CN1926777A - 信道估计的方法和系统、相关接收机及计算机程序产品 - Google Patents

Abstract

一种用于基于接收的信号执行信道估计的系统，所述信号包括已知发送码元(KS)和未知发送码元(UKS)，该系统包括：检测电路(CK₁，……，CK_PL；CM，DU)，用于通过将估计值(EAS)分配给未知码元来检测未知码元(UKS)；以及信道估计器电路(M)，用于通过采用已知码元(KS)和分配给未知码元(UKS)的估计值(EAS)来执行信道估计。该系统关联于多个接收天线。该系统优选地包括在CDMA接收机中，以及接收的信号包括已知导频比特(KS)和包括未知码元(UKS)的附加码元，例如传输功率控制(TPC)命令、用于发送天线分集的反馈信息和传输格式组合指示符(TFCI)。

Description

信道估计的方法和系统、 相关接收机及计算机程序产品

技术领域

本发明涉及通信系统，并通过具体地关注对接收机的可能应用而被开发，所述接收机例如是在移动通信网络的无线电基站中适合于装配多个天线的接收机。

然而，不应当将对本发明的可能应用领域的参考理解为对其范围的限制。

背景技术

在许多无线通信系统中，多径是一种麻烦的效应。除了来源于直接路径的信号之外，从反射路径发源的其它信号以不同的延迟和衰减到达接收机。多径传播的主要影响是衰落和码间干扰。

已经提出用于减轻这些不期望的影响的分集方法。

最有效的方法之一采用扩频信号。通过使用具有大于信道的相干带宽的带宽的信号，有可能通过将发送的信号的不同拷贝提供给接收机来分解多径分量。

所谓的“Rake”接收机是用于优化组合扩频信号的传统方法。在对信道的多径结构进行估计之后，接收的信号通过匹配于发送的波形的Rake相关器。按照该方式，有效地采用多径环境的时间分集并相应地增加信噪比。

使用被分开足以实现低衰落相关的两个接收天线的空间分集是用于在无线通信系统中减少多径衰落的影响的另一技术。

所需的分离取决于作为信号到达接收天线的角度的角度扩展(angular spread)。在通常由散射对象环绕的手机(诸如移动电话)的情况下，角度扩展通常很宽，天线的四分之一/二分之一波长间隔是足够的。这也应用于室内系统中的基站。

对于位于杂乱电平之上的具有高的基站天线的室外系统来说，角度扩展可能仅是几度，且需要10～20个波长的水平分离，这使得基站处的天线尺寸成为严重问题。

在采用多个天线的扩频接收机中，由空间分集和时间分集两者来表征接收的信号分量。在文献中，时间分集信号分量的组合被称为“Rake”组合，而空间分集分量的组合被称为天线组合。

关于传统两分支空间分集的更先进的解决方案是天线阵列。天线阵列包括M个天线部件，其中，天线部件的数量M通常在4到8之间变化，天线分离可以是例如半波长(λ/2)的。对从M个部件接收的信号进行加权并重新组合以通过表示为波束成形单元的模块使接收的信噪比最大。

最简单的接收机架构是所谓的切换波束系统(Switched BeamSystem，SBS)。SBS包括：在RF级的波束成形器，其形成多个固定波束(非自适应的)；选择器，其确定具有最佳信号干扰比(SIR)的波束；以及切换器，用于选择最佳(或两个最佳)波束。其后，将最佳信号提供给Rake接收机，以采用由多径传播提供的时间分集。

更复杂的分集方法是自适应空时处理。对从M个天线接收的信号进行下转换到基带和采样。结果，空时接收机需要M个接收机前端单元，用于执行射频(RF)滤波以抑止不需要的信号(例如带外干扰)、以低噪放大器(LNA)进行信号放大、将频率下转换到中频(IF)、进行IF滤波、基带下转换、模数转换(ADC)以及基带数字滤波。图1示出M＝4个天线的情况下的接收机前端的框图。

具体地说，在图中，示出多个接收机前端，每一个接收机前端包括RF/IF转换器、模数转换器(ADC)以及数字前端(DFE)级。

其后，由空时处理单元(ST)处理在接收机前端的输出处的M个数字信号，从而执行时间和空间组合。其后，将在空时处理单元ST的输出处的软码元提供给向媒体访问控制(MAC)层提供对应的传送信道(TrCH)的执行解交织、速率匹配以及信道解码操作的外部调制解调器BBP。

已经基于用于信号组合的方法在现有技术中设想了不同的空时处理架构。对于M＝4的情况，图2示出通常表示为2D-Rake接收机的第一空时架构。

2D-Rake接收机通常包括多个波束成形单元BU，所述波束成形单元BU被馈有来自与各个天线接收机关联的各个接收机前端RFE的信号。波束成形单元BU之后有典型的Rake接收机RR，其包括对应的多个“耙指(finger)”F1，......，FN。假设不同的多径分量同时到达各个天线部件(即窄带阵列的情况)，每一个波束成形单元BU执行用于给定的多径分量的空间组合。

通过合适的模块M在每一个波束成形单元(如图3所示)中独立地计算对于不同的天线1至4的M＝4个加权因子S₁，......，S₄，所述合适的模块M的目的在于最大化在波束成形器输出的信号干扰比(SIR)，或等同地，关于辐射图，根据有用信号的到达方向(DoA)最大化天线阵列增益以及最小化关于干扰信号的DoA的这种增益。为此，在RFE处理之后，将从天线(1至4)得到的信号馈送给各个解扩器单元D1至D4，其后将所述信号馈送到模块M。

基于例如MMSE(最小均方误差)的自适应算法来计算空间权重系数。这些算法的主要问题在于它们需要对期望的空间滤波器输出的了解或估计。随之而来的是周期性地发送对于接收机为已知的训练序列。

在码分多址(CDMA)系统中，在解扩之前的信号干扰比(SIR)很低，因此首先对训练序列解扩，其后将训练序列用于计算权重系数。因此，每一个波束成形单元通过使用各自具有一个天线的M个解扩单元执行训练序列的解扩。

2D-Rake接收机包括N个波束成形器，其中，N是所接收的多径分量的数量。将在波束成形单元中实现的解扩单元的数量等于M×N。在计算空间加权因子S_i(1≤i≤M)之后，在码片级将这些因子用于对从不同天线接收的信号进行加权。其后，在加法器A中求和各个信号，并在Rake耙指的输入处提供所述信号。图3示出对于M＝4个天线的情况的一个波束成形单元的框图。

在天线组合之后，通过例如使用MRC(最大比合并)准则的典型Rake接收机重新组合N个多径分量。

通过联合考虑空间和时间来获得2D-Rake架构的改进。该架构的想法源自宽带阵列的概念。宽带阵列是一种自适应阵列系统，其组合空间滤波和时间滤波。在图4所示的该类型的系统中，在阵列的每一个天线1至4上使用抽头延迟线。

抽头延迟线DL₁，......，DL₄允许每一个天线部件具有随频率改变的相位响应。这样对以下因素进行补偿：较低频率信号分量对于给定的传播距离具有较少的相移，而对于相同距离，较高频率信号分量随其传输而具有较大的相移。可将该结构考虑为均衡器，其使得阵列响应在不同频率上相等。

即使关于阵列的信号带宽关于中心频率是很小的，从而带宽恶化并非关键因素，但宽带阵列架构也可以是很有用的。

实际上，可以知道，通过组合空间处理器和时间均衡器(即Rake接收机)两者的特征，二维架构能够捕获来自以明显不同的延迟而到达的多径分量的能量。人们可联合地计算空间和时间权重向量W_i，j，而不是按顺序的方式来计算它们，从而得到大小为M×N的权重矩阵，其中，M是天线的数量，N是时间可解多径分量的数量。与2D-Rake架构不同的是，对空间和时间加权因子的联合计算允许采用可存在于信道的空间和时间维度之间的相关性。

如前所述，可基于训练序列计算加权因子。此外，由于解扩和加权两者都是线性运算，因此在码片级(在解扩之前)或码元级(在解扩之后)无差别地进行关于加权因子的接收的信号的乘法。为了减少乘法的数量以及硬件的复杂度，优选地采用第二解决方案。

对于M＝4个天线和N＝2个多径分量，图5示出第二空时架构。再者，在图5中，参考RFE指定与天线1至4关联的各个接收机前端，而BU和A分别表示波束成形单元和加法器模块。

在专利文献中陈述了前述的一些概念。

例如，US-A-6 320,899公开了适合于装备有多个接收天线的扩频接收机的2D-Rake接收机的架构。

US-A-5 809,020公开了一种用于在装备有两个天线的CDMA无线电接收机中自适应地调整权重系数的方法。首先对从不同天线接收的导频码元进行解扩，其后将其用于计算权重系数。通过例如使用LMS(最小均方)算法对每一个天线独立地计算权重系数。对业务数据进行解扩，其后以权重系数的复共轭对其加权。

EP-A-0 999,652公开了一种接收机架构，其中，联合执行关于时间和空间组合的权重系数的优化，从而产生单个组合向量。将在导频信号上发送的训练序列用于波束成形单元以确定rake组合向量。

最后，WO 03/023988公开了一种用于在装备有多个天线的接收中组合扩频信号的方法。该方法包括以下步骤：对信号分量进行解扩；以及使用MMSE(最小均方误差)方法确定一组权重系数，该方法并行地考虑信号分量的空间和时间变量。使用诸如LMS的通用随机梯度算法来实现MMSE方法，采用已知导频信号作为训练序列。

可通过采用上行链路导频序列作为训练序列将上述架构应用于UMTS系统的W-CDMA分量的情况。

发明内容

前面考虑的现有技术的共同特征在于仅基于诸如导频码元的已知码元以波束成形算法来计算权重系数。

然而，因为导频码元数量有限，所以在出现多径接入干扰和热噪声的情况下，波束成形算法的性能劣化。

本发明的目的在于提供一种用于避免可能的恶化源的解决方案。

根据本发明，通过具有在随后的权利要求中阐述的特征的方法来实现所述目的。本发明还涉及对应的系统和接收机，并涉及可加载在至少一台计算机的存储器中且包括用于当在计算机上运行计算机程序产品时执行本发明的方法的步骤的软件代码部分的计算机程序产品。如在此使用的那样，对这样的计算机程序产品的参考的目的在于等同于对包含用于控制计算机系统来协调本发明的方法的性能的指令的计算机可读介质。参考“至少一台计算机”明显目的在于强调以分布式方式实现的本发明的系统的可能性。

实际上，本发明的优选实施例是一种用于基于在通信信道上进行传播之后接收的信号来执行信道估计的方法，所述接收的信号包括已知码元和未知码元，该方法包括以下步骤：

-通过将估计的值分配给未知码元来检测接收的信号中的未知码元；以及

-通过采用已知码元和分配给未知码元的估计的值来执行信道估计，其中，通过使用多个接收天线来产生所述接收的信号，所述多个接收天线是例如分集天线。

在此描述的布置基于以下认识，还可通过采用另外码元(下文中称为附加码元)以训练波束成形算法来解决的前述列出的问题。由于在接收机处不知道所述附加码元，因此在此描述的布置提供对所述附加码元的快速可靠的检测，同时仅稍微增加接收机复杂性。

在W-CDMA系统的情况下，可用作所述附加码元的码元是在上行链路DPCCH信道上发送的TPC(传输功率控制)、TFCI(传输格式组合指示符)以及FBI(反馈信息)比特。

在这里描述的示例性布置中，采用这样的附加码元以确保可靠估计，这样的附加码元可以和已知的导频比特—起用于训练波束成形算法。如所指示的那样，在此描述的布置仅稍微增加接收机的复杂性，而却产生系统性能的显著改进。

在此描述的布置的显著特点是除了已知码元之外还采用另外的码元(例如控制码元、数据码元等)，以计算权重系数。由于接收机预先不知道附加码元，因此通过仅引入稍微增加的接收机复杂性来实现其快速且可靠的检测。然而，如果与少量的额外复杂性相比，关于链路性能的改善是十分明显的。

附图说明

现将通过参照附图仅以示例的方式描述本发明，其中：

图1至图5表示先前已描述的现有技术，

图6是CDMA通信中的典型示例，以及

图7至图11是表示在此描述的布置的优选实施例的框图。

具体实施方式

现将通过参照WCDMA系统中的可能的应用仅以示例的方式来描述本发明。然而，本领域技术人员将迅速理解，可将在此描述的相同的基本布置应用于其它通信系统或标准。

首先，将简要分析WCDMA系统的上行链路专用信道的结构，再有，对该特定应用的参考实际上仅仅是示例性的，而不应理解为限制本发明的范围。

图6示出WCDMA“上行链路”(即从移动终端到无线基站)专用物理信道的帧结构。长度为10ms的每一个无线电帧分为15个时隙，每一个时隙长度为T_SLOT＝2560码片，对应于一个功率控制周期。

有两种类型的上行链路专用物理信道：上行链路专用物理数据信道(上行链路DPDCH)和上行链路专用物理控制信道(上行链路DPCCH)。DPDCH扩频因子的范围可从256到4。上行链路DPCCH的扩频因子总是等于256，即总是每上行链路DPCCH时隙10比特。

与DPDCH和DPCCH信道对应的比特流分别乘以正交可变扩频因子(OVSF)序列c_d和c_c，其后，通过增益因子(用于DPDCH的β_d和用于DPCCH的β_c)加权。其后，以复扰码S_dpcb对分别与QPSK调制的I相位和Q相位关联的与DPDCH和DPCCH对应的数据流进行加扰。图7中示出这些操作，其中，参考SPU和SCU分别指定扩频单元和加扰单元。

上行链路DPDCH用于承载DCH传送信道。DPCCH用于承载在层1生成的控制信息。层1控制信息包括：

-用于支持用于相干检测的信道估计的已知导频比特，以及

-传输功率控制(TPC)命令，用于在下行链路中发送天线分集的反馈信息(FBI)以及可选的传输格式组合指示符(TFCI)。

导频比特的数量(N_PILOT)取决于选择的发送模式，其范围从最小3个导频比特到最大8个导频比特。

基于时隙来改变在导频字段上发送的比特序列，在每一个帧中重复所述比特序列。接收基站(在特定实施例中是基站)预先仅知道导频序列，而因为其它DPCCH比特(TPC，FBI和TFCI)取决于当前发送格式并取决于传输条件，所以它们是“未知”的。

图8示出上行链路中的专用信道的等效基带模型。除了图7中已经介绍的SPU单元和SCU单元之外，图8的示图还描述了表示在信道上进行发送的部件(信道系数CC，加性高斯白噪AWGN)以及解扩单元DSPU。

为了引入适合于不同速率的序列的数学模式，我们以k来表示与码片周期有关的时间指标，从而c_d(k)＝c_d(k·T_C)，其中，T_C是码片周期。

如果SF_DPDCH表示DPDCH的扩频因子，则在DPDCH上发送的序列的周期等于SF_DPDCH·T_C，从而与码元周期有关的时间指标等于(kdiv SF_DPDCH)，其中，A div B表示A与B之间的商的整数部分。通过使用相同的方法，与DPCCH的码元周期有关的时间指标等于(k divSF_DPCCH)

在发射机中，在扩频的操作之后，将复信号X_I(k div SF_DPDCH)·c_d(k)·β_d+j·X_Q(k div SF_DPDCH)·c_c(k)·β_c乘以复加扰序列S_dpch(k)＝S_I(k)+jS_Q(k)。

该操作的目的在于引入小区中的不同用户的信号之间的特定级别的隔离。在接收机侧，通过将输入序列乘以相应的加扰序列的复共轭来消除扰码的影响。在由DSCU指定的单元中执行的该操作称为解扰。

可通过乘以复系数C(k)＝C_I(k)+jC_Q(k)来对关于接收的信号的衰落信道的效应进行建模。最终，我们以N(k)＝N_I(k)+jN_Q(k)表示对影响接收的码元的噪声和干扰量进行建模的高斯基带过程。

在接收机处，在解扰操作之后，以扩频码c_d(k)和c_c(k)乘以接收的信号的实部和虚部，其后在码元周期上对其积分。我们以W(k div SF_DPDCH)＝W_I(k div SF_DPDCH)+jW_Q(k div SF_DPDCH)表示在以码c_d(k)对接收的序列进行解扩并在码元周期上积分的操作之后获得的复序列。按照相同的方式，Z(k div SF_DPCCH)＝Z_I(k divSF_DPCCH)+jZ_Q(k div SF_DPCCH)是在以码c_c(k)对接收的序列进行解扩并在码元周期上积分的操作之后获得的复序列。

即使仅由实部X_I(k div SF_DPDCH)产生与DPDCH对应的发送信息序列，但因为由信道系数C(k)＝C_I(k)+jC_Q(k)引入的相位旋转，所以接收的序列W(k div SF_DPDCH)也是复数。对于与DPCCH码元对应的序列，可得到相同的考虑。当没有干扰时，接收的DPDCH码元W(k div SF_DPDCH)的表达式为：

$W\left(k\mathrm{div}{\mathrm{SF}}_{\mathrm{DPDCH}}\right)=2\·X_I(k\mathrm{div}$

${\mathrm{SF}}_{\mathrm{DPDCH}})\·{\mathrm{\β}}_d\·[\underset{k=1}{\overset{{\mathrm{SF}}_{\mathrm{DPDCH}}}{\mathrm{\Σ}}}{C}_I\left(k\right)+j\·\underset{k=1}{\overset{{\mathrm{SF}}_{\mathrm{DPDCH}}}{\mathrm{\Σ}}}{C}_Q\left(k\right)]---\left(1\right)$

与接收的DPCCH码元Z(k div SF_DPCCH)对应的表达式为：

$Z\left(k\mathrm{div}{\mathrm{SF}}_{\mathrm{DPCCH}}\right)=2\·{j\·X}_Q(k\mathrm{div}$

${\mathrm{SF}}_{\mathrm{DPCCH}})\·{\mathrm{\β}}_c\·[\underset{k=1}{\overset{{\mathrm{SF}}_{\mathrm{DPCCH}}}{\mathrm{\Σ}}}{C}_I\left(k\right)+j\·\underset{k=1}{\overset{{\mathrm{SF}}_{\mathrm{DPCCH}}}{\mathrm{\Σ}}}{C}_Q\left(k\right)]---\left(2\right)$

如果我们假设在DPCCH上发送的码元x_Q(k div SF_DPDCH)的周期小于信道的相干时间，则我们可将衰落信道对于给定的DPCCH码元的每一个接收的码片的影响考虑为乘以常系数

C(k)＝C_I(k)+j C_Q(k)＝C(k div SF_DPCCH)＝C_I(k div SF_DPCCH)+j C_Q(k div SF_DPCCH)      (3)

在该特定情况下，如果将式(3)带入式(2)，则得到

Z(k div SF_DPCCH)＝2·j·X_Q(k div SF_DPCCH)·β_cSF_DPCCH·{C_I(k div SF_DPCCH)+j·C_Q(k div SF_DPCCH)}    (4)

同时，如果将式(3)带入式(1)，则得到

W(k div SF_DPDCH)＝2·X_I(k div SF_DPDCH)·β_dSF_DPDCH·{C_I(k div SF_DPCCH)+j·C_Q(k div SF_DPCCH)}

                                                 (5)

按照下面的方法将接收的码元Z(k)用于发送信道特性的估计。X_Q(i)，i＝0，1，2......，N_PILOT-1表示在时隙长度期间在DPCCH上发送的导频码元。接收机已知这些码元，因此，可通过乘以导频码元X_Q(k)的值的Z(k)的同相和正交分量来消除其对于接收的码元Z(k)的影响。因为X_Q(k)·X_Q(k)＝1，所以我们得到

Z(k div SF_DPCCH)·X_Q(k div SF_DPCCH)＝2·j·β_c·SF_DPCCH·{C_I(k div SF_DPCCH)+j·C_Q(k div SF_DPCCH)}      (6)

乘积Z(k div SF_DPCCH)X_Q(k div SF_DPCCH)的同相分量与信道系数C_Q(k div SF_DPCCH)的相反数成比例，而正交分量与信道系数C_I(k div SF_DPCCH)成比例。图9示例性地示出用于信道系数估计的电路。

从图6可知，可根据在DPCCH上发送的导频码元估计信道系数。实际上，仅在每一个时隙的第一部分发送导频码元。时隙的其它部分用于发送TFCI、TPC和FBI比特，从而无法在一个时隙上连续地估计信道系数。为了在每一个时隙的第二部分中正确地估计信道系数，需要某种插入或预测方法。使得接收机的复杂性最小的可能的解决方案是在从时隙L的导频码元X_Q(N_PILOT-1)获得的最后信道估计和从时隙L+1的导频码元X_Q(0)获得的第一信道估计之间的线性插入运算。

如说明书的介绍部分详细解释的那样，现有技术的波束成形算法仅采用为了进行信道估计而发送的诸如导频码元的已知码元。

图10示出波束成形单元的框图。也就是说，实际上，这当前以现有技术的接收机来实现。接收机包括P个天线(P≥2)，对于每一个天线，包括L个Rake耙指。P·L个Rake耙指执行接收的信号拷贝的解扩。经由解复用器DMX₁，......DMX_P·L对在P·L个耙指的集合的输出处解扩的已知码元进行解复用，然后将其提供给计算权重系数的单元M(见图3)。作为第二输入，该单元还接收存储于接收机中的已知发送码元RKS，由于未受任何信道失真、噪声或干扰的影响，因此将其用作用于计算权重系数的参考。

在现有技术的布置中，仅采用根据已知发送码元(在WCDMA系统的情况下是导频比特)接收的表示为KS的码元来训练波束成形算法。为了减少热噪声和干扰的负面效应，通过执行某种平均来处理根据已知发送码元接收的码元KS。因此，根据已知发送码元接收的并用于计算权重系数的这些码元的数量(N_PILOT)对于确定波束成形算法的性能来说非常重要。

作为一般的规则，较多的用于计算权重系数的码元的可用性允许较好地减少由噪声和干扰引起的损伤。

通过在计算权重系数中除了根据“已知”发送码元接收的码元之外还使用附加码元，在此描述的布置实现了明显的性能改善。

在WCDMA系统的示例性情况下，所述附加N_ADDITIONAL码元是在DPCCH信道上发送的TPC、FBI和TFCI。

由于在接收机处不知道所述附加码元，因此在此描述的布置包括对这些“未知”码元的快速可靠检测，同时仅微小地增加接收机复杂性。

假设接收机包括P个天线(1，......，P)和P个接收机模块，每一个接收机模块将包括前端，其将RF模拟信号下转换到数字基带；以及具有L个耙指的Rake接收机。P·L个rake接收机耙指将执行对接收的信号拷贝的解扩并在存储器中存储解扩的码元。每一个耙指将会与从现在起将被指示为信号分量的、在给定天线的输出处收集的接收的信号的拷贝关联。其后，将解扩的码元提供给波束成形单元。图11示出相应的框图。

在此描述的布置的操作包括以下处理模块/步骤。

首先，经由各个解复用器DM₁，......，DM_P·L对根据每一个信号分量1，......，P·L的已知发送码元而接收的码元进行解复用，以将其用于信道估计。

其后，信道估计模块CM₁，......，CM_P·L对每一个信号分量估计由信道引入的衰减和相移。由表示为信道系数的复数C(k)来表示与每一个“已知”码元KS对应的信道的衰减和相移。通过式(6)和图9的电路在与WCDMA系统有关的示例中描述该处理。

其后，通过应用例如已经讨论的、在从包括附加码元的当前时隙的导频码元X_Q(N_PILOT-1)获得的最后信道估计和从后面的时隙的导频码元X_Q(0)获得的第一信道估计之间进行的线性插入运算的某种插入或预测方法来通过估计模块IP₁，......，IP_P.L估计与附加码元UKS对应的信道系数。在WCDMA系统的示例中，所述附加码元是每一个时隙的TPC、TFCI和FBI比特。

其后，通过对用于相应的信道系数的复共轭乘以接收的附加码元来通过模块CK₁，......，CK_P.L实现接收的附加码元的信道补偿。该操作对由信道引入的相移进行补偿。

其后，在组合器模块CM中组合从各个信号分量接收的附加码元。例如，通过简单地对与获得的各个信号分量对应的附加码元进行求和而获得最大比合并(MRC)。

判决单元DU随后对附加码元UKS执行硬判决，以得到对应的发送的值的估计，其后，通过复用器MPXG将估计的附加码元EAS与在接收机处存储的已知码元RKS进行复用。

其后，将已知码元RKS和估计的附加码元EAS提供给执行权重系数的计算的单元M作为参考码元。

该单元还作为第二输入接收根据已知发送码元接收的码元KS以及对每一个信号分量从信道接收的附加码元UKS。

其后，将计算的权重系数用于组合从各个天线接收的信号(按已知的方式—见说明书的介绍部分)。可在根据图2的2D-Rake架构的码片级别或在图5的联合空时架构的码元级别执行该操作。

应注意，可用在此描述的布置获得性能改善。具体地说，通过关于64Kbit/s数据业务的误块率(BLER)，作为在层1-层2接口处测量的E_b/N₀比的函数，来估计链路性能而对WCDMA系统执行测试。公知的是，E_b是每信息比特的平均能量，N₀是噪声加干扰功率谱密度。

所考虑的传播信道是在3GPP规范中定义的多径衰落的情况3。用户设备的速度是v＝120km/h。导频比特的数量N_PILOT等于3，其表示用于压缩模式过程的时隙格式的最小值(最差的情况)。以简单线性插入运算对两个连续时隙执行信道估计的插入。

基站接收机包括空间上分离半波长(λ/2)的M＝4个天线。所使用的波束成形算法是未归一化的LMS(最小均方)。该算法以使得组合的信号和训练序列之间的均方误差(MSE)最小的方式来计算权重系数。假设各个回声的到达方向具有以5度的角度扩展(AS)的Laplacian分布。

具体地说，在此描述的布置与现有技术的接收机相比，通过仅考虑已知导频码元而采用LMS算法。

还考虑给出当假设在接收机处所有DPCCH比特(导频及其它码元)都为已知时可获得的性能边界的理想情况。

会发现在此描述的布置会相对于现有技术的接收机，关于用于目标BLER为10^-2的E_b/N₀提供大约1dB的增益。可使用诸如pole式的简单解析模型将关于链路性能的增益转换为对应的容量增加。通过使用pole式模型，以接收机的小的附加复杂性为代价获得对于64Kbit/s数据业务的大约23％的容量增加。

在此描述的布置的替换实施例可采用不同信道估计的技术和信道系数的插入。该方面直接涉及关于现有技术方案所提出的方法的复杂度/性能折中。

例如还可存在考虑不同传输标准的可能性，对于所述标准，附加码元可以是在特定信道中或使用特定发送方法发送的数据或控制码元。

即使当参照WCDMA标准的示例性情况时，也可考虑具有不同数量的导频比特的另外的时隙格式。

在此描述的布置的其它应用在于结合光纤无线电(ROF)系统，其允许通过光纤对来自有关的基带(BB)处理模块的射频(RF)和中频(IF)处理部分进行远程化(remotize)。在该特定应用中，处理P个接收的信号的RF和IF模块可位于靠近P个天线处，同时，可通过在光纤上的合适的传输而在不同位置对执行信道估计、权重系数计算和信号重新组合等操作的BB处理模块进行远程化。

因此，显见的是，在不违背本发明基本原理的情况下，关于仅通过示例的方式已经描述的内容，在不脱离如所附权利要求定义的本发明的范围的情况下，可显著地改变变形和实施例。

Claims (27)

1、一种用于基于在通信信道上进行传播之后接收的信号来执行信道估计的方法，所述接收的信号包括已知码元(KS)和未知码元(UKS)码元两者，所述方法包括以下步骤：

-通过将估计值(EAS)分配给所述未知码元而在所述接收的信号中检测(CK₁，......，CK_P.L；CM，DU)所述未知码元(UKS)，以及

-通过使用所述已知码元(KS)和分配给所述未知码元(UKS)的估计值(EAS)来执行所述信道估计(M)，该方法包括下列步骤：通过使用多个接收天线(1，......，P)来产生所述接收的信号。

2、如权利要求1所述的方法，其特征在于，包括下列步骤：通过使用分集天线(1，......，P)产生所述接收的信号。

3、如权利要求1所述的方法，其特征在于，包括下列步骤：从多个天线(1，......，P)中获得多个(1，......，P.L)个信号分量，每一个信号分量包括在所述多个天线(1，......，P)中的一个的输出处收集的所述接收的信号的拷贝，以及对每一个所述信号分量执行以下操作：

-分离(DM₁，......，DM_P.L)每一个所述信号分量中的所述已知码元(KS)和所述未知码元(UKS)，

-对所述信号分量中的所述已知码元(KS)执行信道估计(CM₁，......，CM_P.L；IP₁，......，IP_P.L)，

-基于对所述已知码元(KS)执行的所述信道估计的结果，对所述信号分量中的所述未知码元(UKS)执行信道补偿(CK₁，......，CK_P.L)，以及

-在所述信号分量中检测从所述信道补偿的未知码元开始的所述未知码元(UKS)。

4、如权利要求3所述的方法，其特征在于，包括下列步骤：将各个Rake接收器与所述多个天线(1，......，P)关联，所述Rake接收器中的每一个关联于多个耙指(1，......，L)，从而每一个所述耙指生成包括在所述多个天线(1，......，P)中的一个的输出处收集的所述接收的信号的拷贝的信号分量。

5、如权利要求3所述的方法，其特征在于，对所述信号分量中的所述已知码元(KS)的所述信道估计(CM₁，......，CM_P.L)关联于插入和预测步骤(IP₁，......，IP_P.L)中的至少一个。

6、如权利要求3所述的方法，其特征在于，包括下列步骤：组合(CM)所述信道补偿的未知码元(UKS)并通过所提供的对所述组合的、信道补偿的未知码元(UKS)的判决(DU)将所述估计值(EAS)分配给所述未知码元。

7、如权利要求6所述的方法，其特征在于，作为对所述信道补偿的未知码元(UKS)的最大比合并(MRC)来执行所述组合(CM)的步骤。

8、如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述接收的信号是CDMA信号，其包括用以支持用于相干检测的信道估计的已知导频比特以及附加码元，所述已知导频比特包括所述已知码元(KS)，所述附加码元包括所述未知码元(UKS)，所述附加码元是从包括以下内容的群组中选择的：

-传输功率控制(TPC)命令，

-用于发送天线分集的反馈信息，以及

-至少一个传输格式组合指示符(TFCI)。

9、如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述接收的信号是W-CDMA物理信道中的上行链路DPCCH信号。

10、一种计算用于对天线阵列(1，......，P)的辐射模式进行波束成形的权重系数的方法，其采用通过根据权利要求1的方法获得的信道估计。

11、一种用于通过使用多个接收天线(1，......，P)接收在通信信道上进行传播之后的信号的方法，包括以下步骤：

根据权利要求10的方法来计算权重系数；以及

根据先前计算的权重系数组合从所述天线接收的信号。

12、一种用于在发送单元和接收单元之间建立无线通信链路的方法，包括以下步骤：

-通过所述发送单元在通信信道上发送包括已知码元(KS)和未知码元(UKS)两者的信号；

-通过多个接收天线(1，......，P)在接收单元接收所述信号；

-根据权利要求1的方法执行对信道特性的估计；

-基于先前计算的信道特性来计算权重系数；

-根据先前计算的权重系数来组合从所述天线接收的信号。

13、一种通过光纤无线电系统在发送单元和接收单元之间建立通信链路的方法，在所述接收单元中，相对于接收天线来远程化所述接收单元的基带模块，该方法包括以下步骤：

-通过所述发送单元在通信信道上发送包括已知码元(KS)和未知码元(UKS)两者的信号；

-通过多个接收天线(1，......，P)在接收单元接收所述信号；

-通过光纤链路远程化从多个接收天线(1，......，P)接收的信号；

-根据权利要求1所述的方法来执行对信道特性的估计；

-基于先前计算的信道特性来计算权重系数；

-根据先前计算的权重系数来组合从所述天线接收的信号。

14、一种用于基于在通信信道进行传播之后接收的信号来执行信道估计的系统，所述接收的信号包括已知码元(KS)和未知码元(UKS)两者，该系统包括：

-检测器电路(CK₁，......，CK_P.L；CM，DU)，用于通过将估计值(EAS)分配给所述未知码元而在所述接收的信号中检测所述未知码元(UKS)，以及

-信道估计电路(M)，用于通过采用所述已知码元(KS)和分配给所述未知码元(UKS)的估计值(EAS)来执行所述信道估计，其中，该系统关联于多个接收天线(1，......，P)用于产生所述接收的信号。

15、如权利要求14所述的系统，其特征在于，该系统关联于分集天线(1，......，P)用于产生所述接收的信号。

16、如权利要求14所述的系统，其特征在于，该系统包括接收器电路(1，......，L)，用于从所述多个天线(1，......，P)得到多个信号分量(1，......，P.L)，每一个信号分量包括在所述多个天线(1，......，P)中的一个的输出处收集的所述接收的信号的拷贝，对于每一个所述信号分量，该系统包括：

-分离器(DM₁，......，DM_P.L)，用于分离每一个所述信号分量中的所述已知码元(KS)和所述未知码元(UKS)，

-信道估计器(CM₁，......，CM_P.L；IP₁，......，IP_P.L)，用于执行对所述信号分量中的所述已知码元(KS)的信道估计，

-信道补偿器(CK₁，......，CK_P.L)，用于基于对所述已知码元(KS)执行的所述信道估计的结果执行对所述信号分量中的所述未知码元(UKS)的信道补偿，以及

-检测器(DU)，用于在所述信号分量中检测从所述信道补偿的未知码元开始的所述未知码元(UKS)。

17、如权利要求16所述的系统，其特征在于，该系统包括：与所述多个天线(1，......，P)关联的各个Rake接收机，每一个Rake接收机包括多个耙指(1，......，L)，从而每一个所述耙指生成包括在所述多个天线(1，......，P)中的一个的输出处收集的所述接收的信号的拷贝的信号分量。

18、如权利要求16所述的系统，其特征在于，所述信道估计器(CM₁，......，CM_P.L)包括插入器和预测器(IP₁，......，IP_P.L)中的至少一个。

19、如权利要求16所述的系统，其特征在于，该系统包括：组合器(CM)，用于组合所述信道补偿的未知码元(UKS)，并通过所提供的对所述组合的、信道补偿的未知码元(UKS)的判断(DU)来将所述估计值(EAS)分配给所述未知码元。

20、如权利要求16所述的系统，其特征在于，所述组合器(CM)是所述信道估计的未知码元(UKS)的最大比合并器(MRC)。

21、如权利要求14所述的系统，其特征在于，该系统被包括在CDMA接收机中，从而所述接收的信号是CDMA信号，其包括用以支持用于相干检测的信道估计的已知导频比特以及包括所述未知码元(UKS)的附加码元，所述已知导频比特包括所述已知码元(KS)，所述附加码元是从包括以下内容的群组中选择的：

-传输功率控制(TPC)命令，

-用于发送天线分集的反馈信息，以及

-至少一个传输格式组合指示符(TFCI)。

22、如权利要求21所述的系统，其特征在于，所述系统被包括在W-CDMA物理信道中的上行链路DPCCH接收机中。

23、一种计算用于对天线阵列(1，......，P)的辐射模式进行波束成形的权重系数的系统，该系统包括根据权利要求14实现的用于执行信道估计的系统。

24、一种用于接收在通信信道上进行传播之后的信号的系统，所述系统关联于多个接收天线(1，......，P)，该系统包括：

-根据权利要求23所述的用于计算权重系数的系统；以及

-用于根据先前计算的权重系数组合从所述天线接收的信号的组合器。

25、一种用于在发送单元和接收单元之间建立无线电通信链路的系统，该系统包括：

-发送单元，用于在通信信道上发送信号，所述信号包括已知码元(KS)和未知码元(UKS)两者；

-接收单元，用于通过多个接收天线(1，......，P)接收所述信号；

-根据权利要求14实现的用于执行信道估计的系统；

-用于基于先前计算的信道特性来计算权重系数的系统；以及

-组合器，用于根据先前计算的权重系数来组合从所述天线接收的信号。

26、一种用于在发送单元和接收单元之间建立无线通信链路的系统，在所述接收单元中，相对于接收天线来远程化所述接收单元的基带模块，该系统包括：

-发送单元，用于在通信信道上发送信号，所述信号包括已知码元(KS)和未知码元(UKS)两者；

-接收单元，用于通过多个接收天线(1，......，P)接收所述信号；

-光纤链路，用于对从多个接收天线(1，......，P)接收的信号进行远程化；

-根据权利要求14实现的用于执行信道估计的系统；

-用于基于先前计算的信道特性来计算权重系数的系统；以及

-组合器，用于根据先前计算的权重系数来组合从所述天线接收的信号。

27、一种可加载于至少一台计算机的存储器中的计算机程序产品，其包括用于执行权利要求1至13中的任意一项权利要求的方法的软件代码部分。

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