CN1520644A - 无线电通信系统 - Google Patents

Abstract

无线通信系统内包含发射机(106)与接收机(112)之间的通信信道，发射机内包含多个天线，而接收机内至少包含一个天线。通信信道是宽带的，并且包含多条路径，而且发射机内包含用于把要发射的数据分割为多个子流的装置。接收机内包含数量少于被发射子流的数量的天线，以及用于确定与子流数量一样多的基本不相关的接收信号样值的采样装置。在一实施例内，信道中的传输采用码分多址技术，而且采样装置内包含瑞克接收机。在另一实施例内，采用最大似然技术生成足够的样值。

Description

无线电通信系统

技术领域

本发明涉及到具有包含第一与第二终端之间的多条路径在内的通信信道的无线通信系统。本发明还涉及在这种系统内使用的终端，以及用于操作这种系统的方法。

背景技术

在无线通信系统内，无线信号典型地从发射机经过多条路径到达接收机，其中每条路径中都包含来自一个或多个散射物体的反射。在接收机内，从路径中接收到的信号可以建设性或者毁坏性地相互干扰，从而导致由定位所决定的衰落。而且不同长度的路径，以及因此所导致的从发射机到接收机的传播时间都会造成符号间的干扰。

众所周知，可以在接收机内采用多天线(接收分集)来解决由多径传播所造成的上述问题，这能够解决某些或者所有的多径。为了分集的有效性，单个天线所接收到的信号必需具有较低的互相关。这通常是通过利用波长的很小一部分分离天线来确保的，但是也可以通过使用在我们悬而未决的国际专利申请WO01/71843(申请人参考PHGB000033)中所阐述的技术来采用距离很近的天线。通过确保基本上不相关信号的使用，在任意给定时刻，在一个以上的天线中出现破坏性干扰的概率将被最小化。

通过在发射机内使用多天线(发射分集)，也可以获得类似的改善。分集技术可以被推广为在发射机和接收机内都使用多天线，这被称作多输入多输出(MIMO)系统，与单方面的分集设计相比，它可以进一步提高系统的增益。作为另一种设计方法，多天线的出现使得能够空间复用，由此所传输的数据流被分割为多个子流，其中每个经过多条不同路径被发射。在美国专利6067290中描述了这种系统的一个实例，在由PWWolniansky等人的、于1998年9月29日到10月2日的信号、系统和电路1998年URSI国际讨论会中发表的、题目为“V-BLAST：在严重散射无线信道中实现非常高速数据速率的结构(V-BLAST：anarchitecture for realising very high data rates over therich-scattering wireless channel)”的文章中描述了另一实例，它被称作BLAST系统。

在BLAST内，每个子流被发射到单个天线。在另一系统内，每个子流可以利用天线波束形成技术，被映射到不同的空间方向上。在我们悬而未决的未公开国际专利申请PCT/IB02/00029中(申请人参考PHGB010012)阐述了具有动态变化波束方向的MIMO系统的实例。

典型地在MIM0系统内，原始数据流被分为N个子流，其中由具有n_T＝N个元素的阵列内的不同天线去发射每个子流。使用具有n_R≥N个元素的类似阵列去接收信号，该阵列内的每个天线接收N个子流的不同叠加。利用这些差别以及信道转移矩阵H的知识，可以分离该子流并且重新组合生成原始的数据流。在公布的欧洲专利中请EP-A2-0905920中阐述的这种系统的变体中，在传输之前对子流进行变换，使得经过信道传播之后，另一个变换恢复原始的子流。然而由于施加的变换是基于转移矩阵H的奇值分解，因此这种系统需要在发射机和接收机内都具备转移矩阵H的知识。

从MIM0系统中获得的性能增益可以被用于在给定错误率的条件下提高总体数据速率，或者减小对于给定数据速率的错误率，或者两者组合。还可以控制MIMO系统，对于给定的数据速率和错误率来减少总发射能量或功率。理论上讲，通信信道的容量可以随发射机或接收机中天线数量的较少数量而线性增加。然而，一种更加有用的观察MIMO系统的方式就是：信道容量受到发射机和接收机之间的由环境内的散射物体所造成的统计独立的路径数量的限制。

此外如上述讨论，公知的MIM0系统依赖于足够远地安置天线，以获得基本不相关的信号。

当用于移动无线通信系统时，这种公知MIMO技术中的主要问题在于：要求多个天线被物理地安置在小移动终端中，同时又要距离足够远，使得每个天线中的信号包络是不相关的。此外，对于每个天线来说，都需要单独的RF前端。未来第三代蜂窝系统，例如UMTS(通用移动电信系统)将工作在2GHz区域的频率内。在这种频率以及散射较严重的环境中，期望的天线距离是λ/2(大概7到8厘米)。此外在多径散射不是特别严重的环境中(当多径到达的角展度比较小时)，要求较大的天线距离，以在天线之间获得良好的解相关特性。

发明内容

本发明的目的在于解决上述问题。

根据本发明的第一方面，提供具有包含主站与辅助站之间的多条路径在内的通信信道的无线通信系统，其中通信信道是宽带的；其中主站中包含多个天线以及发射装置，该发射装置内具有用于把要发射的信号分割为多个子流以及用于经过多个天线中的一个或多个天线发射每个子流的装置，子流的数量不大于天线的数量，而且其中辅助站内包含：至少一个天线；用于接收包含多个由主站发射的子流在内的信号的接收装置，天线数量小于子流的数量；用于确定至少与子流数量一样多的基本不相关接收信号样值的采样装置；以及用于从信号样值中提取被发射子流的提取装置。

本发明利用如下认识：即在宽带信道内，可以从每个接收信号中确定多个基本不相关的信号样值。如果系统使用码分多址接入技术，则需要信道关于扩展码的码片周期是宽带信道，而且通过瑞克接收机可以获得信号样值。在其它情况中，典型地要求信道关于符号周期是宽带信道，而且最大似然估计技术可以被用于确定被发射的子流。

根据本发明的第二方面，提供在具有包含主站与辅助站之间的多条路径在内的通信信道的无线通信系统中使用的辅助站，其中通信信道是宽带的；而且其中辅助站内包含：至少一个天线；用于接收包含由主站发射的多个子流的信号的接收装置，天线个数小于子流的数量；用于确定至少与子流数量一样多的基本不相关接收信号样值的采样装置；以及用于从信号样值中提取被发射子流的提取装置。

根据本发明的第三方面，提供操作一个无线通信系统的方法，该无线通信系统具有包含主站与辅助站之间的多条路径在内的通信信道，其中通信信道是宽带的，其中主站中包含多个天线，而且辅助站内包含至少一个天线，所述方法包含：主站把要发射的信号分割为多个子流，并且经过多个天线中的一个或多个天线发射每个子流，子流的数量不大于主站天线的数量，而且辅助站天线的数量小于子流的数量，而且辅助站接收包含由主站发射的多个子流在内的信号，确定至少与子流数量一样多的基本不相关接收信号样值，以及从信号样值中提取被发射子流。

本发明基于现有技术中没有的认识：如果存在足够的延迟扩展来获得接收信号的独立时间样值，则MIMO接收机内的天线数量可以小于被发射子流的数重。

附图说明

现在通过实例，以及参考附图来描述本发明的实施例，其中：

图1是公知MIMO无线系统的示意框图；

图2给出来自具有两个天线的发射机的到达多径信号；以及

图3是包含CDMA发射机和瑞克接收机在内的MIMO系统的示意框图。

在附图中，相同的参考数字被用于表示相应的特征。

执行本发明的模式

图1中说明了公知的MIMO无线系统。多个应用102(AP1到AP4)生成用于传输的数据流。一个应用102还能够生成多个数据流。由复用器(MX)104把数据流合并成为单一的数据流，将其提供给发射机(Tx)106。发射机106把数据流分割为子流，并且把每个子流映射到多个发射天线108的一个或多个天线中。

在复用之前，发射机106需要应用适当的编码，典型地包含前向纠错(FEC)编码。这被称作垂直编码，并且具有如下优点：即跨越所有子流应用所述编码。然而，由于需要联合译码而且单独提取每个子流是比较困难的，因此在提取子流的过程中就会出现问题。另一种方案中，每个子流可以被独立地编码，这种被称作水平编码的技术可以简化接收机的操作。例如，在X Li等人发表于2000年11月27日到12月1日的IEEE Globecom′2000会议(旧金山)、题为“迭代检测和译码对BLAST系统性能的影响(Effects of Iterative Detection and Decoding onthe Performance of BLAST)”的文章中讨论了这些技术。

如果采用垂直编码，则其中使用的FEC就必须要具有足够的纠错能力，以对付包含多条路径100在内的整个MIMO信道。为了说明的简便，只给出天线108之间的直接路径110，但是应该理解到：一组路径中将典型地包含非直接路径，其中信号被一个或多个散射物体反射。

也装备有多个天线108的接收机(Rx)112从多径路径中接收信号，然后合并、译码并且解复用，从而向每个应用提供各自的数据流。尽管示出发射机110和接收机112具有相同数量的天线，但是这在实践中不是必需的，而且可以根据空间和容量限制来实现天线数量的最优化。类似地，发射机106可以支持任意数量的应用(例如在只支持语音的移动电话中的单一应用，或者在PDA内的大量应用)。

任何“并行”类型通信系统后面的中心原则就是找到多种进行通信的方式，在接收机内能够区分这些多种方式。例如在OFDM系统内，不同的子流实际上利用不同的载波频率进行发射，各个载波间距能够保证它们之间的正交性，并且在接收机内能够识别。类似地在BLAST系统内，在散射较为严重的环境中，发射天线相互之间的最小距离是λ/2，单一天线接收到的信号包含每个子流的线性和，每个子流的相位和幅值是相互独立的。然而在没有更多信息的前提下，不能区别子流和单一天线，该问题就类似于解一个具有N个未知数(子流)的联立方程，至少需要N个不相关或独立的方程才能无歧义地区分N个未知数。在BLAST系统内，这可以通过拥有n_R(≥N)个最小间距为λ/2的天线来实现。这种最小距离能够确保来自每个接收机天线的n_R个信号提供N个未知子流的n_R个独立线性组合，其中n_R个组合是所需要的联立方程。每个方程的系数都是n_T个发射机天线与n_R个接收机天线之间的复信道转移系数，它们可以由转移矩阵H(随后讨论)描述。

上述方程隐含地假设传播带宽是“窄带”，即与信令比特或符号周期相比，延迟扩展很小。实际上这也就意味着：就一个单独的天线接收机而言，在一个符号周期内多径信号表现为单一信号，尽管该信号实际上由以不同角度和时间到达的多个多径波形所组成。接收机112可以有效地集成符号周期内的任何信息。另一种观察它的方法就是：接收机112不具备分解(在时间上)单个多径分量的带宽。

然而还存在信道延迟扩展大于符号周期的情况，在这种情况中信道是“宽带的”。接收机112能够分解某些多径信号，其可能分解的程度要取决于延迟扩展与符号周期的比值。在这种情况下，符号间干扰将降低通过信道的最大数据速率。

本发明可以适用于这种宽带情况。如果多径信号可以被分解为J(≥n_T)个时间库(timebin)以便给出J个信号r(1)，r(2)，...，r(J)，则它们可以被用作独立方程，以便无歧义地分解n_T个子流。该方案的正确性基于如下假设：每个时间库由被发射子流的不同总和构成，而且在多径信号的到达时间以及到达角度之间不存在相关性。通过使用多个时间库，可以减少接收机112中所需要的天线108的数量，所以允许提取子流的必要条件就是Jn_R≥n_T(这是由于每个天线108能够提供J个独立的时间样值)。

在本发明实施例中，时间库的最大数量J是延迟扩展与符号周期之比的最大整数。然而这并不一定是J的最佳取值。当最后一个时间库内几乎不存在信号能量时，例如当延迟扩展只是稍微大于J-1倍的符号周期时，最后一个时间库的有效性可以被忽略，而且时间库的有效最大值是J-1。

本发明的主要优点在于可以减少天线108的数量，并且因此减少接收机112内所需要的RF前端的数量。此外，本发明提供一种便利的方式去利用宽带信道内的符号间干扰，以有助于提高信道容量。应该注意到，这种容量的提高只会出现在下行链路信号中(除非移动台的天线数量多于基站的天线数量，在这种情况下只会对于上行链路信号提高信道容量)。然而在多种通信系统中，下行链路业务流量要大大高于上行链路业务流量，因此这种限制并不是主要缺点。当通常情况下的码片周期大大小于延迟扩展时，宽带信道的要求也可以在CDMA(码分多址)系统被满足。

关于非CDMA系统来考虑本发明的两个实施例，它们都利用已知的移动通信处理技术。第一实施例就是上述BLAST系统的修改，其中由J个独立时间样值的处理来(至少部分地)代替来自天线108的多个信号的处理。第二实施例是最大似然序列估计(MLSE)的推广，这例如由JohnWiley and Sons于1999年出版的S R Saunders的“无线通信系统的天线与传播(Antenna and Propagation for Wireless CommunicationSystems)”一书中第16章中被描述。

两个实施例的共同之处在于都要求测量信道矩阵H。在本发明上下文中，H的元素h_ji是接收机112第j个样值周期与第i个发射机天线108之间的复转移系数。利用数据脉冲串的前同步序列内的已知训练比特序列来执行这种测量。一旦在脉冲开始已经确定了H，只要信道此时不会发生剧烈变化，这种测量就会在该脉冲串期间内保持有效。由于两个实施例的底层基础是公知的，因此随后的讨论将集中在本发明应用中所出现的问题。

第一实施例基于BLAST系统。一旦已经接收到J个时间样值，则任务就是利用常规nulling以及减去非需要和已经提取出的子流，去提取第n个符号周期内发射的单独子流。然而当试图提取子流时，将会存在两个符号间干扰源，它们来自第(n-1)个符号周期内的“先前的”比特以及第(n+1)个符号周期内的“后面的”比特。

参考图2来解释这一问题，其中给出来自具有两个天线108(n_T＝2)的发射机106的到达多径信号。来自第一天线108的信号由实线标识，以及来自第二天线108的信号由虚线标识，线的高度表示接收到的信号强度。在该实例中，符号周期是T，而且延迟扩展跨过两个符号周期。信号的最上面一行涉及在第(n-1)个符号周期内发射的子流，中间一行涉及第n个符号周期内发射的子流，而且最下面一行表示在第(n+1)个符号周期内发射的子流。s₂(n)对应于从第二个天线在第n个符号周期内发射的子流，而且r(n)对应于第n个符号周期内的接收信号。

考虑接收信号r(n)和r(n+1)，其中包含两个时间库，期望能够从中提取子流s₁(n)和s₂(n)。原则上可以消除来自先前的符号周期内发射的子流s₁(n-1)和s₂(n-1)的干扰，这是由于一旦提取出子流，它们就可以通过表示信道(实际上乘以H)的滤波器，来确定接收机112将会接收到什么样的信号。然后从与第n个符号周期相关的两个时间样值中减去这些信号，由此可以消除它们的影响。这只是均衡技术内使用的判决反馈的一个形式。

然而，对于下一符号周期内发射的子流s₁(n+1)和s₂(n+1)的影响的消除并不是直接的，这是因为不能象提取它们那样简单地对它们进行消除。原则上，可以在从第(n+1)周期中提取比特的过程中消除这些子流的影响。然而为此，则需要与独立变量的数量一样多的方程。

再次参考图2，当从第n个符号周期内的接收信号r(n)中消除第(n-1)个符号周期内发射的子流的影响时，只存在第n个符号周期内发射的子流的贡献。然而为了确定s₁(n)和s₂(n)，则需要两个独立的方程，其中第二个方程必需要来自于下一个接收信号r(n+1)。不幸地是，从图2中可以看到，这一信号内包括来自两个其它未知因素的贡献，即下一符号周期内发射的子流s₁(n+1)和s₂(n+1)。因此，目前的情况就是存在四个未知数中的两个方程。其它测量也不能有任何改善。因此，由于符号间干扰，这种方案将会导致可达到错误率的不可缩减的下限。

第二实施例的目的在于利用最大似然方案，克服第一实施例中存在的问题。这种方案的基本思想就是：一旦经过信道矩阵为H的信道的传播，则当接收到一系列信号，例如r(1)，r(2)，...，r(j)，...，r(J)时，确定由n_T个发射天线发射的哪个比特序列最可能生成接收信号。

原则上，如果给定非常大的计算功率和资源，该方法的直接应用就是接收大量的数据脉冲串，其中包含例如L个符号周期(每个符号周期内包含多个子流的信息)，然后在整个脉冲串的基础上执行联合极大似然判决。数学上，如果把L个样值当作向量r(即r＝[r(1)，r(2)，...，r(j)，...，r(J)]^T)，则目标就是计算条件概率p(r|S，H)，其中S是L个符号周期内发射的n_T个子流的矩阵，其中S可以被认为是所有可能的序列。选择概率最大的特定序列S，作为最有可能被发射的序列。然而，考虑普通的情况，即n_T＝2以及L＝100。由于Sn_T×L矩阵，假设为每个子流都采用二进制调制，则S可以取的值的数量是2²⁰⁰(大概10⁶⁰)。因此，这种方案并不可行。

该实施例更加有效的实现就是使用经过修改的维特比算法，参见上述sauders的书中的描述。可以把最大概率的序列的计算重新表示为：使得接收序列r与u(S，H)之间的相关性最大。其中后者表示如果子流S的序列经过信道矩阵H进行发射，则被接收到的序列(不存在噪声)。该相关，直到这些序列的第1个符号周期，被给予项目度量(termmefric)，并且表示为：

其中

表示z的实部。这种表示可以被分解为脉冲串的最后一个符号周期以及所有先前符号周期上的相关，即：

$=J_{l-1}\left(S\right)+Z_l\left(S\right)---\left(2\right)$

一个符号周期内的增量度量(incremental metric)Z(S)非常容易计算，其原因在于所需要考虑非常少数量的s的置换。增量度量可以取的不同值的数量取决于信道的延迟扩展以及发射天线108的数量。例如，如果n_T＝2以及延迟扩展跨过两个符号周期(使得只有先前的比特会对给定符号周期造成干扰)，则总共有2⁴种可能性，这是有4个比特对于每个符号周期做出贡献(在两个符号周期延迟扩展内，每个天线1个比特)。这也可以推广到M进制调制方案，其中包含n_T个发射天线而且延迟扩展跨过J个符号周期，为Z(S)提供M^nTJ种可能性。因此，复杂性仍然会随延迟扩展以及发射天线108的数量的增加而快速地增加。

维特比算法的原理就是存储最可能路径的度量，其终止于对第1个符号周期造成干扰的比特的可能取值。由于不包含当前符号周期，因此对于这些干扰比特，总共存在M^nT(J-1)种可能性。根据这些可能性或状态当中的每一种，将存在用于描述从第(1-1)到第1个符号周期演进的M^nT个增量度量。将选择最大或者最有可能的度量。因此，对于每个状态，会为干扰下一个符号周期的比特确定一个度量。该过程将被重复，一直到达到发射脉冲串的最后一个符号周期，此时可能通过选择最大的最终度量来确定最有可能被发射的比特序列S。

现在考虑图3所示的本发明的第三实施例，其中涉及到具有CDMA发射机和瑞克接收机的MIMO系统。发射机106将N个子流s₁(t)到s_N(t)作为其输入。每个子流通过各自的混频器302与扩频码c(t)进行混合，然后由另一个混合器304与信号源306所提供的射频信号进行混合。所有的信号源306都具有相同的角频率ω_c，以及可选地具有不同的相移ψ₁到ψ_N。在所给出的实施例内，尽管如上所述，可以采用波束形成技术来把不同子流指向不同的空间方向，但是为了简便，还是把每个射频信号提供给各自的天线108。

无线信号经过多条路径110传播到具有一个单独天线108的瑞克接收机112。该接收机的操作原理是公知的，在此只进行概括说明。包括子流以及路径的所有组合的总和的接收信号r(t)由混合器308混合降为基带，其由信号源306馈送。然后把下变频的信号馈送到多个瑞克分支，每个分支内包含混合器310，用于实现信号与通过延迟模块312馈送的扩频码c(t)之间混频，并且在符号周期T内对所得到的信号进行积分。通过为每个分支选择适当的延迟τ₁到τ_N，可以提取各多径信号，所述信号被从接收机112输出作为 到

瑞克接收机区分多径分量的能力要取决于关于扩频序列的码片周期T_c是宽带的信道。图3所示的接收机112能够区分J个多径分量，只要它们具有足够的强度并且可以被大于T_c的延迟分离。每个被提取的多径分量都是所发射的子流的不相关线性和。

在根据本发明构成的接收机内，利用子流s₁到s_N的不相关样值去执行MIMO处理。然而，由于所用扩频码的自相关性较差，以及由码之间较差的互相关性所引入的附加噪声功率，因此来自每个分支的不相关样值的这样一个假设是不现实的。现在来检验这些因素。

假设没有其它用户，则第j个分支中接收到的信号具有如下形式：

${\hat{r}}_j=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{ji}}{s}_i+\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j\≠j^{\′}}{\mathrm{\Σ}}{h}_{j^{\′}i}{s}_i{R}_{\mathrm{cc}}({\mathrm{\τ}}_j-{\mathrm{\τ}}_{j^{\′}})+v_j---\left(3\right)$

其中1≤{j，j′}≤J。第一项是所要求的子流的线生和，而且项v_j表示由热效应造成的加性高斯白噪声(AWGN)。第二项是由于所用扩频码(PN序列或正交码)的不良自相关性而造成的。换句话说，在非零偏移情况下，自相关函数R_cc不为零。R_cc定义为：

$R_{\mathrm{cc}}({\mathrm{\τ}}_j-{\mathrm{\τ}}_{j^{\′}})={\∫}_0^{T=M{T}_c}c(t-{\mathrm{\τ}}_j)c(t-{\mathrm{\τ}}_{j^{\′}})\mathrm{dt}---\left(4\right)$

其中M是符号周期T内的码片周期T_c的数量。

等式(3)中的第二项可以被当作自相关噪声。由于实际上它是码片间干扰的一种形式，因此它的影响可以增加瑞克接收机112的分支之间的相关性。换句话说，来自其它时间延时或者分支j′的能量会泄漏到当前分支j中。

现在考虑为K个接收机112提供服务的下行链路链路信道的影响，其中每个接收机都具有其自己的扩频码c_k(t)。第k个用户的第j个分支的输出是

由下式给出：

${\hat{r}}_{\mathrm{jk}}=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{ji}}{s}_{\mathrm{ik}}+\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j\≠j^{\′}}{\mathrm{\Σ}}{h}_{j^{\′}i}{s}_{\mathrm{ik}}{R}_{\mathrm{cc}}({\mathrm{\τ}}_j-{\mathrm{\τ}}_{j^{\′}})+\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j^{\′}=1}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k\≠k^{\′}}{\mathrm{\Σ}}{h}_{j^{\′}i}{s}_{\mathrm{ik}}{R}_{c_k{c}_{k^{\′}}}({\mathrm{\τ}}_j-{\mathrm{\τ}}_{j^{\′}})+v_j---\left(5\right)$

其中1≤{j，j′}≤J以及1≤{k，k′}≤K。等式(5)中的第三项是除了AWGN项v_j之外的额外噪声项。该额外噪声是由于扩频码之间的不良互相关性造成的。

不同用户的扩频码之间的互相关函数R_ckck′由下式给出：

$R_{c_k{c}_{k^{\′}}}({\mathrm{\τ}}_j-{\mathrm{\τ}}_{j^{\′}})={\∫}_0^{T={\mathrm{MT}}_c}{c}_k(t-{\mathrm{\τ}}_j)c_{k^{\′}}(t-{\mathrm{\τ}}_{j^{\′}})\mathrm{dt}---\left(6\right)$

理想情况下，分别由等式4和6所定义的扩频码的自相关和互相关特性应该具有如下性质：

R_cc(τ)＝δ(τ)

$R_{c_k{c}_{k^{\′}}}\left(\mathrm{\τ}\right)=0$

换句话说，码之间应该具有与脉冲类似的自相关特性，以防止码片间干扰，以及码之间的互相关性应该为零，以防止来自预定给其它接收机112的被发射信号的干扰。然而实际上，扩频码的选择被限制为PN序列(m序列或金色码)或例如沃尔什-哈达玛德(Walsh-Hadamard)码的正交序列。

PN序列被认为具有良好的、类似于脉冲的自相关特性，但是互相关性不是这样好(R_ckck′(τ)对于所有τ值来说比较小)。相反，沃尔什-哈达玛德码是从正交矩阵U(即UU^T＝I)取出的列。因此对于零延迟(τ＝0)，互相关性保证为零，但是对于所有其它延迟，互相关性可能非常大。它们的自相关性也比较差，其自相关函数R_cc通常具有以三角形式扩展在整个码长度内的能量。因此，在任意具有延迟多径分量的环境中(也对应于该MIMO技术能够工作的环境)，正交码的互相关性将会很差，并且因此与它们的差的自相关性一起，PN序列可能表示最佳选择。

现在考虑特定的对于UMTS FDD(频分双工)模式下行链路链路的CDMA实施例。UMTS码片周期T_c为0.26μs(3.84M码片/秒)，关于它的最典型移动信道被认为是宽带的。在UMTS系统内，利用各自的正交沃尔什-哈达玛德码(信道化码)对不同用户的信号进行扩展。然后，利用被称作金色码的特定PN序列，对一个基站发射的组合的信号组进行加扰(本质上为扩频)，为每个小区或基站选择一个不同的金色码序列。

因此，当利用瑞克接收机112对接收数据流进行解扰时，由于金色码的类似脉冲的自相关性，使得分支的输出将具有良好的解相关。UMTSFDD的发射机106和接收机112的结构非常类似于图3所示的。主要区别在于在发射机106内，扩频码c(t)由c_k(t)σ(t)代替，其中c_k(t)是第k个用户的信道化码，而且σ(t)是特定小区内所有用户的扰码，而在接收机112内，扩频码c(t)被c_k(t)σ^*(t)所代替。注意到，扰码σ(t)是复数，因此需要其复共轭。

接收的基带信号r(t)是：

$r\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j^{\′}=1}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k^{\′}=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{j^{\′}i}{s}_{{\mathrm{ik}}^{\′}}{c}_{k^{\′}}\left(t\right)\mathrm{\σ}\left(t\right)---\left(7\right)$

因此，对于第k个用户的第j个瑞克分支的输出可以被表达为：

${\hat{r}}_{\mathrm{jk}}={\∫}_0^T\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j^{\′}=1}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k^{\′}=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{j^{\′}i}{s}_{{\mathrm{ik}}^{\′}}{c}_{k^{\′}}(t-{\mathrm{\τ}}_{j^{\′}})\mathrm{\σ}(t-{\mathrm{\τ}}_{j^{\′}}){\mathrm{\σ}}^{*}(t-{\mathrm{\τ}}_j)c_k(t-{\mathrm{\τ}}_j)\mathrm{dt}---\left(8\right)$

$=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j^{\′}=1}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k^{\′}=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{j^{\′}i}{s}_{{\mathrm{ik}}^{\′}}{\∫}_0^T{c}_{k^{\′}}(t-{\mathrm{\τ}}_{j^{\′}})\mathrm{\σ}(t-{\mathrm{\τ}}_{j^{\′}}){\mathrm{\σ}}^{*}(t-{\mathrm{\τ}}_j)c_k(t-{\mathrm{\τ}}_j)\mathrm{dt}$

可以看到，当j′＝j时，扰码σ(t-τ_j)与其复共轭σ^*(t-τ_j)相乘，在比特周期T内生成1的连续串。因此，j′＝j的所有项可以被提取出来，得到：

${\hat{r}}_{\mathrm{jk}}=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k^{\′}=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{j^{\′}l}{s}_{{\mathrm{lk}}^{\′}}{\∫}_0^T{c}_{k^{\′}}(t-{\mathrm{\τ}}_j)c_k(t-{\mathrm{\τ}}_j)\mathrm{dt}+\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j\≠j^{\′}}{\mathrm{\Σ}}\underset{k^{\′}=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{{\mathrm{ij}}^{\′}{k}^{\′}}(t-{\mathrm{\τ}}_j)$

$=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{ji}}{s}_{\mathrm{ik}}+\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k^{\′}=k}{\mathrm{\Σ}}{h}_{\mathrm{ji}}{s}_{{\mathrm{ik}}^{\′}}{R}_{c_k{c}_{k^{\′}}}\left(0\right)+\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j\≠j^{\′}}{\mathrm{\Σ}}\underset{k^{\′}=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{{\mathrm{ij}}^{\′}{k}^{\′}}(t-{\mathrm{\τ}}_j)---\left(9\right)$

$=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{ji}}{s}_{\mathrm{ik}}+\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j\≠j^{\′}}{\mathrm{\Σ}}\underset{k^{\′}=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{{\mathrm{ij}}^{\′}{k}^{\′}}(t-{\mathrm{\τ}}_j)$

其中f_ij′k′(t-τ_j)表示j′≠j的项。在上述等式9的导出中应用了如下事实：对于沃尔什-哈达玛德码的R_cc(O)＝1以及 $R_{c_{k^{\′}}{c}_k}\left(0\right)=0.$

第一项是从每个天线108发射的所要求的单独子流的线性和。最后一项可以被分解为取决于第k个用户的期望信号s_ik(即自相关噪声)的项，以及取决于来自其它所有用户的信号s_ik′的项(即互相关噪声)：

${\hat{r}}_{\mathrm{jk}}=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{ji}}{s}_{\mathrm{ik}}+\underset{j^{\′}\≠j}{\mathrm{\Σ}}{h}_{j^{\′}l}{s}_{\mathrm{ik}}{\∫}_0^T{c}_k(t-{\mathrm{\τ}}_{j^{\′}})c_k(t-{\mathrm{\τ}}_j)\mathrm{\σ}(t-{\mathrm{\τ}}_{j^{\′}}){\mathrm{\σ}}^{*}(t-{\mathrm{\τ}}_j)\mathrm{dt}---\left(10\right)$

$+\underset{k^{\′}\≠k}{\mathrm{\Σ}}\underset{j^{\′}\≠j}{\mathrm{\Σ}}{h}_{j^{\′}i}{s}_{{\mathrm{ik}}^{\′}}{\∫}_0^T{c}_{k^{\′}}(t-{\mathrm{\τ}}_{j^{\′}})c_k(t-{\mathrm{\τ}}_j)\mathrm{\σ}(t-{\mathrm{\τ}}_{j^{\′}}){\mathrm{\σ}}^{*}(t-{\mathrm{\τ}}_j)\mathrm{dt}$

自相关和互相关噪声项可以分别由等式10中的第二项与第三项表示。其中表明，由于使用金色码，因此这些项都将具有良好的自相关和互相关特性。简而言之，相关积分测量序列之间的随机程度，而且已知：对于不同延迟的同一码而言，金色码σ(t)具有良好的随机特性(类似脉冲的自相关)。因此，乘积σ(t-τ_j′)×σ^*(t-τ_j)(对于j′≠j)应该能够生成另一个随机序列，其随机性可以由扰码的自相关函数R_σσ(τ_j-τ_j')的较小值来表示(其中R_σσ(τ)＝∫σ(t)σ(t-τ)dt)。由于信道化码与扰码不相关，因此随后与信道化码相乘也应该可以保持序列的基本随机性(+1和-1的数量大致相同)。在最坏情况下，信道化码可以是100％相关的，以及上述积分可以降低到R_σσ(τ_j-τ_j’)，而且当j′≠j时，该取值较小。

上述讨论中最值得注意的一点就是：由于扰码良好的自互相关特性，可以使得噪声项的自相关与互相关都保持为低。这就许可来自J个瑞克分支的N个被发射子流的J个不相关的组合。这是原始的要求，并且能够使用例如BLAST和空时编码的多种MIMO技术。

应该注意到，还存在上述没有考虑到的、来自与利用不同金色码进行加扰的相邻小区内其它基站的互相关的额外干扰源。由于来自相邻小区内基站(小区边缘除外)的额外路径损耗，因此该干扰的幅度可能较小并且对于MIMO技术来说不太重要，这是因为互相关只会被理解为额外噪声，而不是瑞克分支的提高的相关性。

原则上，本发明可以应用于任意无线通信方案，生成具有高频谱效率的数据速率(即在相对较小带宽内的高数据速率)，本发明能够有效工作的主要要求在于：足够的以角度分离的独立多径分量。然而，由于本发明具有如下潜在的能力，即可以降低对移动手机所需要天线数量的要求，因此它特别适用于例如UMTS的未来蜂窝系统，其中CDMA技术的适用特别适于本发明。

上述的多数分析都假设发射机106与接收机112是准静态的，换句话说就是信道矩阵H内的元素变化非常慢。然而，只要帧持续时间远远小于信道矩阵出现变化的平均周期，系统就能够对付移动的发射机和/或接收机。因此，本发明适用于移动蜂窝通信以及固定点对点室内无线链路。

尽管在上述描述中，可以从每个天线接收到的信号中得到独立的信号样值，但是本发明也可以应用于如下系统：其中天线阵列采用波束形成技术来从特定方向组接收信号。

以上已经关于天线108的数量小于被发射子流数量描述了本发明。然而根据每个天线接收到的信号确定多个不相关样值的方法可以具有更广泛的应用。特别是，它可以应用于具有任意数量天线的系统：当样值数量大于子流时，信道矩阵H是超定的，这可以改善每个子流的信号噪声比，并且因此提高系统的整体健壮性。

Claims (9)

1.一种具有包含主站与辅助站之间的多条路径在内的通信信道的无线通信系统，其中通信信道是宽带的，其中主站中包含多个天线以及发射装置，该发射装置内具有用于把要发射的信号分割为多个子流以及用于经由多个天线中的一个或多个天线发射每个子流的装置，子流的数量不大于天线的数量，并且其中辅助站内包含：至少一个天线；用于接收包含多个由主站发射的子流在内的信号的接收装置，天线数量小于子流的数量；用于确定至少与子流数量一样多的基本不相关的接收信号样值的采样装置；以及用于从信号样值中提取被发射子流的提取装置。

2.如权利要求1所述的系统，其特征在于当信道的延迟扩展显著长于符号周期时，该信道是宽带的。

3.如权利要求1所述的系统，其特征在于信道中的传输采用码分多址技术，而且当信道的延迟扩展显著长于符号周期时，该信道是宽带的。

4.一种在具有包含主站与辅助站之间的多条路径在内的通信信道的无线通信系统中使用的辅助站，其中通信信道是宽带的；而且其中辅助站内包含：至少一个天线；用于接收包含由主站发射的多个子流的信号的接收装置，天线个数应该小于子流的数量；用于确定与子流数量一样多的基本不相关的接收信号样值的采样装置；以及用于从信号样值中提取被发射子流的提取装置。

5.如权利要求4所述的辅助站，其特征在于信道中的传输采用码分多址技术，而且采样装置内包含瑞克接收机。

6.如权利要求4所述的辅助站，其特征在于采样装置内包含用于确定接收信号的多个基本上不相关的时间样值的装置。

7.如权利要求6所述的辅助站，其特征在于采样装置内还包含最大似然序列估计装置。

8.如权利要求7所述的辅助站，其特征在于最大似然序列估计装置内实施修改的维特比算法。

9.一种操作具有包含主站与辅助站之间的多条路径在内的通信信道的无线通信系统的方法，其中通信信道是宽带的，其中主站中包含多个天线，而且辅助站内包含至少一个天线，所述方法包含：主站把要发射的信号分割为多个子流，并且经由多个天线中的一个或多个天线发射每个子流，子流的数量不大于主站天线的数量，辅助站天线的数量小于子流的数量，而且辅助站接收包含由主站发射的多个子流在内的信号，确定与子流数量一样多的基本不相关的接收信号样值，以及从信号样值中提取被发射子流。