CN1339885A - 增强使用空间－时间传输分集的移动cdma通信的方法 - Google Patents

Abstract

智能天线把空间－时间传输分集方案应用于角度和临时传输分集,以便组合极化交错开关波束,从而提高下行链路宽带码分多址性能。通过用不同的空间－时间扩展去除不同的出射角,把孔径增益转换为分集增益。

Description

增强使用空间-时间传输分集 的移动CDMA通信的方法

技术领域

本发明涉及电信领域，更具体地说，本发明涉及使用空间-时间传输分集的码分多址电信系统的领域。

背景技术

通用移动电信系统(UMTS)(第三代无线提案之一)是为与各种格式的语音/数据服务一起使用而设计的。对数据业务的需要意味着和上行链路通信信道相比，下行链路通信信道中的通过率较高。为了提高宽带码分多址(WCDMA)系统的下行链路容量，已完成了相控天线阵波束形成装置和传输分集方案中，UMTS的物理层结构的研究和修改。

相控天线阵波束形成方法形成指向所需移动通信装置的狭窄发射波束。波束形成装置的孔径增益提高了下行链路系统容量。当天线振子的数目加倍时，方位角方面的覆盖束宽及移动装置经受的干扰被降低一半。从而，下行链路容量被加倍。下行链路波束形成装置指向由所需移动装置的上行链路处理估计的方位角。如果下行链路物理信道和上行链路物理信道不同，例如在频分双工(FDD)系统中，则下行链路波束形成装置会错误瞄准方位角。另外，如果信道的角度范围大于波束形成的3dB束宽，则和单个发射天线相比，下行链路波束形成装置性能更差。

为了克服这些缺陷中的一些缺陷，开环传输分集使用空间-时间信息组代码，在两个分集式天线发射信号。通常，移动装置至少可看到来自于基站的两个独立的通路。传输分集的优点之一是和单个发射天线相比，它产生分集增益。从而，在移动装置处，接收的功率可高于某一水平。在缓慢并且按比例衰减的通信环境中，通过单个天线传输分集的两个装置的性能提高可高达7dB。但是，已发现在可分解的多重时间到达环境(multiple time resolvable arrival environment)中，两个传输分集的性能提高被单个天线的已有的多路分集所削弱。在慢速衰减信道中，性能提高只能达到3dB，在快速衰减信道中，性能提高只能达到1dB。正如已知那样，不存在完全的四方向(four-way)传输分集。如果实现四方向传输分集，则必须使通过率(位速率)达到3/4。

发明内容

本发明提供了一种智能天线，所述智能天线把空间-时间传输分集(STTD)方案应用于角度和临时传输分集，以便组合极化交错开关波束(SWB-ATTD)，从而提高下行链路宽带码分多址(WCDMA)性能。角度临时传输分集和极化交错开关波束专用于多重到达和广角范围(城市)环境。在这种环境中，本发明的方法通过用不同的空间-时间扩展去除不同的出射角，把孔径增益转换为分集增益。提议的开关波束形成装置在时间可分辨的到达空中接口中保持孔径增益，所述空中接口是典型的WCDMA信道环境。在广角范围和大量多路(城市)环境中，能够获得平均比控制(steering)空间-时间分集好2dB的性能，比单个全向发射天线高6dB的性能。为了实现波束形成装置，本发明的智能天线不需要每个用户的导频，以及位于基站的收发器校准。交错极化开关波束结构增大了上行链路通信中的接收分集。

附图说明

参考附图，根据本发明的下述详细说明，本发明的其它目的，特征及优点将是显而易见的。

图1表示了下行链路通信信道和UMTS的宽带CDMA系统的时隙和帧结构。

图2是表示图1的UMTS和CDMA系统的信道化代码和扰频代码的混合的示意方框图。

图3示出了在简单传输方案中用于两个天线的QPSK构像。

图4是表示选择的用于优化图1的系统的接收器处的信噪比的权重的方框图。

图5是表示图4的权重的幅度和相位的表。

图6表示了在不存在额外的Walsh码的情况下，使用多载波的单个用户的传输表。

图7图解说明了具有扩展Walsh码的传输矩阵。

图8是具有用于多个天线的三个复变量的4×4矩阵的传输矩阵。

图9是确保正交性的类似传输矩阵。

图10是在解码之前，具有四倍分集的传输矩阵。

图11是表示空间-时间分集和OTD 1X接收器之间的复杂性差别及每帧的运算的表。

图12是空间-时间传输分集方案的概观。

图13是表示移动装置处的分集接收的等式。

图14是表示本发明的极化交错开关波束结构的方框图。

图15表示了天线开关波束的组合空间-时间信息组代码。

图16和17是表示性能分析的表。

具体实现方式

下面将参考附图，更详细地描述本发明，附图中表示了本发明的优选实施例。但是，也可以多种不同的形式实现本发明，本发明不应被理解为局限于这里陈述的这些实施例。相反，提供这些实施例，只是为了使本发明的公开内容更充分，更完整，并使本领域的技术人员更彻底地了解本发明的范围。附图中，相同的附图标记表示相同的部件。

本发明提供了一种智能天线，所述智能天线把空间-时间传输分集(STTD)方案应用于角度和临时传输分集，组合极化交错开关波束(SWB-ATTD)，从而提高下行链路宽带码分多址(WCDMA)性能。角度临时传输分集和极化交错开关波束是专门为多重到达和广角范围(城市)环境设计的。在这种环境中，本发明的方法通过用不同的空间-时间展宽去除不同的出射角，把孔径增益转换为分集增益。提议的开关波束形成装置把孔径增益保存在时间可分辨的到达空中接口中，所述空中接口是典型的WCDMA信道环境。在广角范围和大量多路(城市)环境中，能够获得平均比控制(steering)空间-时间分集好2dB的性能，比单个全向发射天线高6dB的性能。为了实现波束形成装置，本发明的智能天线不需要每个用户的导频，以及位于基站的收发器校准。交错极化开关波束结构增大了上行链路通信中的接收分集。

为了便于理解，首先简要说明宽带码分多址系统中的传输分集应用，以及具有空间-时间扩展Walsh码应用和天线选项的闭环/开环传输分集。

目前正在全欧洲内，使被称为通用移动电信系统(UMTS)的第三代蜂窝系统标准化。通用移动电信系统的目的是提供比目前的蜂窝系统更灵活，更有利的宽带服务，同时具有高达2Mb/s的各种数据速率。UMTS以宽带码分多址(WCDMA)物理层结构为基础。为了提高容量，众多的工程师从事于天线分集。已发现为了降低费用/移动终端的尺寸，在下行链路中，接收器天线阵列不合乎要求。通过利用多个发射天线，有可能获得同样的性能增益，因此已经使用了传输分集(TD)。

在UMTS中，首先对控制信道编码，而利用信道代码保护数据信道。如同本领域技术人员已知的那样，能够导出编码情况下，关于误码率(BER)的表达式。

就其典型应用而论，UMTS是具有5MHz带宽和4.099兆码片/秒的宽带CDMA系统。它具有可变的扩展系数，并可使用多码(几个扩展码被分配给一个用户)支持可变的位速率。下行链路中的物理信道被分成一个控制信道20和一个数据信道22，所述控制信道20和数据信道22都是时分多路复用信道。图1中表示了下行链路的时隙和帧结构24，26。通过利用信道化代码28和扰频代码30，完成扩展(图2)。前者是正交可变扩展因数，它们是不同长度的Walsh-Hadamard代码，后者是2¹⁸-1黄金码的40960码片(10ms)段。图2中未表示的脉冲整形是平方根升余弦(square-root raised cosine)，调制是正交移相键控法(QPSK)。

关于UMTS，目前存在两种天线传输分集(TD)提议：(1)开环，(2)闭环。

在开环方案中，发射器对信道一无所知。为了使分集达到最大，使用了空间-时间信息组代码。图3的表中表示了这种简单的传输方案，这里□1，□2属于QPSK构像。在具有L个可分辨的通路的多个信道中，关于这两个符号的接收信号是：

r₁(t)＝从{k＝1)到L h_{1，k}X₁s(t-□_k)+h_(2，k}X₂s(t-□_K)+n₁(t)的和

r₂(t)＝从{k＝l}到L-h_{1，k}x^* ₂s(t-□_k)+h_{2，k}x^* ₁s(t-□_K)+n₂(t)的和

这里s(t)是扩展序列。瑞克指状元件k的输出为：

R_1，k=□r₁(t)s^*(t-□_k)dt＝h_1，kx₁+h_2，kx₂+n_l，k

R_2，k＝□r₂(t)s^*(t-□_k)dt＝-h_1，kx^* ₂+h_2，kx^* _l+n_2，k

并且最大似然估计变为：

x₁＝从{k＝1)到Lh^* _1，kr_1，k+h_2，kr^* _2，k的和＝从{k＝1)到L(口h_1，k□²+□h_2，k□²)x₁+

的和

x₂＝从{k＝1)到Lh^* _2，kr_1，k-h_l，kr^* _2，k的和＝从{k＝1)到L(□h_1，k□²+□h_2，k□²)x₂+ 的和

从而，将存在2L个分支分集。这种方案的一个优点在于两个天线之间的功率被均衡，即两个天线的功率始终相同。

在闭环传输分集方案中，通信系统同时在两个天线32，34上进行发射，不过同时选择权重，以便优化接收器处的信噪比(图4)。在与信道化代码28和扰频代码30适当混合的情况下，转发数据36。权重w₁和w₂由移动装置确定，并传回给基站。已提出了分别利用一个，二个和四个二进制位的三种反馈模式。如图5的表中所示，这些二进制位确定权重的幅度和相位。

模式1是选择分集。发射器选择最佳的天线，并且只在该天线上进行发射。模式2和3是最佳权重的量化变型。一种特殊情况的非量化权重是可行的，并且假定可以无限精确地选择权重，能够计算误码率(BER)的解析表达式。

在加权传输情况下的接收信号中，也可计算瑞克指状元件输出和最大比例组合(MRC)输出。

r(t)＝从{k＝1}到Lw₁h_1，kxs(t-□_k)的和+从{K＝1}到Lw₂h_2，kxs(t-口_k)+n(t)的和

r_k＝□r(t)s^*(t-□_k)dt＝w₁h_1，kx+w₂h_2，kx+n_k

x＝从{k＝1}到L(w₁h_1，k+w₂h_2，k)^*r_k的和＝从{K＝1}到L□w₁h_1，k+w₂h_2，k口²x+(w₁h_1，k+w₂h_2，k)n_k的和

等同信道是h_k＝w₁h_1，k+w₂h_2，k’并且目的是选择权重，以使该信道具有最大的功率。

为了评估信道，在每个时隙中传输正交导频序列(甚至在模式1中)。当存在约为1600位/秒的反馈位速率时，模式1，2和3的权重更新速率分别为1600，800和400Hz。

为了分析性能，下述信道模式是可接受的。

h(□；t)＝从{k＝0}到{L-1}a_k(t)□(□-□_k)的和

这里通路幅度ak(t)独立衰减。此外，两个天线的信道与相同的平均通路功率E□□a_k□²□，及延迟□_k无关。在瑞克接收器中，可假定存在完美的展开，并且可忽略任何自干扰。

对于空间-时间传输/分集来说，将存在2L个通路分集。假定平均来说，两个信道是相同的，则这些通路上的平均信噪比为□₁，□₁，□₂，□₂，…，□_L，□_L。此外，由于发射功率在这两个天线之间被均分，因此存在3dB的性能损失。

正交传输分集(OTD)是不具有移动手持天线分集或多载波或延迟分集的缺陷，获得下行链路分集的一种方法。当使用纠错码时，正交传输分集利用了解码过程。正交传输分集(OTD)是本领域技术人员已知的现行IS-2000提案的一部分，并且以维特比译码器通路度量的形式，实现分集。OTD在不同的天线上发射交变二进制位。利用一个Walsh码在天线0上发射偶数二进制位，利用另一个Walsh码在天线1上发射奇数二进制位。在IS-2000标准中，这些代码密切相关。例如，如果以非分集模式把长度为N的Walsh码w_i ^N(t)分配给用户i，则会把以可选的OTD模式，由w_i ^N(t)形成的两个代码分配给用户i。如下形成这两个代码： $w_i^{2N}\left(t\right)=\left[w_i^N\left(t\right)w_i^N\left(t\right)\right]$ $w_{i+N}^{2N}\left(t\right)=[w_i^N\left(t\right)-w_i^N\left(t\right)]$

这里代码长度已增大到2N(反映在上标中)，并且现在存在2N个可能的代码(反映在上标中)。此外，第二代码w_i+N ^2N(t)通常被称作w_i ^N(t)的补码。虽然扩展了Walsh码，但是和非分集模式相比，总的数据速率保持不变。每个代码或天线传送一半的原始数据。

通过在不同的天线上传输偶数数据和奇数数据，由于在解交错之后，维特比译码器产生基于几个连续二进制位的通路度量，从而在瑞利衰减条件下，获得一种形式的分集增益。由于从两个天线中的一个天线发射交变二进制位，通路度量将固有地含有分集。分集增益是代码强度的函数。代码越强，性能将越接近于关于每个符号获得分集的分集方案。在低多普勒下，对于功能强的代码(R＝1/4卷积)，和无分积的情况相比，增益是惊人的。但是，这种方案依赖与代码，并且低速率代码(R＝1/2卷积)不能极大地受益于这种方案。

另一方面，空间-时间编码可在下行链路上增加分集，而不需要额外的接收天线，不会浪费带宽，或者导致自干扰，并且空间-时间编码与所使用的纠错码无关。通过以一种特殊的方式，在天线和时间范围内编码，可以在没有自干扰或者不需要额外的带宽的情况下，获得分集性能。这种原理可被扩展到Walsh编码的想法，即下面使用的称为空间-Walsh分集或者空间-时间扩展。

在已知的IS-2000系统的广泛结构内，可容易地实现空间-时间扩展。目前，IS-2000支持信号的两个码片速率，即1.2288MHz(1X)和3.6864MHz(3X)。1X系统用于直接替换IS-95B系统，并且具有覆盖能力。3X系统支持更高的数据速率，并且只用于正向链路，支持多载波格式，每个载波具有1.2288MHz的码片速率。3X系统也具有覆盖能力。

目前，在IS-2000内，以一种可选项的形式支持OTD。从而，为了直接在IS-2000内加入空间-时间扩展，按照类似于OTD的方式明确地表达空间-时间扩展。

使用在IS-2000提案中规定的OTD结构，可容易地把空间-时间扩展应用于系统。空间-时间扩展需要扩展码的共享(即两个用户共同使用两个Walsh码)。但是，以这种方式实现空间-时间扩展是不合乎需要的。首先，如果共享Walsh码的两个用户的发射功率完全不同，则代码的共享会导致问题。这种情况下，不完善的信道评估会导致显著的交叉项(cross terms)。另外，OTD使用扩展的Walsh码，它消除了对于代码共享的需要，并且使与标准内的OTD的共同性达到最大。只需对标准进行很少的改变。

空间-时间扩展和OTD之间的一个主要差别在于把数据映射到传输分集天线上的方面。

如前所述，在对OTD结构进行极少改变的情况下，易于实现空间-时间扩展。由于每个用户被分配两个扩展Walsh码(由单个非扩展Walsh码形成)，并且数据被分离成两个数据流，可把分集方案应用于这两个数据流，如同它们是两个不同的用户似的。在第一个天线上，系统将会传输：

x₁(t)＝□P/2[s_e(t)w(t)-s_o(t)^*□(t)]p(t)

这里，P代表总的发射功率，s_e(t)＝Y_I1+Y_Q1是偶数符号流，s_o(t)＝Y_I2+Y_Q2是奇数符号流。Walsh码w(t)及其补码被用于扩展信号，并且是扩展的Walsh码。

更重要的是，通过向用户分配额外的一个Walsh码，能够在编码符号水平提供四倍的分集，从而与信道评估精度无关，不会导致与其它用户的交互干扰。对于具有低I_OR/I_OC ⁷的用户来说，这些增益有着特殊的意义。通常，这些用户会处于平和的越区切换状态中。如果在相邻小区中不存在支持该用户的资源，则在每个用户的基础上，使用额外的Walsh资源将是适宜的。

如果不希望牺牲额外的Walsh码，则在多载波系统中，能够在译码器之前获得分集。每个符号被发送四次(从而实现四倍分集)。不是使用额外的代码，而是扩展Walsh码，并且每个符号被发送两次。随后每个数据流s_i会被分成两个数据流s^e _i和s^o _i(偶数和奇数)。代替传输每个信号四次，能够传输每个信号两次，从而获得两倍分集，如图6的表中所示。同样地，能够使用得出的传输矩阵表示法得出图7的传输矩阵。传输矩阵是一种确定的矩阵。行可代表Walsh码(正交信道)(非正交信道)。

把二进制位分配给相应的Walsh码，天线和载波的可能方式有许多种。就性能而论，它们很可能没有显著的差别。

这种传输方案将导致一种组合方法，该方法类似于四倍分集情况，除了每个判定统计量只使用两个Walsh输出，以及将只产生两倍分集改进之外。

不幸的是，不存在用于具有复杂信令的四天线/信道系统(例如，QPSK调制1X系统)的全价正交设计。但是，通过利用具有四个天线的空间-时间扩展，能够获得分集改进。

关于三个天线的改进的传输矩阵也是可能的。为了允许四个发射天线，为特定的用户，把Walsh码扩展两次，以便获得具有四倍长度的四个Walsh码。

借助四倍矩阵扩展，有可能不共用任何代码。为了获得传输矩阵，需要具有四列，从而至少四行的正交矩阵。虽然不存在具有四个复变量的4×4正交矩阵，但是确实存在具有三个复变量的4×4矩阵。图8中表示了一个这样的传输矩阵。

对于图8中的矩阵来说，H(t)H＝(□h₁□²+□h₂□²+□h₃□²+□h₄□²I。这实现了四倍分集。但是，为了实现这一点，必须把数据速率降低到初始速率的四分之三。这可通过注意到虽然可以使用四个代码(即，T的各行)，但是只能传输三个符号，了解这一点。

使用四个发射天线，而不降低数据速率的第二种选择是使用如图9中所示的传输矩阵。

该矩阵确保正交性，但是在译码器之前，只获得两倍分集。但是，如果正确地完成交错，则度量为：

b₁(□h₁□²+□h₂□²)，b₂(□h₃□²+□h₄□²)，b₃(□h₁□²+口h₂□²)，b₄(□h₃□²+□h₄口²)，…。

虽然在解码之前实现了两倍分集，但是由于通路度量的缘故，维特比译码器可经历最多到四倍分集。在不损失数据速率的情况下，译码器实现从2～4的分集增益。如同在OTD中的情况一样，增益与纠错码的强度无关。

最后一种选择类似于选择1，并且使用正交设计。图10中表示了该传输矩阵。该选择也可在译码之前实现四倍分集，但是数据速率也会损失25％。这允许在所有四个天线上使用所有四个代码。

移动接收器中，OTD和空间-时间扩展之间的主要差别是基带接收器功能。所有其它组件相同。基带接收器执行复杂的代码剥离，Walsh去扩展，信道评估，信道补偿，多路复用/解交错及维特比解码。

这种复杂剥离要求对于每个早期，近期和及时样本，倍增所有指状元件的I&Q流的每个样本。假定每个码片8个样本，及三个指状元件，其结果是每帧的运算次数大约为3.5·10⁶。则Walsh剥离需要约9·10⁵运算/帧。这些运算计数都不取决于所使用的分集方案。

以两个Walsh码(一个发射天线一个Walsh码)的每个Walsh码的简单PCG平均数的形式，模拟信道评估，导致大约9·10⁵运算/帧。信道补偿将取决于数据速率，并且对于OTD来说，需要大约5.5·10⁴N运算/帧，这里N是随着数据速率增大的比例系数(对于语音来说，N＝1)。在这一领域，空间-时间扩展的复杂性为OTD的两倍。

维特比解码复杂性也取决于数据速率和代码传输速率。对于RC4来说，维特比解码大约需要1.1·10⁶N运算/帧。除了检测和解码功能之外，接收器必须执行跟踪多路的搜索器功能。搜索器需要16·10⁶运算/帧。图11的表中表示了在9.6kbps和76.8kbps的数据速率下，OTD和空间-时间扩展的总的运算计数。如图所示，复杂性的增大是极其微小的(对于语音来说，增大0.2％，对于76.8kbps来说，增大1.4％)。

和OTD相比，空间-时间扩展提供显著的性能增益。对于所有情况，空间-时间扩展都优于OTD，主要是因为在解码过程之前，空间-时间扩展提供分集，而OTD依赖于维特比译码器。对于低速的R＝1/2卷积代码，基本信道的性能增益较大(5dB～8dB)。对于所有其它速度下的R＝1/2卷积代码，基本信道，辅助信道及公用信道的性能增益显著(1dB～3dB)。此外，和无分集的情况相比，当使用1/2速率编码时，空间-时间扩展的增益惊人，而OTD的增益适中到较小。当使用1/4速率编码时，和OTD相比，空间-时间扩展的性能增益更加适度，增益从0.3dB～0.7dB。和无传输分集的情况相比，空间-时间扩展和OTD都提供极大的增益。

在无线电配置方面，空间-时间扩展提供更大的灵活性。STS使OTD情况下(R＝1/4)，RC3的容量和STS情况下(R＝1/2)，RC4的容量近似相等。另外，空间-时间不会引入很大的计算复杂性，并且在进行相当小的调整的情况下，在移动装置和基站中，都可支持空间-时间扩展和OTD。

本发明利用了空间-时间扩展的优点。根据本发明，智能天线以开关波束和空间-时间扩展为基础。空间-时间扩展相对于不同的发射天线，实现空间-时间信息组代码，所述不同的发射天线具有相对于移动装置，潜在独立的信道。在天线x₁和x₂发射的信号可如下表示：

x₁＝(A₁s_ew_e-A₂s^* _ow_o+pilot₁)base_code

x₂＝(A₁s^* _eW_o-A₂s_ow_e+Pilot₂)base_code

这里A和pilot表示幅度及公用导频信道，s_e和s_o表示位序列中的偶数位和奇数位，w_e和w_o表示偶数位和奇数位的相互正交扩展的Walsh码。即：

w_e＝[w_k w_k]

w_o＝[w_k-w_k]

这里W_k是第k个用户的Walsh码。在空中总计发射的信号。把接收信号分别乘以扩展的Walsh码w_e和w_o，获得图12中所示的z₁和z₂。如图13中所示，通过应用从公用导频信道估计得到的信道系数，可组合上述两个输出。

图14表示了具有角度和临时传输分集的极化交错开关波束的建议天线结构。在天线塔顶部实现正负45□取向的极化相控天线阵50。总共存在8个天线分支52：45□极化的四个分支，-45口极化的四个分支。为了实现极化交错开关波束，需要4条电缆，从而对于每个扇区，在基站只存在4个I/O端口54。巴特勒矩阵56被分成两级，并且夹在功率放大器58之间。这种结构不仅降低了在功率放大器之后，巴特勒矩阵的插入损失，而且相对于特定的开关波束，均匀地加载功率放大器。

图15表示了空间-时间扩展的结构，以及图14中所示的智能天线的公用导频音。任意相邻波束的重叠区比波束顶部低3dB。每个相邻波束具有不同的极化，从而在重叠区中将观察到极化分集增益。交错极化结构不会改善下行链路方法。通过应用空间-时间信息组代码，相邻波束彼此正交。

UMTS的波片速率很高(3.86兆码片/秒)，从而每个传播射束的相对到达延迟可超过一个码片的持续时间。即使使用一个发射天线，时域中的这种多重到达也会在移动装置处产生分集接收。于是，加入另一个发射天线/分集不会具有如前所述的显著性能增益(1-3dB)。另一方面，波束形成增益不受多路延迟影响。但是波束形成增益可被在基站观察到的传播角度扩展降低。

当使用发射天线的四个分支时，本发明的控制空间-时间传输分集方案提高了下行链路容量。间距10□布置两组双振子相控天线阵(□/2间距)，以便得到3dB波束形成装置和双向空间分集。由于波束形成装置瞄准角的失配，以及导频音相位的失真，在广角展宽中，波束形成增益可被降低。ST-STTD始终产生双向空间分集，同时偶尔产生最大3dB的波束形成增益，所述波束形成增益会由于导频和瞄准失配而降低。在该方案中，分集传输的优先级高于波束形成装置。

本发明方法的具有角度和临时传输分集的极化交错开关波束把双向传输分集和不同的极化交错开关波束结合在一起。波束形成增益等于6dB除以完成角度扩展所实现的波束的数目。分集起源于不同的出射角加上天线极化。虽然始终不存在传输分集，但是具有角度和临时传输分集的极化交错开关波束尽可能地保持最佳的孔径增益。在该方法中，波束形成装置的优先级高于传输分集增益。由于WCDMA中的多路到达可降低一个天线上的传输分集增益，和控制空间-时间传输分集方法相比，该方法具有更好的性能。性能分析表示于表1和2中(图15和16)。

根据前述说明中给出的教导及相关附图，对于本领域技术人员来说，本发明的许多修改及其它实施例是显而易见的。于是，应理解本发明不局限于公开的具体实施例，并且所有这些修改和实施例都包含在从属权利要求的范围之内。

Claims (17)

1.一种利用空间-时间分集，来增强宽带码分多址移动通信系统内的通信信号的方法，包括下述步骤：

通过用不同的空间-时间扩展去除不同的出射角，把天线结构的有效增益转换为分集增益。

2.按照权利要求1所述的方法，还包括利用数据的偶数位和奇数位的相互正交的扩展Walsh码，把扩展函数赋予通信信号的步骤。

3.按照权利要求2所述的方法，其中由单个非扩展Walsh码形成扩展Walsh码。

4.按照权利要求2所述的方法，还包括在移动通信装置内，接收通信信号，并分别使接收的通信信号乘以扩展的Walsh码的步骤。

5.按照权利要求4所述的方法，还包括根据导频信号，估计信道系数，并且通过应用信道系数，组合接收信号的前一乘法步骤的输出的步骤。

6.按照权利要求1所述的方法，还包括在具有开关波束形成装置天线结构的时间可分辨的到达空中接口中，保持孔径增益的步骤。

7.按照权利要求6所述的方法，还包括使用具有两组双振子相控天线阵和双向空间分集的开关波束形成装置天线结构的四个分支的步骤。

8.按照权利要求7所述的方法，还包括失配波束形成装置的瞄准角，并使导频音的相位失真，以便降低侧角展宽内的波束形成增益的步骤。

9.按照权利要求7所述的方法，还包括使波束形成装置增益的优先级高于传输分集增益的步骤。

10.一种利用空间-时间分集，来增强宽带码分多址通信系统内的通信信号的方法，包括下述步骤：

通过用不同的空间-时间扩展去除不同的出射角，把开关波束形成装置天线结构的有效增益转换为分集增益；和

失配开关波束形成装置天线结构的瞄准角，并使导频音的相位失真，以便降低侧角展宽内的波束形成增益。

11.按照权利要求10所述的方法，还包括利用数据的偶数位和奇数位的相互正交的扩展Walsh码，把扩展函数赋予通信信号的步骤。

12.按照权利要求11所述的方法，其中由单个非扩展Walsh码形成扩展Walsh码。

13.按照权利要求11所述的方法，还包括在移动通信装置内，接收所述信号，并分别使接收信号乘以扩展的Walsh码的步骤。

14.按照权利要求13所述的方法，还包括根据公用导频信号，估计信道系数，并且通过应用信道系数，组合接收信号的乘法输出的步骤。

15.按照权利要求10所述的方法，还包括在具有开关波束形成装置天线结构的时间可分辨的到达空中接口中，保持孔径增益的步骤。

16.按照权利要求10所述的方法，还包括使用具有两组双振子相控天线阵和双向空间分集的开关波束形成装置天线结构的四个分支的步骤。

17.按照权利要求10所述的方法，还包括使波束形成装置增益的优先级高于传输分集增益的步骤。

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