KR20040015000A - 무선 통신 시스템 - Google Patents

Abstract

무선 통신 시스템은, 복수의 안테나들(108)을 포함하는 송신기(106)와 적어도 하나의 안테나를 포함하는 수신기(112) 사이에 통신 채널을 포함한다. 상기 통신 채널은 광대역이며, 복수의 경로들을 포함하며, 상기 송신기는 송신하기 위한 데이터를 복수의 서브-스트림들로 분할하기 위한 수단을 포함한다. 상기 수신기는 전송된 서브-스트림들의 수보다 적은 수의 안테나들, 및 적어도 서브-스트림들의 수만큼 많은 실질적으로 상관관계없는 수신된 신호 샘플들을 결정하는 샘플링 수단을 포함한다. 한 실시예에서, 채널 상의 송신은 코드 분할 기술들을 사용하고, 상기 샘플링 수단은 레이크 수신기를 포함한다. 또다른 실시예에서, 최대 가능 기술을 사용하여 충분한 샘플들을 발생시킨다.

Description

무선 통신 시스템{Radio communication system}

무선 통신 시스템에서, 무선 신호들은 전형적으로, 각각 하나 또는 그 이상의 분산기들(scatters)로부터 반사들을 포함하는, 복수의 경로들을 경유해서 송신기로부터 수신기로 이동한다. 그 경로들로부터 수신된 신호들은 수신기에서 구성적으로 또는 파괴적으로 간섭할 수 있다(그 결과, 위치-의존 페이딩(fading)을 일으킨다). 또한, 경로들의 길이들이 상이하고, 따라서 신호가 송신기로부터 수신기로 이동하기 위해 걸리는 시간 때문에 심볼간(inter-symbol) 간섭이 발생할 수 있다.

다중 경로 전파에 의해 발생된 상기 문제점들은, 다중 경로들의 일부 또는 전부가 분해될 수 있게 해주는, 수신기의 다중 안테나들(수신 다이버시티)의 사용에 의해 완화될 수 있는 것으로 잘 알려져 있다. 효과적인 다이버시티를 위해서는, 각 안테나들이 낮은 교차-상호관계를 갖는 것이 필요하다. 전형적으로, 이것은 본발명자들의 공동 계류중인 국제 특허 출원 번호 제 WO 01/71843호 (본 출원인의 참조번호 PHGB000033호)에 설명된 기술들을 사용함으로써 가깝게 위치된 안테나들이 사용될 수 있다고 하여도, 파장의 실질적인 단편에 의해 안테나들을 분리함으로써 보장된다. 실질적으로 상호관계없는 신호들의 사용을 보장함으로써, 임의의 주어진 시간에 안테나들 중의 하나 이상에서 파괴적인 간섭이 발생할 가능성이 최소화된다.

송신기에서 다중 안테나들(송신 다이버시티)의 사용에 의해 유사한 개선들이 또한 달성될 수 있다. 다이버시티 기술들은, 한쪽 다이버시티 배열 상의 시스템 게인을 더 증가시킬 수 있는, 다중-입력 다중-출력(MIMO)으로 알려진, 송신기와 수신기 둘다에서 다중 안테나들의 사용으로 일반화될 수 있다. 다른 개선을 위해서, 다중 안테나들의 존재는 공간적인 멀티플렉싱을 가능하게 함으로써, 전송을 위한 데이터 스트림은 각각이 많은 상이한 경로들을 경유해서 전송되는 복수의 서브-스트림들로 분할된다. 그러한 시스템의 일례는 미합중국 특허 제 6,067,290호에 기재되어 있고, BLAST 시스템으로 알려진 다른 예는 1998년 9월 29일에서 10월 2일의 1998 URSI International Symposium on Signals, Systems and Electronics, Pisa, Italy의 발표된 논문들 중 P W Wolniansky 등에 의한 논문 "V-BLAST: an architecture for realising very high data rates over the rich-scattering wireless channel"에 설명되어 있다.

BLAST에서, 각 서브-스트림은 단일 안테나로 보내진다. 대안적인 시스템들에서, 각 서브-스트림은 안테나 빔-형성 기술들을 사용하여 상이한 공간 방향으로 매핑될 수 있다. 동적으로 변화하는 빔 방향들을 갖는 MIMO 시스템의 예는 공동 계류중인 미공고된 국제 특허 출원 PCT/IB02/00029호(출원자의 참조 번호 제 PHGB010012호)에서 설명된다.

전형적으로, MIMO 시스템에서, 최초 데이터 스트림은 N개의 서브 스트림들로 분할되며, 그의 각각은 n_T=N개의 구성요소들을 갖는 어레이의 상이한 안테나에 의해 전송된다. 신호들을 수신하기 위해서 n_R≥N개의 구성요소들을 갖는 유사한 어레이가 사용되며, 어레이의 각 안테나는 N 개의 서브-스트림들의 상이한 중첩을 수신한다. 이러한 차이들을 사용하면, 채널 변환 매트릭스H의 지식과 함께, 서브-스트림들은 분리되고 재조합되어 최초 데이터 스트림을 생성할 수 있다. 유럽 특허 출원 EP-A2-0,905,920호에 기재된, 그러한 시스템의 변형에서, 서브 스트림들은 전송 전에 변형되어, 채널을 통한 전파 후, 또 다른 변형이 최초 서브-스트림들을 회복한다. 그러나, 적용된 변형들은 그 매트릭스의 단일 값 분해에 기초하기 때문에 그러한 시스템은 송신기와 수신기 모두에서 변환 매트릭스H의 지식을 필요로 한다.

MIMO 시스템으로부터 달성될 수 있는 성능 게인들은 주어진 에러율로 총 데이터 속도를 증가시키거나, 주어진 데이터 속도에 대해 에러율을 감소시키거나, 두가지의 몇 가지 조합을 위해 사용될 수 있다. MIMO 시스템은 또한 주어진 데이터 속도 및 에러율을 위해 총 전송된 에너지 또는 전력을 감소시키도록 제어될 수 있다. 이론상, 통신 채널의 용량은 송신기 또는 수신기 상의 더 적은 수의 안테나에 의해 선형으로 증가한다. 그러나, MIMO 시스템을 보는 더욱 유용한 방법은, 채널의용량이 환경에서 분산기들에 의해 유발된, 송신기와 수신기 사이의 통계적으로 무관한 경로들의 수에 의해 제한된다는 것이다.

또한, 위에서 설명한 바와 같이, 공지된 MIMO 시스템들은 실질적으로 상관관계없는 신호들을 충분히 얻을 수 없는 안테나를 위치시키는 것에 의존한다.

공지된 MIMO 기술들의 주된 문제는, 이동 무선 통신 시스템에 적용될 경우, 각 안테나에서 신호 엔벨롭들이 무관하게 충분히 간격을 두고 물리적으로 작은 이동 단말기들 상에 위치된 다중 안테나들이 필요하다는 것이다. 또한, 각 안테나의 경우에, 개별적인 RF 프런트-엔드(front-end)가 요구된다. UMTS(만능 이동 통신 시스템)와 같은 미래 제 3 세대 셀룰러 시스템들은, 2GHz 영역의 주파수들에서 오퍼레이팅할 것이다. 그러한 주파수들 및 잘-분산된 환경에서, λ/2만큼(약 7내지 8cm)의 안테나 간격이 요망된다. 또한, 다중경로가 잘 분산되지 않는 환경들에서 (다중경로 도착들의 각속도가 작을 때), 우수한 디코릴레이션(decorrelation)을 이루기 위해 더 큰 안테나 간격이 요구된다.

본 발명은 제 1 단말기와 제 2 단말기 사이에 복수의 경로들을 포함하는 통신 채널을 갖는 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 본 발명은 또한 그러한 시스템에서 사용하기 위한 단말기 및 그러한 시스템을 오퍼레이팅하는 방법에 관한 것이다.

도 1은 공지된 MIMO 무선 시스템의 개략적인 블록도.

도 2는 두 개의 안테나들을 갖는 송신기로부터 다중경로 신호들이 도달하는 것을 도시하는 도면.

도 3은 CDMA 송신기 및 레이크(Rake) 수신기를 포함하는 MIMO 시스템의 개략적인 블록도.

본 발명의 목적은 위의 문제를 해결하기 위한 것이다.

본 발명의 제 1 양상에 따라, 제 1 및 제 2 국(station) 사이의 복수의 경로들을 포함하는 통신 채널을 갖는 무선 통신 시스템이 제공되는데, 여기서 통신 채널은 광대역이고, 제 1 국은 복수의 안테나들과 안테나의 수보다 크지 않은 복수의 서브-스트림들로 전송하기 위한 신호를 분리하기 위한 수단 및 하나 또는 그 이상의 복수의 안테나들을 경유해서 각 서브-스트림을 전송하기 위한 수단을 갖는 전송 수단을 포함하고, 제 2 국은 서브-스트림들의 수보다 적은 적어도 하나의 안테나와, 제 1 국에 의해 전송된 복수의 서브-스트림들을 포함하는 신호들을 수신하기 위한 수신 수단을 포함하며, 적어도 서브-스트림들의 수만큼 많은 실질적으로 상관관계없는 수신된 신호 샘플들을 결정하기 위한 샘플링 수단과, 신호 샘플들로부터 전송된 서브-스트림들을 추출하기 위한 추출 수단을 포함한다.

본 발명은, 광대역 채널에서 실질적으로 상관관계없는 복수의 신호 샘플들이 각 수신된 신호로부터 결정될 수 있다는 인식을 사용한다. 이 시스템이 코드 분할 다중 액세스 기술을 사용하면, 그 채널만이 스프레딩(spreading) 코드의 칩 주기에 대해 광대역이 되어야 하며, 신호 샘플들은 레이크(Rake) 수신기에 의해 얻어질 수 있다. 다른 경우들에서, 심볼 주기에 관해 채널은 전형적으로 광대역이 될 필요가 있으며, 최대 가능성 평가 기술이 전송된 서브-스트림들을 결정하는데 사용된다.

본 발명의 제 2 양상에 따라, 제 1 및 제 2 국 사이에 복수의 경로들을 포함하는 통신 채널을 갖는 무선 통신 시스템에 사용하기 위한 제 2 국이 제공되는데, 여기서 통신 채널은 광대역이고, 제 2 국은 안테나의 수가 서브-스트림들의 수보다 적은 적어도 하나의 안테나와, 제 1 국에 의해 전송된 복수의 서브-스트림들을 포함하는 신호들을 수신하기 위한 수신 수단, 적어도 서브-스트림들의 수만큼 실질적으로 많은 상관관계없는 수신된 신호 샘플들을 결정하기 위한 샘플링 수단, 및 신호 샘플들로부터 전송된 서브-스트림들을 추출하기 위한 추출 수단을 포함한다.

본 발명의 제 3 양상에 따라, 제 1 및 제 2 국 사이에 복수의 경로들을 포함하는 통신 채널을 갖는 무선 통신 시스템을 오퍼레이팅하는 방법이 제공되는데, 여기서 통신 채널은 광대역이고, 제 1 국은 복수의 안테나를 포함하고, 제 2 국은 적어도 하나의 안테나를 포함하며, 방법은 제 1 국이 송신하기 위한 신호를 복수의 서브-스트림들로 분리하는 단계와, 하나 또는 그 이상의 복수의 안테나들을 경유해서 각 서브-스트림을 송신하는 단계를 포함하고, 서브-스트림들의 수는 제 1 국 안테나들의 수보다 많지 않으며, 제 2 국 안테나들의 수는 서브-스트림들의 수보다 적고, 제 2 국이 제 1 국에 의해 송신된 복수의 서브-스트림들을 포함하는 수신 신호들을 수신하는 단계와, 서브-스트림들의 수만큼 많은 실질적으로 상관관계없는 수신된 신호 샘플들을 결정하는 단계와, 신호 샘플들로부터 전송된 서브-스트림들을 추출하는 단계를 포함한다.

본 발명은 수신된 신호들의 독립 타임 샘플들을 얻기에 충분한 지연 스프레드가 있다면, MIMO 수신기는 수신된 서브-스트림들의 수보다 적은 수의 안테나들을 가질 수 있다는, 종래에 존재하지 않는 인식에 기초한다.

본 발명의 실시예들이 첨부된 도면들을 참조하여, 예시의 방법으로 설명된다.

도면들에서 동일한 참조 번호들은 대응하는 특징들을 나타내기 위해 사용되었다.

본 발명을 수행하기 위한 방식들

도1은 공지된 MIMO 무선 시스템을 도시한다. 복수의 응용들(102) (AP1 내지 AP4)은 전송하기 위한 데이터 스트림들을 발생시킨다. 응용(102)도 복수의 데이터 스트림들을 발생시킨다. 데이터 스트림들은 멀티플렉서(MX)(104)에 의해, 송신기(Tx)(106)에 공급되는 단일 데이터 스트림으로 조합된다. 송신기(106)는 데이터 스트림을 서브-스트림들로 분리하고, 맵들은 각 서브-스트림을 하나 또는 그 이상의 복수의 송신 안테나들(108)들로 분리한다.

전형적으로 포워드 에러 수정(Forward Error Correction; FEC)을 포함하는, 적합한 코딩은, 멀티플렉싱하기 전에, 송신기(106)에 의해 적용될 수도 있다. 이것은 수직 코딩으로 알려진 것이며, 모든 서브-스트림들에 걸쳐 코딩을 적용한다는 이점을 갖는다. 그러나, 결합 디코딩이 필요하고, 각 서브-스트림을 개별적으로 추출하는 것이 난해하기 때문에, 그 서브-스트림들을 추출하는 데에 문제점들이 발생할 수 있다. 수신기 오퍼레이션을 간단하게 할 수 있는, 수평 코딩으로 알려진 기술로, 둘 중 하나의 각 서브-스트림을 개별적으로 코딩할 수 있다. 이러한 기술들은 예컨대, 2000년 11월 27일부터 12월 1일 까지의 the Proceedings of the IEEE Globecom 2000 Conference, San Francisco에서 X Li 등에 의한 논문 "Effects of Iterative Detection and Decoding on the Performance of BLAST"에서 설명된다.

수직 코딩이 적용되는 FEC에 사용되면, 복수의 경로들(110)을 포함하는, 전체 MIMO 채널과 대항하기에 충분한 에러 수정 능력을 가져야 한다. 설명을 간단히 하기 위해서, 안테나들(108) 사이에 직접 경로들(110)만을 설명하였지만, 경로들 세트는 일반적으로 하나 또는 그 이상의 분산기들에 의해 신호들이 반사되는 간접 경로들을 포함할 것이라고 이해될 것이다.

수신기(Rx)(112)는 또한 복수의 안테나들(108)을 구비하며, 다중 경로들로부터 신호들을 수신하며, 그것은 다음에 조합하고, 디코딩하고, 다중 경로들로부터 디멀티플렉싱하여, 각 응용에 각 데이터 스트림들을 제공한다. 송신기(110)와 수신기(112) 모두가 동일한 수의 안테나들을 갖는 것으로 보여지지만, 이것은 정밀할 필요는 없으며, 그러한 수의 안테나는 간격 및 용량 제약들에 따라 최적화될 수 있다. 마찬가지로, 송신기(106)는 임의의 수의 응용(예컨대, 음성 전용 이동 전화 상의 단일 응용, 또는 PDA 상의 다수의 응용)을 지원할 수 있다.

임의의 "병렬" 형 통신 시스템에 내재된 중심 원리는, 어떤 방법으로는, 수신기에서 구별될 수 있는 것과 통신하는 다중 방법들을 밝혀내는 것이다. 예컨대, OFDM 시스템들에서는, 사실상, 상이한 서브-스트림들은 상이한 반송파 주파수 들에서 전송되며, 직각이 되는 간격은 수신기에서 구별될 수 있다. 마찬가지로, BLAST 시스템에서, 잘 분산된 환경에서, λ/2만큼의 최소 거리만큼 간격의 송신 안테나를 가짐으로써, 단일 안테나에 의해 수신된 신호는 각 서브-스트림의 선형 합으로 구성되며, 각 서브-스트림의 위상과 진폭은 무관하다. 그러나, 서브-스트림들은 추가 정보 없이 단일 안테나와 구별될 수 없으므로, 문제는, N개의 미지수 (서브-스트림들)를 사용하여 동시 방정식을 해결하는 것이다. 그렇게 하기 위해서는, N개의 미지수를 명백하게 구별하기 위해, 적어도 N개의 상관없는 또는 독립된 방정식들이 필요하다. BLAST 시스템에서는, 각각 λ/2의 최소 거리만큼의 간격을 둔, n_R(≥N)개의 안테나들을 가짐으로써, 이것이 달성된다. 이러한 최소 간격은, 각 수신기 안테나로부터 온 n_R개의 신호들이, N개의 미지수의 서브-스트림들의 n_R개의 독립된 선형 조합들( n_R개의 조합들은, 필요한 동시 방정식들이다)을 제공할 수 있게 해준다. 상기 방정식들의 계수들은, 변환 매트릭스H(하기 설명함)에 의해 설명된, n_T개의 송신기 안테나 및 n_R개의 수신기 안테나 사이의 복합 채널 변환 계수들이다.

상기 설명은 전파 채널이 "협대역"임을, 즉 신호 비트 또는 심볼 주기에 배해 지연 스프레드가 적음을, 함축적으로 추정하는 것이다. 실제로 이것이 의미하는 것은, 단일 안테나 수신기가 관여하는 한, 다중경로 신호들은, 이 신호가 사실상 상이한 각도들과 상이한 시간들 내에 도달하는 많은 다중경로 파들로 구성되었더라도, 하나의 심볼 주기 내에서 단일 신호로서 나타난다. 수신기(112)는 심볼 주기 내에서 모든 것을 효과적으로 통합한다. 이것을 보는 또 다른 방법은, 수신기(112)는 개별적인 다중경로 성분들을 (시간 내에) 분해하기 위한 대역폭을 갖는다는 것이다.

그러나, 채널의 지연 스프레드가 심볼 주기보다 큰 시나리오들도 있으며, 그 경우에, 그 채널은 "광대역"이다. 수신기(112)는 그런 다음에 다중경로 신호들을, 심볼 주기에 대한 지연 스프레드의 비(ratio)에 따라 이것이 가능한 정도까지, 분해할 수 있을 것이다. 그러한 경우들에서, 심볼간 간섭은 그 채널을 통해 최대 데이터 속도를 감소시킨다.

본 발명은 그러한 광대역 시나리오들에 응용할 수 있다. 다중경로 신호들이 J(≥n_T) 타임 빈들(time bins)로 분해되어 J 신호들 r(1), r(2),... r(j),...r(J)을 만들 수 있으면, 이들은 n_R개의 서브-스트림들에 대해 명확하게 해결하기 위한 독립 방정식들로서 사용될 수 있다. 이러한 접근의 타당성은, 각 타임 빈은, 전송된 서브-스트림들의 상이한 합으로 구성된다는 가정에 기초하며, 다중 신호들의 도달 시간들 및 도달 각도들 사이의 상관관계가 없다. 다수의 타임 빈들을 사용함으로써, 수신기(112) 상의 안테나들(108)의 필요한 수를 감소시켜, 서브-스트림들의 추출을 허용하는 요건이 이제 Jn_R≥n_T가 되도록 한다.

본 발명의 실시예들에서, 타임 빈들 J의 최대 수는(지연 스프레드)/(심볼 주기)의 가장 큰 정수이다. 그러나, 이것은 J의 최적치가 아닐 수 있다. 마지막 타임 빈에 신호 에너지가 거의 없을 때, 예컨대 지연 스프레드가 심볼 주기의 J-1배보다 약간만 클 때, 마지막 타임 빈의 유효성이 무시할만 하며, 마지막 타임 빈들의 유효한 최대 수는 J-1이다.

본 발명의 주요 이점은, 안테나(108) 수의 감소, 및 그 결과 수신기(112)에서 요구된 RF 프론트-엔드들의 수의 감소이다. 또한, 그것은 채널의 용량을 증가시키는 것을 돕기 위해 광대역 채녈들에서 심볼간 간섭을 이용하는 편리한 방법을 제공한다. 이 커패시티는 다운링크 신호들의 발생만을 증가시킴을 주목해야 한다(이동국이 기지국보다 많은 안테나들을 갖지 않는다면, 그 경우에 업링크 신호들의 발생만이 발생한다.) 그러나, 많은 통신 시스템들에서, 업링크 트래픽보다 훨씬 많은 다운링크 트래픽이 있으므로, 이 한계는 주요 단점이 아니다. 광대역 채널의 요건은 또한, 그 칩 주기가 일반적인 경우인 지연 스프레드보다 훨씬 적은 경우에 CDMA (코드 분할 다중 액세스; Code Division Multiple Access) 시스템에서 충족될 수 있다.

본 발명의 두가지 실시예들은 CDMA 시스템에 관하여 고려되지 않는다. 실시예들은 둘다 공지된 이동 통신 처리 기술들을 사용한다. 제 1 실시예는 위에서 언급된 BLAST 시스템의 수정이며, 안테나(108)로부터의 다중 신호들의 처리는 J개의 독립된 타임 샘플들의 처리로 대체(적어도 부분적으로)된다. 제 2 실시예는, 예컨대, 1999년 John Wiley and Sons에 의해 출판된, S R Saunders의 "Antennas and Propagation for Wireless Communication Systems" 제 16 장에 기재된, 최대 확률 시퀀스 평가(Maximum Likelihood Sequence Estimation; MLSE)의 일반화이다.

두 실시예들의 공통점은 채널 매트릭스H를 측정하기 위한 요건이다. 본 발명의 관점에서,H의 구성요소 h_ji는 수신기(112)에서의 j번째 샘플 주기와 ℓ번째송신기 안테나 사이의 복합 변환 계수이다. 이 측정은 데이터의 버스트의 서문에서 훈련 비트들의 공지된 시퀀스를 사용하여 수행될 수 있다. 버스트의 시작에서H가 일단 결정되면, 그 측정은, 채널이 이 시간에 충분히 변화하지 않는다는 조건으로 그 버스트 동안 유효하게 유지될 것이다. 두 실시예들의 기본이 되는 기초는 잘 알려져있기 때문에, 이 설명은 본 발명에 그들을 응용함에 있어서 제기되는 논점에 초점을 맞춘다.

제 1 실시예는 BLAST 시스템에 기초한다. j 타임 샘플들이 일단 수신되면 테스크는 종래의 널링(nulling) 및 원치않는 그리고 이미 추출된 서브-스트림들의 삭제를 사용하여, n번째 심볼 주기에 전송되었던 개별 서브-스트림들을 추출하는 것이다. 그러나, 서브-스트림들을 추출하려고 하면, 심볼간 간섭의 두 가지 원인들, 즉 (n-1) 번째 주기의 "이전의" 비트들로부터, 그리고 (n+1)번째 심볼 주기의 "다음번" 비트들로부터의 두 가지 원인들이 있다.

두 개의 안테나들(108)(n_T=2)을 갖는 송신기(106)로부터 다중 경로 신호들을 보여주는, 도 2를 참조하여, 이 문제를 설명한다. 제 1 안테나(108)로부터의 신호들은 지한 선으로 표시하고 제 2 안테나(108)로부터의 신호들은 대시선으로 표시하였고, 그 선의 높이는 수신된 신호 세기를 나타낸다. 이 예에서, 심볼 주기는 T이고, 지연 스프레드는 두개의 심볼 주기들 상으로 연장된다. 신호들의 상부 행은 (n-1)번째 심볼 주기에서 수신된 서브-스트림들에 관련되며, 중간 행은 n번째 심볼 주기에서 수신된 서브-스트림들에 관련되며, 하부 행은 (n+1) 번째 주기에서 수신된 서브-스트림들에 관련된다. s₂(n)는 n번째 심볼 주기에서 제 2 안테나로부터 전송된 서브-스트림에 해당하고, r(n)은 n번째 심볼 주기에서 수신된 신호에 해당한다.

수신된 신호들 r(n) 및 r(n+1)을 고려하면, 서브-스트림들 s₁(n) 및 s₂(n)을 추출하기 바라는 두 개의 타임 빈들을 포함한다. 이전의 심볼 주기 동안 전송된 서브-스트림들로부터이 간섭 s₁(n-1) 및 s₂(n-1)은 원칙적으로 삭제될 수 있다. 왜냐하면, 서브-스트림들이 일단 추출되면, 그들은, 신호들이 수신기(112)에 의해 수신된다고 결정하기 위해 (효과적으로는H에 의해 다중화된) 채널을 나타내는 필터를 통과할 수 있기 때문이다. 그 다음에 이 신호들은 n번째 심볼 주기에 관련된 두개의 타임 샘플들로부터 감산될 수 있으며, 그렇게 함으로써 그들의 효과를 삭제할 수 있다. 이것은 간단히, 동등화 기술들에 사용된 바와 같은, 결정 피드백의 형태이다.

그러나, 다음번 심볼 주기 동안 전송된 서브-스트림의 효과의 제거는, 그들이 이미 추출된 것만큼 간단히 삭제될 수 없기 때문에, 간단하지 않다. 원칙적으로, 이들 서브-스트림들의 효과는 (n+1)번째 주기로부터 그 비트들을 추출하는 과정에서 제거될 수 있다. 그러나, 이것을 하려면 독립 변수들만큼 많은 방정식이 필요하다.

도 2를 다시 참조하면, (n-1) 번째 심볼 주기에서 전송된 서브-스트림들의 효과가 n번째 심볼 주기 r(n)에서 수신된 신호로부터 제거되면, n번째 심볼 주기에서 전송된 서브-스트림들로부터의 영향들만 있다. 그러나, s₁(n) 및 s₂(n)을 결정하는 것은 두 개의 독립 방정식들을 필요로 하며, 두번째 것은 다음번 수신된 신호 r(n+1)로부터 와야 한다. 불행히도, 도 2에서 알 수 있는 바와 같이, 이 신호는 추가의 두가지 미지수, 즉, 다음번 심볼 주기, s₁(n+1) 및 s₂(n+1)에서 전송된 서브-스트림들로부터의 역할을 포함한다. 그러므로, 네 개의 미지수들에 두 개의 방정식이 있는 상황이 된다. 더이상 추가의 측정들을 있어도 개선시키지 않는다. 그러므로, 이러한 접근은 심볼간 간섭 때문에 달성될 수 있는 에러율을 더이상 낮출 수 없을 만큼 낮아진 결과가 된다.

제 2 실시예는 최대 가능한 접근법을 사용함으로써 제 1 실시예를 사용하여 그 문제들을 극복하는 것이 목적이다. 그러한 접근의 기본 생각은 일련의 신호들, 예컨대 r(1), r(2),... r(j),...r(J)을 수신할 때, n_T개의 송신 안테나들로부터 보내진 비트들의 시퀀스는, 채널 매트릭스H를 갖는 채널을 통해 일단 전파된, 수신된 신호들로 올라오게 주어지는 것이 되도록 결정이 만들어진다.

원칙적으로, 매우 큰 계산력과 자원들이 주어지면, 이 방법을 직접 적용하여, L개의 심볼 주기들(각 심볼 주기는 다중 서브-스트림들을 위한 정보를 포함함)을 포함하는 큰 버스트의 데이터를 수신한 다음에, 전체 버스트에 대한 결합 최대 가능 결정을 수행할 것이다. 수학적으로, L개의 샘플들이 벡터r(즉,r=[r(1), r(2), ..., r(j),...r(J)]^T로서 처리되면, 목적은, 취해질 수 있는 모든 가능한 시퀀스들S에 대해, 조건부 확률 p(rｌS,H)을 계산하는 것이다 (S는 L 개의 심볼 주기들에 걸쳐 전송된 n_T개의 서브-스트림들의 매트릭스). 가장 높은 확률을 주는 특수한 시퀀스S는 가장 잘 전송된 시퀀스로서 선택된다. 그러나, n_T=2이고 L=100인 적당한 시나리오를 고려하자. 각 서브-스트림에 대해 2진 변조가 사용된다고 가정하면S는 n_T×L 행렬이기 때문에, 취할 수 있는 개별 값들 S의 수는 2²⁰⁰(약 10⁶⁰)이다. 그러므로, 그러한 접근은 실행가능한 것 같지 않다.

이 실시예의 훨씬 더 효율적인 실행은, 상기 언급된 Saunders에 의한 책에 기재된, 비터바이(Viterbi) 알고리즘의 수정된 버전을 사용하는 것이다. 수신된 시퀀스r과u(S,H) 사이의 상관관계를 최대화시키는 것 중의 하나로서 최대 확률의 시퀀스의 계산을 다시 표현하는 것이 가능하다. 후자의 항은 서브-스트림들S가 채널 매트릭스H를 경유해서 보내졌다면 (노이즈가 없어도) 수신되었을 시퀀스이다. 이러한 시퀀스들의 ℓ번째 심볼 주기까지, 상관관계는 메트릭이라는 용어로 주어지며, 다음과 같이 표현된다.

위의 식에서,는 z의 실제 부분을 나타낸다. 이 표현은, 마지막 심볼 주기 및 그 버스트의 모든 이전의 심볼 주기들, 즉 다음의 상관관계로 분해될 수 있다.

고려되는S의 훨씬 더 적은 순열들이 있기 때문에, 하나의 심볼 주기 상의 증분 메트릭 Z(S)은 계산하기 훨씬 쉽다. 증분 메트릭이 취할 수 있는 상이한 값들의 수는 채널의 지연 스프레드 및 송신 안테나(108)의 수에 의존한다. 예를 들면, n_T=2이고, (이전의 비트만이 주어진 심볼 주기를 간섭도록) 지연 스프레드가 두개의 심볼 주기들을 연장한다면, 총 2⁴의 확률이 있다. 왜냐하면, 각 심볼 주기에 기여하는 4비트들이 있기 때문이다 (두개의 심볼 주기들 지연 스프레드 상의 각 안테나에 대해 1비트). 이것은, Z(S)에 대해 M^nTJ의 확률을 얻도록, J개의 심볼 주기들에 걸쳐 연장되는 지연 스프레드 및 n_T개의 송신 안테나를 갖는, M-ary 변조 도식으로 일반화될 수 있다. 그러므로, 송신 안테나들(108)의 수와 지연 스프레드의 증가와 함께, 복잡성은 여전히 매우 신속하게 증가할 수 있다.

비터바이 알고리즘의 원리는, ℓ번째 심볼 주기에서 간섭하는 비트들의 모든 가능한 값들과 함께 종료하는 가장 가능성있는 경로들을 위한 메트릭들을 저장하는 것이다. 결국, 커런트 심볼 주기가 포함되지 않기 때문에, 이러한 간섭하는 비트들에 대한 M^nT(J-1)의 확률이 될 것이다. 이러한 확률들 또는 상태들의 각각으로부터, (ℓ-1)번째 내지 ℓ번째 심볼 주기들의 전개(evolution)을 설명하는 M^nT개의 증분 메트릭들이 될 것이다. 가장 크거나 가장 가능성있는 메트릭이 선택될 것이다. 그러므로, 다음번 심볼 주기에서 간섭할 비트들에 대한 상태들의 각각에 대해 결정된 하나의 메트릭이 있다. 가장 큰 마지막 메트릭을 선택함으로써, 비트들S의 가장가능한 송신된 시퀀스에 대한 결정을 하는 것이 가능할 때, 송신 버스트의 마지막 심볼 주기에 도달할 때 까지 이 과정을 반복한다.

이제, CDMA 송신기 및 Rake 수신기를 갖는 MIMO 시스템에 관련된, 도3에 도시된 바와 같이, 본 발명의 제3 실시예를 고려하자. 송신기(106)는 N 개의 서브-스트림들 s₁(t) 내지 s_N(t)을 그의 입력으로서 취한다. 각 서브-스트림은 각 혼합기(302)에 의해 스프레딩 코드 c(t)와 혼합된 다음, 추가의 혼합기(304)에 의해 신호 공급원(306)에 의해 공급된 무선 주파수 신호와 혼합된다. 신호 공급원(306)은 모두 동일한 각주파수 ω_c와 임의로 상이한 각 위상 변이 ψ₁내지 ψ_N을 갖는다. 도해된 실시예에서, 각 무선 주파수 신호는 신호는, 상기 지적한 바와 같이, 빔-형성 기술들이 상이한 공간 방향들로 상이한 서브-스트림들을 향하여 사용될 수 있더라도, 간단히 하기 위해서 각 안테나(108)에 공급된다.

무선 신호들은 복수의 경로(110)를 경유해서, 단일 안테나(108)를 갖는, 레이크 수신기(112)로 전파된다. 그러한 수신기의 오퍼레이팅 원리들은 잘 알려져 있으며, 그래서 여기서는 요약한다. 서브-스트림들 및 경로들의 모든 조합들의 합계를 포함하는, 수신된 신호는 신호 공급원(306)에 의해 유입된, 혼합기(308)에 의해 베이스밴드로 혼합되어 내려간다. 하향-변환된 신호는 다음에 복수의 레이크 핑거들로 유입되며, 이들의 각각은 심볼 주기 T 상의 생성되는 신호를 통합하여, 그리고 지연 블록(312)을 통해 유입된 스프레딩 코드 c(t)와 그 신호를 혼합하기 위한 혼합기(310)를 포함한다. 적절한 지연들을 선택함으로서, 각 핑거 각 다중경로 신호들에 대한 τ₁내지 τ_N1는 추출될 수 있으며, 그 신호들은 f₁(t) 내지 f_J(t) 로서 수신기(112)로부터 출력된다.

다중경로 성분들을 구별하기 위한 레이크 수신기의 능력은 스프레딩 시퀀스의 칩 주기 T_c에 과한 광대역이 되는 채널에 의존한다. 도 3에 도시된 수신기(112)는, 그들이 충분한 세기이고, T_c보다 큰 지연들에 의해 분리되는 것을 조건으로 J개의 다중경로 성분들을 구별할 수 있다. 각 추출된 다중경로 성분은, 보내진 서브-스트림들의 상관관계없는 선형 합이다.

본 발명에 따라 만든 수신기에서, 서브-스트림들 s₁내지 s_N의 상관관계없는 샘플들은 MIMO 처리를 수행하기 위해 사용된다. 그러나, 각 핑거로부터 상관관계없는 샘플들의 가정은, 코드들 사이의 열악한 교차-상관관계에 의해 유도된 여분의 노이즈 전력 외에도, 사용된 스프레딩 코드들의 열악한 자동-상관관계 성질들 때문에, 실현불가능하다. 이제 이러한 인수들을 시험할 것이다.

다른 사용자들이 없다고 가정하면, J번째 핑거 상의 수신된 신호는 다음의 모양을 가질 것이다.

여기서 1≤{j,j'}≤J이다. 첫째 항은 서브-스트림들의 필요한 선형 합이며, ν_j항은 열 효과들에 의해 생긴 가산 화이트 가우스 노이즈(AWGN)를 나타낸다. 둘째 항은, 사용된 스프레딩 코드(PN-시퀀스 또는 직각 코드)의 불완전한 자동-상관관계 때문에 있는 항이다. 다시 말하면, 자동-상관 함수 R_cc는 0이 아니라 오프셋들에 대해 0이 아니다. R_cc는 다음과 같이 정의된다.

여기서, M은 심볼 주기 T에서 칩 주기들 T_c의 수이다.

식 (3)에서 둘째 항은 자동-상관관계 노이즈로서 여겨질 수 있다. 이것의 효과는 레이크 수신기(112)의 핑거들 사이의 상관관계를 증가시키는 것이다. 왜냐하면, 그것은 칩간 간섭의 형태가 효과적이다. 다시 말하면, 핑거들 j'의 다른 시간 지연들로부터의 에너지는 커런트 핑거 j로 누출된다.

이제, 각각 그 자신의 스프레딩 코드 c_k(t)를 갖는, K 수신기(112)를 제공하는 다운링크 채널의 효과를 고려하자. k번째 사용자의 j번째 핑거의 출력은 다음과 같이 주어진다.

여기서, 1≤{j,j'}≤J이고, 1≤{k,k'}≤K이다. 식 (5)의 셋째 항은, AWGN 항 ν_f에 부가한, 여분의 노이즈 항이다. 이 여분의 노이즈는 스프레딩 코드들 사이의 불완전한 교차-상관관계에 의해 발생된다. 상이한 사용자들을 위한 스프레딩 코드들 사이의 교차-상관관계 함수 R_cick는 다음으로 주어진다.

이상적으로는, 각각 식 (4)와 식 (6)으로 정의된, 스프레딩 코드들의 자동-상관관계 및 교차-상관관계 성질들은 다음 성질들을 가져야 한다.

다시말하면, 코드들은, 다른 수신기들(112)에 대해 의도된 송신된 신호들로부터 간섭을 방지하기 위해 코드들 사이에서 0 교차-상관관계 및 칩간 간섭을 방지하기 위해 임펄스형 자동-상관관계를 가져야 한다. 그러나, 사실, 스프레딩 코드들의 선택은 Walsh-Hadamard 코드들과 같은 직각 시퀀스들 또는 PN 시퀀스들 (m-시퀀스들 또는 골드 코드)로 제약된다.

PN 시퀀스들은 우수한, 임펄스형 자동-상관관계 성질들을 갖는 것으로 공지되어 있지만, 그러한 우수한 교차-상관관계 성질들을 갖지 않는다 (R_RiRk(τ)는 τ의 모든 값들에 비해 비교적 적다). 반대로, Walsh-Hadamard 코드들은 직각 매트릭스U(즉,UU ^T=1)로부터 취한 열들이다. 그러므로, 교차 상관관계는 0 지연에 대해 0이 되도록 보장되지만, 모든 다른 지연들에 대해 교차-상관관계는 매우 클 수 있다. 그들의 자동-상관관계 성질들도 꽤 열악하다. 함수 R_cc는 삼각 방법으로 코드의 전체 길이에 걸쳐 에너지 스프레드를 갖는다. 그러므로, 지연된 다중경로 성분들을 갖는 (이 MIMO 기술이 잘 작용할 환경들에 대응하는) 임의의 환경에서, 직각 코드들의 교차-상관관계는 나쁠 것이며, 그래서 그들의 나쁜 자동-상관관계와 함께, PN 시퀀스들은 아마도 최상의 선택을 나타낼 것이다.

UMTS FDD (주파수 분할 듀플렉스) 방식 다운링크에 대한, 이제 특정 CDMA 실시예를 고려하자. 가장 전형적인 이동 채널들이 광대역으로서 고려될 것에 관해, UMTS 칩 주기 T_c는 0.26μs (3.84 칩들/s)이다. UMTS 시스템에서, 상이한 사용자들을 위한 신호들은 각 직각 왈시-하다마드 코드(채널화 코드들)를 사용하여 스프레드된다. 그 다음에 하나의 기지국으로부터 송신을 위한 신호들의 조합된 세트는, 각 셀 또는 기지국을 위해 선택된 상이한 골드 코드를 사용하여, 골드 코드라 칭하는 특수한 PN 시퀀스를 사용하여 스크램블된다(기본적으로 스프레드된다).

결과적으로, 수신된 데이터 스트림들은 레이크 수신기(112)를 사용하여 탈 스크램블될 때, 핑거들의 출력들은, 골드 코드들의 임펄스형 자동-상관관계 성질들 때문에, 매우 우수한 디코릴에이션을 가진다. 송신기(106)의 아키텍처 및 UMTS FDD를 위한 수신기(112)는 도3에 도시된 것과 매우 유사하다. 주된 차이는, 송신기(106)에서 스프레딩 코드 c(t)는 c_k(t)σ(t)에 의해 대체되지만, 수신기(112)에서 스프레딩 코드 c(t)는 c_k(t)σ(t)에 의해 대체된다는 것이다. 상기 식에서 c_k(t)는 k번째 사용자를 위한 채녈화 코드이고, σ(t)는 특수 셀에서 모든 사용자들을 위한 스크램블링 코드이다. 스크램블링 코드 σ(t)는 복잡하므로, 그의 복소 공액(complex conjugate)이 필요하다.

수신된 베이스밴드 신호 r(t)는 다음이다.

그러므로, k번째 사용자를 위한 j번째 레이크 핑거의 출력은 하기 수학식 (8)로서 표현될 수 있다.

jⁱ=j일때, 스크램블링 코드 σ(t-τ_j)는, 비트 주기 T 동안 한번의 연속 스트링을 주는, 그의 복소 공액 σ(t-τ_j)과 곱셈된다. 그러므로, j=j'인 모든 항들은 추출되어, 다음과 같이 주어진다.

상기 식에서, f_ij'k'(t-τ_j) 는 j≠j'가 되기 위한 모든 항들을 나타낸다. Walsh-Hadamard 코드들에 대한 R_cc(0)=1이고 R_cj,ck(0)=0는 상기 수학식 9의 유도에서 사용되었다.

첫째 항은 각 안테나(108)로부터 전송된 개별 서브-스트림들의 필요한 선형 합이다. 마지막 항은 k번째 사용자 s_ik(즉, 자동-상관관계 노이즈)에 대한 원하는 신호들에 의존하는 항들로 분해될 수 있으며, 모든 다른 사용자들 s_ik'(즉, 교차-상관관계 노이즈)로부터 신호들에 의존하는 항들로 분해된다.

자동-상관관계 항과 교차-상관관계 항은 각각 상기 수학식 10에서의 둘째 및 셋째 항들로 나타낸다. 이러한 항들은 사용된 골드 코드들 때문에 우수한 자동-상관관계 및 교차-상관관계 성질들을 갖는 경향이 있을 것으로 나타날 수 있다. 간단히 하기 위해, 상관관계 정수들은 시퀀스들 사이의 랜덤 정도를 측정하며, 이것은 골드 코드 σ(t)는 상이한 지연들과 동일한 코드를 위한 우수한 랜덤 성질들을 갖는 것으로 알려져 있다(임펄스형 자동-상관관계). 그러므로, 곱셈 σ(t-τ_j')× σ^*(t-τ_j) (j≠j')은 또다른 무작위 시퀀스를 산출해야 하며, 그의 랜덤은 스크램블링 코드인, R_σσ(τ_j-τ_j')의 자동-상관관계 함수의 작은 값을 나타낸다. (식에서, R_σσ(τ_j-τ_j')=∫σ(t)σ(t-τ)dt이다. 채널화 코드들은 스크램블링 코드과 무관하기 때문에, 채널화 코드들에 의한 후속 곱셈은 실질적으로 랜덤한 시퀀스(±1들의 대충 동일한 수)를 가져야 한다. 최악의 경우에, 채널화 코드들은 100% 관련될 수 있으며, 상기 적분은, j≠j'인 경우에 작은 것으로 알려진, R_σσ(τ_j-τ_j')로 감소될 것이다.

상기 설명으로부터 주목할 가장 중요한 점은, 자동-상관관계 및 교차-상관관계 노이즈 항들은, 스크램블링의 우수한 자동-상관관계 성질들에 의해 낮게 유지할 것이다. 이것은 J개의 레이크 핑거들로부터 N개의 전송된 서브-스트림들의 J 개의 상관관계 없는 조합들을 남긴다. 이것은 원래 요건이었으며, 공간-시간 코딩 및 그러한 BLAST과 같은 MIMO 기술들의 범위의 사용을 가능하게 한다.

스크램블링을 위한 상이한 골드 코드들을 사용한 인접한 셀들에서 다른 기지국과의 교차-상관관계로부터, 상기 고려되지 않은, 간섭의 추가 원인이 있다는 것을 주의해야 한다. 이 간섭의 크기는 (셀 경계들을 제외하) 인접한 셀들에서 기지국으로부터 여분의 경로 손실 때문에 작은 것 같으며, MIMO 기술들에 덜 중요하다. 왜냐하면, 교차-상관관계는 레이크 핑거들의 증가된 상관관계라기 보다 여분의 노이즈로서 인식될 것이다.

본 발명은 원칙적으로 높은 스펙트럼 효율을 갖는 데이터 속도들(즉, 비교적 적은 대역폭에서 높은 데이터 속도들)을 주도록 임의의 무선 통신 시나리오에 응용될 수 있다. 효과적으로 작업하기 위한 본 발명의 주요 요건은 각에 의해 분리된 충분히 독립된 다중경로 성분들이다. 그러나, 본 발명은 이동 핸드셋트들에 필요한 안테나들의 수에 대한 요건들을 감소시키기 위한 전위를 갖기 때문에, CDMA 기술의 사용은 특히 본 발명에 특히 적합한, UMTS와 같은 미래의 셀방식 시스템들에 적용할 수 있다.

상기 분석의 대부분은, 송신기(106) 및 수신기(112)는 반-정지성, 채널 매트릭스H의 구성요소들은 매우 느리게 변화하는 것으로 가정하였다. 그러나, 그 시스템은, 채널 매트릭스에서의 변화들이 발생하는 평균 기간보다 프레임 기간이 충분히 짧다는 조건으로 이동하는 송신기 및/또는 수신기와 맞선다. 그러므로, 본 발명은 실내 무선 링크들에 고정된 점 뿐만 아니라, 이동 셀방식 통신들에도 적합하다.

상기 설명에서는 독립 신호 샘플들이 각 안테나에 의해 수신된 신호들로부터 유도되었더라도, 본 발명은, 특별한 방향 세트들로부터 신호들을 수신하기 위한 빔형성 기술들을 안테나 어레이가 사용하는 시스템들에 적용될 수 있다.

전송된 서브-스트림들의 수보다 적은 수의 안테나들(108)을 갖는 것에 관련하여 본 발명을 설명하였다. 그러나, 각 안테나로부터 수신된 신호들로부터 상관관계없는 복수의 샘플들을 결정하는 방법은 더 넓은 응용가능성을 가질 수 있다. 특히, 임의의 수의 안테나들을 갖는 시스템에 응용될 수 있을 것이다. 서브-스트림들보다 더 많은 샘플들을 사용하면, 채널 매트릭스H는, 각 서브-스트림을 위한 신호 대 노이즈 비율을 개선시킬 수 있으므로 그 시스템의 전체 강도를 개선시킬 수 있게 과대결정된다.

Claims (9)

1. 제 1 및 제 2 국 사이의 복수의 경로들을 포함하는 통신 채널을 갖는 무선 통신 시스템에 있어서, 상기 통신 채널은 광대역이고, 상기 제 1 국은 복수의 안테나들과, 복수의 서브-스트림들로 전송을 위한 신호를 분리하고 하나 또는 그 이상의 상기 복수의 안테나들을 통해 각 서브-스트림을 전송하기 위한 수단을 갖는 전송 수단으로서, 상기 서브-스트림들의 수는 상기 안테나들의 수보다 크지 않은 상기 전송 수단을 포함하고, 상기 제 2 국은, 적어도 하나의 안테나와, 상기 제 1 국에 의해 전송된 상기 복수의 서브-스트림들을 포함하는 신호들을 수신하기 위한 수신 수단으로서, 상기 안테나들의 수는 상기 서브-스트림들의 수보다 적은, 상기 수신 수단과, 적어도 상기 서브-스트림들의 수만큼 많은 실질적으로 상관관계없는 수신된 신호 샘플들을 결정하기 위한 샘플링 수단 및 상기 신호 샘플들로부터 상기 전송된 서브-스트림들을 추출하기 위한 추출 수단을 포함하는, 무선 통신 시스템.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 채널은 그의 지연 스프레드(delay spread)가 심볼 주기(symbol period)보다 충분히 길 때 광대역인 것을 특징으로 하는, 시스템.
3. 제 1 항에 있어서, 상기 채널 상의 송신들은 코드 분할 기술들을 사용하며, 상기 채널은 그의 지연 스프레드가 칩 주기(chip period)보다 충분히 길 때 광대역인 것을 특징으로 하는, 시스템.
4. 제 1 및 제 2 국 사이에 복수의 경로들을 포함하는 통신 채널을 갖는 무선 통신 시스템에 사용하기 위한 제 2 국에 있어서, 상기 통신 채널은 광대역이고, 상기 제 2 국은, 적어도 하나의 안테나와, 상기 제 1 국에 의해 전송된 복수의 서브-스트림들을 포함하는 신호들을 수신하기 위한 수신 수단으로서 상기 안테나들의 수는 상기 서브-스트림들의 수보다 적은 상기 수신 수단과, 적어도 상기 서브-스트림들의 수만큼 많은 실질적으로 상관관계없는 수신된 신호 샘플들을 결정하기 위한 샘플링 수단과, 상기 신호 샘플들로부터 상기 전송된 서브-스트림들을 추출하기 위한 추출 수단을 포함하는, 제 2 국.
5. 제 4 항에 있어서, 상기 채널 상의 송신들은 코드 분할 기술들을 사용하며, 상기 샘플링 수단은 레이크 수신기(Rake receiver)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 제 2 국.
6. 제 4 항에 있어서, 상기 샘플링 수단은 수신된 신호들의 실질적으로 상관관계없는 복수의 타임 샘플들을 결정하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는, 제 2 국.
7. 제 6 항에 있어서, 상기 샘플링 수단은 최대 확률 시퀀스 평가 수단(maximum likehood sequence estimation means)을 또한 포함하는 것을 특징으로 하는, 제 2국.
8. 제 7 항에 있어서, 상기 최대 확률 시퀀스 평가 수단은 수정된 비터바이(Viterbi) 알고리즘을 실행하는 것을 특징으로 하는, 제 2 국.
9. 제 1 및 제 2 국 사이에 복수의 경로들을 포함하는 통신 채널을 갖는 무선 통신 시스템을 오퍼레이팅하는 방법에 있어서, 상기 통신 채널은 광대역이고, 상기 제 1 국은 복수의 안테나를 포함하고, 상기 제 2 국은 적어도 하나의 안테나를 포함하며, 상기 방법은 상기 제 1 국이 송신하기 위한 신호를 복수의 서브-스트림들로 분리하는 단계와, 하나 또는 그 이상의 상기 복수의 안테나들을 경유해서 각 서브-스트림을 송신하는 단계로서 상기 서브-스트림들의 수는 상기 제 1 국의 안테나들의 수보다 많지 않으며 상기 제 2 국의 안테나들의 수는 상기 서브-스트림들의 수보다 적은 상기 송신 단계와, 상기 제 2 국이 상기 제 1 국에 의해 송신된 상기 복수의 서브-스트림들을 포함하는 신호들을 수신하는 단계와, 적어도 상기 서브-스트림들의 수만큼 많은 실질적으로 상관관계없는 수신된 신호 샘플들을 결정하는 단계와, 상기 신호 샘플들로부터 상기 전송된 서브-스트림들을 추출하는 단계를 포함하는, 무선 통신 시스템을 오퍼레이팅하는 방법.