启动期间，本发明提供同步整流器的控制，从而阻止在该软启动过程中电流反向流动(消耗)。在本发明的另一实施例中，一个电路使用一个指示转换器软启动状态的信号以阻止在软启动时间同步整流器的开启。本发明也解决了在用于并联转换器结构中的转换器的软启动期间所述同步整流器反馈偏压问题。

因此，本发明的多个实施例具有阻止所述同步整流器反馈偏压问题，以及使用比已知装置更少的组件和更低成本完成这一目标的优点。

总地来说，本发明在一个具有一个降压转换器的系统中提供了一个控制电路和一个驱动电路，其中，该降压转换器包括一个开关、一个电感、一个电容和一个同步整流器，该降压转换器具有两个耦合到直流输入电压的输入端子，和两个提供直流输出电压的输出端子，该同步整流器具有一个控制输入端并受到控制，使得当该开关断开时，通过电感的电流由该同步整流器提供的通道得以维持，该降压转换器还具有一个脉冲宽度调制器(PWM)，该脉冲宽度调制器(PWM)具有一个设计用于为该同步整流器的状态提供控制的输出端；该控制电路耦合在该PWM输出端和该同步整流器的控制输入端之间，用于在预定状态期间控制该同步整流器，该控制电路包括一个比较电路，用于对指示该预定状态的反馈信号和一个预定参考信号进行比较，使得当该预定状态有效时，所述比较电路输出一个控制信号；该驱动电路用于响应该控制信号以关闭该同步整流器，使得当该预定状态有效时，阻止该PWM控制该同步整流器的状态，以及当所述预定状态不有效时，使该PWM在能够控制该同步整流器。

一般地说，本发明还提供了一个具有多个直流-直流转换器模块的电源系统，每个转换器模块具有一个耦合到输入直流电压的输入端子和一个提供输出电压的输出端子，所述多个转换器模块通过它们的输出端子并联到一个连接到一个负载的公共总线，每个所述转换器模块包括：一个降压转换器，用于将所述直流输入电压转化成一个调整的直流输出电压，所述降压转换器具有一个开关和一个电感，该开关和电感在其相应的输出端和输入端之间以串联方式连接，所述电感的一端连接到其相应的输出端，一个同步整流器连接在所述电感的另一端和地之间，一个电容连接在其相应的输出端和地之间；一个脉冲宽度调制器(PWM)，该脉冲宽度调制器(PWM)具有一个设计用于为所述同步整流器提供控制的输出端；一个控制电路，该控制电路耦合到所述PWM输出端和所述同步整流器的所述控制输入端之间，用于在预定状态期间控制所述同步整流器，该控制电路包括：一个比较器电路，用于对一个指示所述预定状态的反馈信号和一个预定参考电压进行比较，使得当所述预定状态有效时，该比较电路输出一个控制信号；以及一个驱动电路，用于响应所述控制信号以关闭该同步整流器，使得当所述预定状态有效时，阻止所述PWM控制所述同步整流器的状态，以及当所述预定状态不有效时，使所述PWM能够控制所述同步整流器。

附图说明

通过参照以下结合附图的详细描述，本发明上述各个方面与其具有的优点将更容易理解，其中：

图1示出了一个典型的现有非隔离式直流-直流降压转换器；

图2是一个现有系统的方框图，该系统具有两个以一种排序结构进行连接的电源模块，以给单独的负载供应电源；

图3是一种现有的多个电源模块的系统的方框图，该多个电源模块通过它们的输出端子并联到一个连接到负载的公共总线；

图4示出了根据本发明的电路的一个实施例，用在不提供指示软启动状态的信号的系统；

图5示出了根据本发明的电路的一个优选实施例，用于具有一个可读取的软启动指示的系统。

发明详述

本发明克服了公知的现有电路的缺陷。图5给出了用于在一个转换器并联的系统中的每个转换器的电路的一个优选实施例。转换器200具有一个输入端子104，该输入端子偶合相对于地的直流输入电压V_in，和一个输出端子122，该输出端子输出每个转换器模块的相对于地的直流输出电压V_O。转换器200包括一个控制电路250，该控制电路耦合到具有同步整流器118的降压转换器102。降压转换器102包含一个开关106，一个电感114，和一个电容116，这些器件在输入端子104和输出端子122之间以传统方式进行连接。一个显示的示例性负载R_L耦合到转换器200的输出端。开关106典型地是一个电源MOSFET，该MOSFET由响应输出电压V_O的PWM 166以公知的方式进行控制。当开关106闭合时，电容116经由开关106和电感114由输入电压进行充电以产生输出电压V_O，因而该输出电压小于该输入电压的峰值。当开关106断开时，通过电感114的电流经由同步整流器118得以保持。

在降压转换器102中，为了提高电源转换效率，像图1所示的，同步整流器118替代了传统的单向二极管。同步整流器118有一个控制输入端，而且优选是一个控制输入端是其栅极的MOSFET。同步整流器118允许双向电流流动。结果，电感电流能够从输出端反向流过同步整流器118。同步整流器118通常由一个脉冲宽度调制器PWM146直接控制。开关106和同步整流器118可以由相同的脉冲宽度调制器驱动。众所周知，通常从脉冲宽度调制器发送到开关106和同步整流器118的控制输入端的控制信号必须是互补的信号，以便这两个器件不会同时开启，以避免将输入端子104与地短路。如图5所示，对于转换器200，然而，一个控制电路250耦合在PWM 146与同步整流器118的栅极输入端之间。因此，对于本发明，PWM不直接耦合到同步整流器118的控制输入端。根据图5所示的本发明的实施例，控制电路250提供同步整流器118的开和关状态的直接控制。

控制电路250包括一个耦合到一个驱动电路170的比较电路204，该驱动电路直接耦合到同步整流器118的栅极输入端。驱动电路170包含一个PNP晶体管120，一个NPN晶体管130和一个电阻126。晶体管120具有一个基极和一个集电极，它们都在节点125处耦合到PWM 146，和一个发射极，该发射极耦合到同步整流器118的控制输入端的发射极。晶体管130具有一个在节点125处耦合到PWM 146的集电极，一个耦合到同步整流器118的控制输入端的发射极，以及一个通过电阻126耦合到节点125的基极。晶体管130的基极在一个节点135处也耦合到比较器电路204。

比较器电路204包括一个晶体管128。在图5中晶体管128显示为一个NPN晶体管。晶体管128优选是一个双极晶体管类型。如图5所示，晶体管128具有一个连接到节点135的集电极，一个耦合到地的发射极，和一个基极。晶体管128的基极耦合到一个比较器110的输出端。

比较器110有一个正输入端和一个负输入端。一个参考信号236耦合到比较器110的正输入端。参考信号236优选由传统的、耦合到参考电压V_ref的电压分配器电路产生。该电压分配器优选由在V_ref和地之间串联的电阻142和电阻144组成。

对于图5所示的本发明的电路的优选实施例，一个软启动指示信号210反馈到在控制电路250中的比较器110的负输入端。软启动指示信号210优选由PWM 146提供。如图2所述的那样，在该降压转换器的软启动期间出现了同步整流器反馈偏压问题。因此，本发明的控制电路优选使用一个指示该软启动期间的信号，以消除这个问题。一旦该软启动时序完成，并且该降压转换器输出正常工作所需的输出电压，该软启动指示信号不再有效。

现在更详细地描述转换器200的工作。在降压转换器102的软启动期间，控制电路250工作以阻止该PWM控制同步整流器118。当降压转换器102不处在软启动期间，控制电路250使该PWM能够控制降压转换器102的同步整流器118。

对于图5中的实施例，比较器110比较软启动指示信号210和参考信号236。在软启动时间，信号210是有效的。优选地，将参考信号236设置为一个预定的电平，以便当该转换器处于软启动模式时，信号236比软启动指示信号210的电平高，而当该转换器不处于软启动模式时，参考信号236不高于该软启动信号。结果，在该转换器的软启动期间比较器110输出“高”信号，否则输出“低”信号。

这样，在该转换器的软启动模式期间，比较器110将晶体管128的基极设置为高，因此使晶体管128切换到导通状态。在该导通状态期间，由于发射极耦合到地，所以在晶体管128的集电极的电压也降低到接近于地的低电压电平。由于晶体管130的基极在节点135耦合到晶体管128的集电极，因此其也降低到接近于地的低电压电平。结果，晶体管130是非导通的。

通常，为了将同步整流器118设置为“开”的导通状态，该PWM在信号线138上输出一个高电平信号，优选5V。当晶体管130是非导通时，它阻止信号138耦合到该同步整流器的控制输入端。

晶体管120是一个PNP型晶体管，具有在节点135处连接到该PWM的一个基极和一个集电极，以及一个连接到该同步整流器118的控制输入端的发射极。这样，晶体管120不给该PWM提供通路以设置同步整流器118的控制输入端。结果，在降压转换器102的软启动期间，本发明的电路阻止PWM 146对同步整流器118进行控制。如果同步整流器118在软启动期间处于开状态，晶体管120起作用，以通过释放在它的控制输入端的栅极电荷来关闭该同步整流器118。控制电路250保持同步整流器118处于关闭状态，直到软启动指示信号210指示该转换器不再在软启动中。

当该转换器不是在软启动模式中时，则比较器110的输出是低的，晶体管128的基极是低的，使得晶体管128不导通。这使得128的集电极在节点135处向晶体管130的基极提供一个浮动的电平。结果，驱动电路170不再阻止该PWM对同步整流器118的控制输入，从而允许该PWM控制同步整流器118的状态。这样，在软启动期间，控制电路250关闭同步整流器118并在该期间保持它关闭，因此阻止反向电流通过同步整流器118和解决该反馈偏压问题。

图4示出了根据本发明的、用于没有提供表示软启动状态信号的系统的电路的一个替代实施例。如图4所示，转换器100不同于在图5中的实施例，因为在图4中，在端子122处的输出电压反馈回来，用于通过比较器110与一个参考信号进行比较，而不是一个软启动指示信号与一个参考信号进行比较。对于转换器100，为了输出一个来自比较器110的信号，以便该比较器的输出在软启动期间是有效的，由电阻132和134组成的电压分配器电路提供了一个合适的参考信号136。

对于另一替代实施例，为了使同步整流器118在预定状态期间无效，任何合适的信号能反馈到控制电路250。

根据另一实施例，本发明提供了一个系统，该系统解决了用于并联转换器结构的转换器的上述的同步整流器反馈偏压问题，其中，每一个转换器对应于图4中的转换器100。转换器的并联结构的两个实施例显示于图2和图3。另外，本发明提供一种并联转换器系统，其中，每一个转换器对应于图5中的转换器200。

以上提供的本发明的详细的描述是为了说明和描述的目的。虽然参考附图详细描述了本发明的多个示例性实施例，但是应当明白本发明不仅仅局限于所披露的实施例，按照上述的教导对本发明的各种改变和修改是可能的。

Claims

1、在一个具有一个降压转换器和一个脉冲宽度调制器(PWM)的系统中，其中，该降压转换器包括一个开关、一个电感、一个电容和一个同步整流器，所述降压转换器具有两个耦合到直流输入电压的输入端子和两个提供直流输出电压的输出端子，所述同步整流器具有一个控制输入端并受到控制，使得当所述开关断开时，通过所述电感的电流由所述同步整流器提供的通路进行维持，所述脉冲宽度调制器(PWM)具有一个设计用来为所述同步整流器的状态提供控制的输出端；一个耦合在所述PWM输出端和所述同步整流器的所述控制输入端之间的、用于在预定状态期间控制所述同步整流器的控制电路，包括：

一个比较器电路，用于对一个指示所述预定状态的反馈信号和一个预定参考电压进行比较，以便当所述预定状态有效时，所述比较电路输出一个控制信号；

一个驱动电路，用于响应所述控制信号以关闭所述同步整流器，使得当所述预定状态有效时，阻止所述PWM控制所述同步整流器的状态，以及当所述预定状态无效时，使所述PWM能够控制所述同步整流器。

2、如权利要求1所述的系统，其中，所述预定状态是所述转换器的软启动状态。

3、如权利要求2所述的系统，其中，所述PWM提供指示所述软启动状态的所述反馈信号。

4、如权利要求1所述的系统，其中，所述比较器电路包括：

一个比较器，该比较器具有一个正输入端和一个负输入端，所述反馈信号偶合到所述负输入端；

一个电压分配器，该电压分配器由串联在参考电压和地之间的第一电阻和第二电阻组成，用于提供一个连接到所述正输入端的分配电压；以及

一个第一晶体管，该第一晶体管具有一个耦合到所述比较器的输出端的基极，一个耦合到地的发射极和一个耦合到一个第一节点的集电极。

5、如权利要求4所述的系统，其中，所述驱动电路包括：

一个第二晶体管和一个第三晶体管，其中，每个晶体管都有一个基极、一个集电极和一个发射极；所述第二晶体管的基极和集电极以及所述第三晶体管的集电极在一个第二节点处进行连接；所述第二晶体管和第三晶体管的发射机相互耦合并且耦合到所述同步整流器的所述控制输入端；以及一个第三电阻，该第三电阻串联在所述第二节点和在所述第一节点处的所述第三晶体管的基极之间。

6、如权利要求2所述的系统，其中，所述反馈信号是直流输出电压。

7、一个具有多个直流-直流转换器模块的电源系统，其中，每个转换器模块具有一个耦合到直流输入电压的输入端子，和一个提供直流输出电压的输出端子，所述多个转换器模块通过它们的输出端子并联，每一个所述转换器模块包括：

一个降压转换器，用于将所述直流输入电压转换为一个调整的直流输出电压，所述降压转换器具有串联在其各自的输入端子和输出端子之间的一个开关和一个电感，所述电感的一端连接到其各自的输出端子，一个连接在所述电感的另一端和地之间的同步整流器，以及一个连接在其各自的输出端子和地之间的电容；

一个脉冲宽度调制器(PWM)，该PWM具有一个设计用于为所述同步整流器的状态提供控制的输出端；以及

一个控制电路，该控制电路耦合在所述PWM输出端和所述同步整流器的所述控制输入端之间，用于在预定状态期间控制所述同步整流器，该控制电路包括一个比较器电路，用于对一个指示所述预定状态的反馈信号和一个预定参考电压进行比较，以便当所述预定状态有效时，所述比较器电路输出一个控制信号；以及一个用于响应所述控制信号以关闭所述同步整流器的驱动电路，使得当所述预定状态有效时，阻止所述PWM控制所述同步整流器的状态，并且当所述预定状态无效时，使所述PWM能够控制所述同步整流器。

8、如权利要求7所述的电源系统，其中，所述预定状态是所述转换器的软启动状态。

9、如权利要求8所述的电源系统，其中，所述PWM提供指示所述软启动状态的所述反馈信号。

10、如权利要求7所述的系统，其中，所述反馈信号是直流输出电压。

11、如权利要求7所述的电源系统，其中，所述多个转换器模块通过它们的输出端子并联到一个连接到负载的公共总线。

12、如权利要求7所述的系统，其中，该系统具有两个转换器模块，其中，一个二极管连接在所述转换器模块的第一转换器模块的输出端子和所述转换器模块的第二转换器模块的输出端子之间；所述二极管具有一个连接到所述转换器模块的所述第二转换器模块的负极，以及一个连接到所述转换器模块的所述第一转换器模块的正极；每一个所述转换器模块通过它们各自的输出端子连接到一个负载；其中，所述两个转换器模块根据预定次序顺次开启，以便所述转换器模块的所述第一转换器模块在所述转换器模块的所述第二转换器模块开始工作之前开始工作。

13、如权利要求7所述的系统，其中，所述比较器电路包括：

一个具有一个正输入端和一个负输入端的比较器，所述反馈信号耦合到所述负输入端；

14、如权利要求13所述的系统，其中，所述驱动电路包括：

一个第二晶体管和一个第三晶体管，其中，每个晶体管具有一个基极，一个集电极和一个发射极；所述第二晶体管的基极和集电极以及第三晶体管的集电极在第二节点处进行连接；所述第二和第三晶体管的发射极相互耦合并耦合到所述同步整流器的所述控制输入端；以及一个第三电阻，该第三电阻串联在所述第二节点和在所述第一节点处的所述第三晶体管的基极之间。