JP2002135232A - ワイドバンド符号分割多元接続移動体通信システム中で通信信号を強化するための方法 - Google Patents

ワイドバンド符号分割多元接続移動体通信システム中で通信信号を強化するための方法

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JP2002135232A
JP2002135232A JP2001250224A JP2001250224A JP2002135232A JP 2002135232 A JP2002135232 A JP 2002135232A JP 2001250224 A JP2001250224 A JP 2001250224A JP 2001250224 A JP2001250224 A JP 2001250224A JP 2002135232 A JP2002135232 A JP 2002135232A
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Liu Shang-Chieh
チー リュウ シャン
Yeh Hung-Yao
ヤオ イエ ハン
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 空間時間送信ダイバシティを使用する改良さ
れたＣＤＭＡ通信システムを提供すること。 【解決手段】 スマートアンテナは、空間時間送信ダイ
バスティスキームを、角度および時間的送信ダイバシテ
ィに適用して、ダウンリンクワイドバンド符号分割多元
接続性能を強化するために、ポラリゼーションインター
リーブスイッチビームと結合する。アパーチャゲイン
は、異なる出発角を異なる空間時間拡散で分割すること
により、ダイバシティゲインに変換される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、通信の技術分野に
係り、特に、空間時間（space-time）送信ダイバシティ
を使用する符号分割多元接続通信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】ＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommu
nications Systems）、第三世代ワイヤレス提案のうち
の一つは、音声／データサービスの様々なフォーマット
と共に使用するために設計されている。データトラフィ
ックに対する需要は、アップリンクトラフィックチャネ
ルにおけるよりもダウンリンクトラフィックチャネルに
おけるより高いスループットレートを意味する。ＷＣＤ
ＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）シス
テムのダウンリンクキャパシティを改善するために、フ
ェーズドアレイビームフォーマー(beamformer) および
送信ダイバシティスキームの両方におけるＵＭＴＳの物
理レイヤ構造の研究および修正がなされた。
【０００３】フェーズドアレイビームフォーミングアプ
ローチは、所望の移動体通信ユニットに向けられる狭い
送信ビームを形成する。ビームフォーマーのアパーチャ
ゲイン(aperture gain)は、ダウンリンクシステムキャ
パシティを改善する。多数のアンテナエレメントが二重
化されるので、方位角におけるカバレージビーム幅およ
び移動体により見られる干渉妨害が、２分の１に低減さ
れる。結果として、ダウンリンクキャパシティが２倍に
なる。
【０００４】ダウンリンクビームフォーマーは、所望の
移動体のアップリンク処理により推定された方位角に向
けられる。ダウンリンクビームフォーマーは、ダウンリ
ンク物理チャネルおよびアップリンク物理チャネルが、
例えば、ＦＤＤ（frequencydivision duplex）システム
において異なる場合、方位角に向け損なう可能性があ
る。また、ダウンリンクビームフォーマーは、チャネル
の角度の広がりが、ビームフォーマーの３ｄＢビーム幅
より大きい場合、単一の送信アンテナより性能が悪くな
る可能性がある。
【０００５】これらの欠点のいくつかを克服するため
に、開ループ送信ダイバシティが、信号を２つのダイバ
シティアンテナで送信するための空間時間ブロックコー
ドを使用する。典型的に、移動体は、基地局からの少な
くとも２つの独立のパスを有する可能性がある。送信ダ
イバシティの１つの利点は、単一の送信アンテナと比べ
て、ダイバシティゲインを生じることである。結果とし
て、受信電力は、移動体において所定レベルを超えるこ
とができる。遅いかつフラットなフェージング通信環境
において、改良した２ユニット送信ダイバシティの性能
は、単一アンテナよりも７ｄＢ高くなり得る。
【０００６】しかし、マルチプルタイムリゾルバブルア
ライバル（multiple time resolvable arrival）環境に
おいて、２送信ダイバシティの性能改善は、シングルア
ンテナの現存するマルチパスダイバシティにより減少さ
せられることがわかった。性能改善は、スローフェージ
ングチャネルにおいて３ｄＢと低く、ファーストフェー
ジングチャネルにおいてたった１ｄＢであり得る。既に
知られているように、フル４ウェイ（full four-way）
送信ダイバシティは、存在しない。４ウェイ送信ダイバ
シティが得られる場合、スループットレート（ビットレ
ート）は、４分の３に改善されなければならない。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、空間時間送
信ダイバシティを使用する改良されたＣＤＭＡ通信シス
テムを提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、ダウンリンク
ＷＣＤＭＡ（wideband Code Division Multiple Acces
s）性能を強化するために、空間時間送信ダイバシティ
（ＳＴＴＤ）スキームを、ポラリゼーションインターリ
ーブドスイッチビーム（SWB-ATTD, polarizationinterl
eaved switch beam)と結合させるように角度および時間
送信ダイバシティに与えるスマートアンテナを提供す
る。角度時間送信ダイバシティおよびポラリゼーション
インターリーブドスイッチビームは、マルチプルアライ
バルおよび広い角度広がり（都市）環境のために特に設
計される。そのような環境において、本発明の方法は、
異なる出発角度を異なる空間時間拡散(space-time spre
ading)で分割することにより、アパーチャゲインをダイ
バシティゲインに変換する。
【０００９】提案されるスイッチビームフォーマーは、
典型的なＷＣＤＭＡチャネル環境であるタイムリゾルバ
ブル（time-resolvable）アライバルエアインターフェ
ースにおいてアパーチャゲインを保存する。広い角度広
がりおよびマルチパスが多い（都市）環境において、ス
テアリングスペースタイムダイバシティよりも平均２−
３ｄＢよく、かつ単一のオムニ送信アンテナに対して６
ｄＢ優れたものを得ることが可能である。本発明のスマ
ートアンテナは、ビームフォーマーを具現化するため
に、基地局においてユーザ毎のパイロットおよびトラン
シーバ校正を必要としない。インターリーブドポラリゼ
ーションスイッチビーム構造は、アップリンクトラフィ
ックにおいて受信ダイバシティを増大させる。
【００１０】
【発明の実施の形態】本発明は、ダウンリンクＷＣＤＭ
Ａ性能を強化するために、空間時間送信ダイバシティ
（ＳＴＴＤ）スキームを、ポラリゼーションインターリ
ーブドスイッチビームと結合させるように角度および時
間送信ダイバシティに与えるスマートアンテナを提供す
る。角度時間送信ダイバシティおよびポラリゼーション
インターリーブドスイッチビームは、マルチプルアライ
バルおよび広い角度広がり（都市）環境のために特に設
計される。そのような環境において、本発明の方法は、
異なる出発角度を異なる空間時間拡散で分割することに
より、アパーチャゲインをダイバシティゲインに変換す
る。
【００１１】提案されるスイッチビームフォーマーは、
典型的なＷＣＤＭＡチャネル環境であるタイムリゾルバ
ブルアライバルエアインターフェースにおいてアパーチ
ャゲインを保存する。広い角度広がりおよびマルチパス
が多い（都市）環境において、ステアリングスペースタ
イムダイバシティよりも平均２−３ｄＢよく、かつ単一
のオムニ送信アンテナに対して６ｄＢ優れたものを得る
ことが可能である。本発明のスマートアンテナは、ビー
ムフォーマーを具現化するために、基地局においてユー
ザ毎のパイロットおよびトランシーバ校正を必要としな
い。インターリーブドポラリゼーションスイッチビーム
構造は、アップリンクトラフィックにおいて受信ダイバ
シティを増大させる。
【００１２】理解のために、ワイドバンドＣＤＭＡシス
テムにおける送信ダイバシティアプリケーションおよび
空間時間拡散ウォルシュコードアプリケーションおよび
アンテナオプションを備えた閉／開ループ送信ダイバシ
ティが、まず簡単に説明される。
【００１３】ＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommuni
cations System）として知られている第三世代セルラシ
ステムは、現在、ヨーロッパ全体で標準化されてきてい
る。２Ｍｂ／ｓの様々なデータレートを有する現行のセ
ルラシステムより柔軟かつ有利なワイドバンドサービス
を提供することが望まれている。ＵＭＴＳは、ＷＣＤＭ
Ａ（Wideband Code Division Multiple access）物理レ
イヤ構造に基づく。キャパシティを改善するために、ア
ンテナダイバシティが、多くの技術者により検討されて
きた。移動体端末の低コスト／小サイズの目的のため
に、受信機アンテナアレイは、ダウンリンクにおいて望
ましくないことが分かった。複数の送信アンテナを使用
することにより同じ性能利得を得ることができ、したが
って、送信ダイバシティ（ＴＤ）が使用された。
【００１４】ＵＭＴＳにおいて、データチャネルがチャ
ネルコードで保護される一方で、制御チャネルが主に符
号化される。当業者によく知られているように、符号化
された場合において、ビット誤り率（ＢＥＲ）について
の表現を得ることが可能である。
【００１５】この典型的なアプリケーションにおいて、
ＵＭＴＳは、５ＭＨｚ帯域幅および４．０９６Ｍｃｈｉ
ｐ／ｓを有するワイドバンドＣＤＭＡシステムである。
これは、可変拡散ファクタを有し、可変ビットレートを
サポートするためにマルチコード（いくつかの拡散コー
ドが一人のユーザに割り当てられる）を使用することが
できる。ダウンリンク中の物理チャネルは、時間多重さ
れた１つの制御チャネル２０および１つのデータチャネ
ル２２に分割される。ダウンリンクについてのスロット
およびフレーム構造２４，２６が図１に示されている。
【００１６】拡散は、チャネル化コード２８およびスク
ランブルコード３０（図２）を使用して実行される。前
者は、異なる長さのウォルシュアダマール（Walsh-Hada
mard）コードである直交可変拡散ファクタ（ＯＶＳＦ）
であり、後者は、２18−１ゴールドコードの４０９６０
チップ（１０ｍｓ）セグメントである。図２に示されて
いないパルス成形は、平方根累乗コサインであり、変調
は、直交位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）である。
【００１７】現在、２つのタイプのＵＭＴＳに対するア
ンテナ送信ダイバシティ（ＴＤ）のプロポーザルがあ
り、これは、（１）開ループおよび（２）閉ループであ
る。
【００１８】開ループスキームにおいて、送信機は、チ
ャネルについての知識を有しない。ダイバシティを最大
化するために、空間時間ブロックコードが使用される。
この簡単な送信スキームが、図３の表に示されている。
ここで、χ１，χ２、ＱＰＳＫ配置に属する。Ｌ個の分
解可能パスを有するマルチパスチャネルにおいて、２個
のシンボルに対する受信信号は、 r sub 1(t)＝sum from｛k＝1｝to Ｌ h sub｛1,k｝x su
b 1 s(t-τ sub k)＋h sub｛2,k｝x sub 2 s(t-τ sub
k)＋n sub 1(t) r sub 2(t)＝sum from｛k＝1｝to Ｌ−h sub｛1,k｝x *
sub 2 s(t-τ sub k)＋h sub｛2,k｝x * sub 1 s(t-τ
sub k)＋n sub 2(t) ここで、ｓ（ｔ）は、拡散系列である。
【００１９】レイクフィンガーｋの出力は、 Ｒ1,k＝∫r1(t)s*(t-τk)dt＝h1,kx1＋h2,kx2＋n1,k Ｒ2,k＝∫r2(t)s*(t-τk)dt＝−h1,kx* 2＋h2,kx* 1＋n
2,k そして、最尤推定値は以下のようになる。 x1＝ sum from｛k＝1｝to Ｌh* 1,kr1,k＋h2,kr* 2,k＝ sum from｛k＝1｝to Ｌ(｜h1,k｜2＋｜h2,k｜2）x1＋n〜1 x2＝ sum from｛k＝1｝to Ｌh* 2,kr1,k−h1,kr* 2,k＝ sum from｛k＝1｝to Ｌ(｜h1,k｜2＋｜h2,k｜2）x2＋n〜2 そして、２Ｌブランチダイバシティが存在することにな
る。このスキームの１つの利点は、２個のアンテナ間の
電力がバランスする、即ち常に同じであることである。
【００２０】閉ループ送信ダイバシティスキームにおい
て、通信システムは、両方のアンテナ３２，３４におい
て同時に送信するが、受信機（図４）における信号対雑
音比を最適化するように重み付けが選ばれる。データ３
６は、チャネル化コード２８およびスクランブルコード
３０との適切なミキシングと共に送られる。重みｗ1お
よびｗ2は、移動体により決定され、基地局に送り返さ
れる。３つのモードのフィードバックが、それぞれ１，
２および４ビットで提案された。これらのビットは、図
５のモード表に示された重みの振幅および位相を決定す
る。
【００２１】モード１は、選択ダイバシティである。送
信機は、最適なアンテナを選び、その１つのみにおいて
送信する。モード２および３は、最適重みの量子化バー
ジョンである。量子化されていない重みの特別な場合が
実現可能であり、重みが無限の精密さで選ばれ得ると仮
定すると、ビット誤り率（ＢＥＲ）の分析的表現を計算
することが可能である。
【００２２】重み付け送信での受信信号において、レイ
クフィンガ出力および最大比結合（ＭＲＣ）出力は、以
下のように計算され得る。 r(t)＝ sum from｛k＝1｝to Ｌw1h1,kxs(t−τk)＋ sum from｛k＝1｝to Ｌw2h2,kxs(t−τk)＋n(t) rk＝∫r(t)s*(t−τk)dt＝w1h1,kx＋w2h2,kx＋nk ｘ＝ sum from｛k＝1｝to Ｌ(w1h1,k＋w2h2,k)*rk＝ sum from｛k＝1｝to Ｌ｜w1h1,k＋w2h2,k｜2x＋(w1h1,k＋w2h2,k)nk
【００２３】等価チャネルは、ｈk＝w1h1,k＋w2h2,kで
あり、目的は、このチャネルが最大電力を有するように
重みを選ぶことである。
【００２４】チャネルを推定するために、直交パイロッ
ト系列が、全てのスロット（モード１においてさえ）送
信される。約１６００ｂｉｔ／ｓのフィードバックビッ
トレートがある場合、重み更新レートは、モード１，２
および３に対してそれぞれ１６００、８００および４０
０Ｈｚである。
【００２５】性能を分析するために、以下のチャネルモ
デルが可能である。 h(τ；t)＝ sum from｛k＝0｝to｛Ｌ−1｝ak(t)δ(τ−τk) ここで、パス振幅ａｋ（ｔ）は、独立にフェージングす
る。また、２つのアンテナに対するチャネルは、同じ平
均パス電力Ｅ｛｜ａk｜2｝および遅れτkと独立であ
る。レイク受信機において、完全な逆拡散があり、いか
なる自己干渉も無視可能であることが仮定され得る。
【００２６】空間時間送信／ダイバシティに対して２Ｌ
パスダイバシティが存在することになる。これらのパス
における平均信号対雑音比は、２つのチャネルが平均に
おいて同じであると仮定して、Ｙ1，Ｙ1，Ｙ2，Ｙ2，
…，ＹL，ＹL，である。また、送信電力は、２つのアン
テナ間で分担されるので、３ｄＢのペナルティがある。
【００２７】直交送信ダイバシティ（ＯＴＤ）は、移動
体ハンドセットアンテナダイバシティまたはマルチプル
キャリアまたはディレイダイバシティの欠点なしに、ダ
ウンリンクダイバシティを得る１つの方法である。これ
は、誤り訂正コードが使用されるとき、レコーディング
プロセスを利用する。直交送信ダイバシティ（ＯＴＤ）
は、当業者に知られた現行のＩＳ−２０００プロポーザ
ルの一部であり、ビタビデコーダパスメトリクスにおけ
るダイバシティを達成する。ＯＴＤは、異なるアンテナ
において交番するビットを送信する。
【００２８】偶数ビットが、一方のウォルシュコードを
使用してアンテナ０において送信され、奇数ビットが、
別のウォルシュコードを使用してアンテナ１上で送信さ
れる。ＩＳ−２０００標準において、これらのコード
は、密接に関連している。例えば、ユーザｉに、非ダイ
バシティモードにおける長さＮのウォルシュコードｗi N
（ｔ）が割り当てられている場合、ユーザｉには、オプ
ショナルＯＴＤモードにおけるｗi N（ｔ）から形成され
る２つのコードが割り当てられることになる。
【００２９】これら２つのコードは、以下のようにな
る。 ｗi 2N(ｔ)＝［ｗi N(ｔ)ｗi N(ｔ)］ ｗi+N 2N(ｔ)＝［ｗi N(ｔ)−ｗi N(ｔ)］ ここで、コード長は、２Ｎ（サブスクリプトに示されて
いる）まで増大され、今、２Ｎ個の可能なコードがある
（サブスクリプトに示されている）。また、第２のコー
ドｗi+N 2N（ｔ）は、しばしば、ｗi 2N（ｔ）の補数（co
mplementary）のコードと呼ばれる。ウォルシュコード
が拡張されるが、全体のデータレートは、非ダイバシテ
ィモードから変化しない。各コードまたはアンテナは、
元のデータの半分を運ぶ。
【００３０】異なるアンテナにおいて偶数および奇数デ
ータを送信することにより、ダイバシティゲインの形
が、レイリー（Rayleigh）フェージング状態において得
られる。これは、ビタビデコーダが、デインターリービ
ングの後のいくつかの連続的なビットに基づくパスメタ
リクスを生じるからである。交番するビットが、２つの
アンテナのうちの一方から送信されるので、パスメトリ
ックスは、本来的にダイバシティを含むことになる。ダ
イバシティゲインは、コードの強さの関数である。コー
ドがよりパワフルになると、各シンボルにおいてダイバ
シティを得るダイバシティスキームに性能がより近くな
る。低いドップラー（Dopplers）において、およびパワ
フルコード（Ｒ＝１／４畳み込み）に対して、非ダイバ
シティを超えるゲインは、劇的であり得る。しかし、こ
のスキームは、コードに依存し、低レートコード（Ｒ＝
１／２畳み込み）は、このスキームから大きく利益を受
けない。
【００３１】一方、空間時間コーディングは、追加的な
受信アンテナを必要とすることなしに、帯域幅を無駄に
することなしに、または自己干渉を引き起こすことなし
に、ダウンリンクにダイバシティを加えることができ、
これは、使用される誤り訂正コードに依存しない。特定
の方法でアンテナおよび時間についてコーディングする
ことにより、ダイバシティ性能は、自己干渉または余計
な帯域幅なしに達成され得る。この概念は、以下、空間
ウォルシュダイバシティまたは空間時間拡散と呼ばれる
ウォルシュコーディングのアイデアに拡張され得る。
【００３２】空間時間拡散は、既知のＩＳ−２０００シ
ステムの広い枠組みの中で容易に具現化され得る。現
在、ＩＳ−２０００プロポーザルは、信号のための２つ
のチップレート、即ち、１．２２８８ＭＨｚ（１Ｘ）お
よび３．６８６４ＭＨｚ（３Ｘ）をサポートする。１Ｘ
システムは、ＩＳ−９５システムの直接的な置き換えと
して設計され、オーバレイ可能である。３Ｘシステム
は、より高いデータレートをサポートし、順方向リンク
のみについて、マルチプルキャリアフォーマットをサポ
ートし、各キャリアは、１．２２８８ＭＨｚチップレー
トを有する。これも、オーバレイすることができる。
【００３３】現在、ＯＴＤは、ＩＳ−２０００中のオプ
ションとしてサポートされる。そして、ＩＳ−２０００
における空間時間拡散を簡単に含めるために、ＯＴＤに
似た方法で表される。
【００３４】ＩＳ−２０００プロポーザルに特定された
ＯＴＤフレームワークを使用して、空間時間拡散が、シ
ステムに容易に適用され得る。空間時間拡散は、拡散コ
ードの共有を必要とすることになる（即ち、二人のユー
ザが、２つのウォルシュコードの使用を共有する）。し
かし、このような空間時間拡散の具現化は、望ましくな
い。第１に、コードの共有は、ウォルシュコードを共有
する二人のユーザへの送信電力が全く異なる場合、問題
を生じ得る。そのような場合において、不完全なチャネ
ル推定は、かなり大きなクロスターム（cross terms）
となり得る。また、ＯＴＤは、コードシャーリングの必
要性を除去し、かつ標準内でのＯＴＤとの共通性を最大
化する拡張ウォルシュコードを使用する。これは、標準
に対するより少ない変更を必要とする。
【００３５】空間時間拡散と、ＯＴＤとの間の１つの主
な相違点は、送信ダイバシティアンテナへのデータのマ
ッピングである。
【００３６】前述したように、空間時間拡散は、ＯＴＤ
フレームワークへのいくつかの変更で容易に具現化され
る。各ユーザには、（単一の非拡張ウォルシュコードか
ら形成された）２つの拡張ウォルシュコードが割当てら
れ、データが２つのストリームに区分されるので、ダイ
バシティスキームは、それらが２つの異なるユーザであ
るかのように２つのストリームに与えられ得る。第１の
アンテナにおいて、システムは以下のものを送信するこ
とになる。 x1(t)＝√Ｐ/2［se(t)w(t)−s0(t)*ω(t)］p(t) ここで、Ｐは、全送信電力を表し、se(t)＝ＹI1＋ＹQ1
は、偶数シンボルストリームであり、s0(t)＝ＹI2＋Ｙ
Q2は、奇数シンボルストリームである。ウォルシュコー
ドをｗ（ｔ）およびその補数（complement）が、信号を
拡散するために使用され、拡張ウォルシュコードであ
る。
【００３７】重要なことに、チャネル推定の正確さに無
関係に他のユーザとのクロスインターフェアレンスを生
じさせない４フォールド（four-fold）ダイバシティ
を、ユーザに余分な(extra)ウォルシュコードを割り当
てることにより、符号化されたシンボルレベルにおい
て、提供することが可能である。これらの利得は、低い
Ｉ OR／ＩOC 7値を有するユーザにとってかなり大きいこ
とがあり得る。通常、これらのユーザは、ソフトハンド
オフされることになる。資源が、このユーザをサポート
するために隣接セル中に存在しない場合、追加のウォル
シュ資源のユーザ毎の使用は、適切である可能性があ
る。
【００３８】追加のウォルシュコードを犠牲にすること
が望ましくない場合、マルチキャリアシステム中のデコ
ーダの前にダイバシティを得ることが可能である。各シ
ンボルは、４回送られる（four-fold diversityとな
る）。エクセラコードを使用する代わりに、単一のウォ
ルシュコードが拡張され、各シンボルが、２回送られ
る。各データストリームｓiは、２つのデータストリー
ムｓe iおよびｓo i（偶数および奇数）に分割されること
になる。
【００３９】各信号を４回送信する代わりに、各信号を
２回送信し、図６の表に示された２ホールド（two-fol
d）ダイバシティを得ることが可能である。同様に、図
７の送信マトリックスを得るために展開された送信マト
リックスノーテーションを使用することが可能である。
送信マトリックスは、確立されたタイプのマトリックス
である。行は、ウォルシュコード（直交チャネル）（非
直交チャネル）を表すことができる。
【００４０】対応するウォルシュコード、アンテナおよ
びキャリアへのビットの多くの可能性のある割当てが存
在する。それぞれは、性能の意味において、大きく異な
ることは多分ない。
【００４１】この送信スキームは、２つのウォルシュ出
力のみが決定スタティスティック毎に使用されることを
除いて４フォールドダイバシティの場合と似ている結合
方法を導くことになり、これは、２フォールドダイバシ
ティ改良を得るのみとなる。
【００４２】あいにく、複素数(complex)シグナリング
（例えば、ＱＰＳＫ変調１Ｘシステム）を伴う４アンテ
ナ／チャネルシステムに対するフルレート直交設計は、
存在しない。しかし、４個のアンテナで空間時間拡散を
使用するダイバシティ改良を得ることは可能である。
【００４３】３個のアンテナに対する修正送信マトリク
スが可能である。４個の送信アンテナを可能にするため
に、ウォルシュコードは、特定のユーザに２度拡張され
て、４倍の長さの４個のウォルシュコードを得る。
【００４４】４フォールドマトリクス拡張で、コードシ
ャーリングを有しないことが可能である。送信マトリク
スを得るために、４個の列および少なくとも４個の行を
有する直交マトリクスが必要とされる。４個の複素数変
数を有する４×４直交マトリクスが存在しないが、３個
の複素数変数を有する４×４マトリクスは存在する。そ
のような送信マトリクスの１つが図８に示されている。
【００４５】図８におけるマトリクスに対して、Ｈ(ｔ)
Ｈ＝(｜ｈ1｜2＋｜Ｈ2｜2＋｜ｈ3｜ 2＋｜ｈ4｜2Ｉであ
る。これは、４フォールドダイバシティを達成する。し
かし、これを達成するために、データレートは、元のレ
ートの４分の３に低減されなければならない。これは、
４個のコード（即ち、Ｔの行）を使用することが可能で
あるが、３個のシンボルを送信することのみが可能であ
ることを留意することにより分かる。
【００４６】データレートを低減することなしに４個の
送信アンテナを使用する第２のオプションは、図９に示
された送信マトリクスを使用することである。
【００４７】このマトリクスは、直交性を保証するが、
デコーダの前で２フォールドダイバシティを達成するの
みである。しかし、インターリービングが正しく行われ
ない場合、マトリクスは以下のようになる。 ｂ1(｜ｈ1｜2＋｜ｈ2｜2)，ｂ2(｜ｈ3｜2＋｜ｈ4｜2)，
ｂ3(｜ｈ1｜2＋｜ｈ2｜2)，ｂ4(｜ｈ3｜2＋｜ｈ4｜2)，
…
【００４８】２フォールド(two−fold)ダイバシティが
デコーディングの前に達成されるが、ビタビデコーダ
は、パスメトリクスのために４フォールド(four-fold)
ダイバシティまで見ることができる。デコーダは、デー
タレートロスなしに、２から４までのダイバシティゲイ
ンを達成する。ＯＴＤにおけるように、ゲインは、誤り
訂正コードの強さに依存する。
【００４９】最後のオプションは、オプション１と似て
おり、直交デザインを使用する。送信マトリクスは、図
１０に示されている。このオプションも、デコーディン
グの前に４フォールドダイバシティを達成するが、デー
タレートにおいて２５％のロスを受ける。これは、全て
の４個のコードが、全ての４個のアンテナにおいて使用
されることを可能にする。
【００５０】ＯＴＤと移動体受信機においける空間時間
拡散との間の主な相違は、ベースバンド受信機機能にあ
る。全ての他のコンポーネントは同じである。ベースバ
ンド受信機は、複素数コードアンカバリング（uncoveri
ng）、ウォルシュ逆拡散、チャネル推定、チャネル補償
（compensation）、マルチプレクシング／デインターリ
ービングおよびビタビデコーディングを実行する。
【００５１】この複素数アンカバリングは、アーリー、
レートおよびオンタイムサンプルの各々に対して全ての
フィンガーについてのＩ＆Ｑストリームの各サンプルの
ための多重化を必要とする。チップ毎の８個のサンプル
および３個のフィンガーを仮定すると、フレーム毎の約
３．５・１０6回の動作となる。ウォルシュアンカバリ
ングは、フレーム毎に、約９・１０5回の動作を必要と
する。これらの動作の何れも、使用されるダイバシティ
スキームに依存してカウントしない。
【００５２】２個のウォルシュコード（送信アンテナ毎
に１つ）の各々に対する単純ＰＣＧ平均としてのチャネ
ル推定のモデル化は、フレーム毎に約９・１０5回の動
作となる。チャネル補償は、データレートに依存するこ
とになり、ＯＴＤに対してフレーム毎に約５．５・１０
4Ｎ回の動作を必要とし、ここで、Ｎは、データレート
と共に増大するスケールファクタである（音声に対して
Ｎ＝１）。空間時間拡散は、この１つのエリアにおいて
ＯＴＤの２倍複雑である。
【００５３】ビタビデコーディングの複雑さは、データ
レートおよびコードレートにも依存する。ＲＣ４に対し
て、ビタビデコーディングは、フレーム毎に約１．１・
１０ 6Ｎ回の動作を必要とする。検出およびデコーディ
ング機能に加えて、受信機は、マルチパスを追跡するた
めのサーチャ機能を実行しなければならない。サーチャ
は、フレーム毎に１６・１０6回の動作を必要とする。
９．６ｋｂｐｓおよび７６．８ｋｂｐｓのデータレート
におけるＯＴＤおよび空間時間拡散に対する全動作カウ
ントが、図１１の表に示されている。これから分かるよ
うに、複雑さの増大は、非常に僅かである（音声に対し
て０．２％、７６．８ｋｂｐｓに対して１．４％）。
【００５４】空間時間拡散は、ＯＴＤよりも、かなり大
きな性能利得を提供する。空間時間拡散は、主に、これ
がデコーティングプロセスの前にダイバシティを提供す
る一方で、ＯＴＤがビタビデコーダに依存するので、全
ての場合に対してＯＴＤより性能が優れている。低速に
おけるＲ＝１／２畳み込みコードに対して、性能利得
は、基本チャネルについて大きい（５ｄＢないし８ｄ
Ｂ）。全ての他の速度についてのＲ＝１／２畳み込みコ
ードに対して、性能利得は、基本、補足およびコモンチ
ャネルに対してかなり大きい（１ｄＢないし３ｄＢ）。
【００５５】また、ダイバシティなしに対する空間時間
拡散の利得は劇的であるが、ダイバシティなしに対する
ＯＴＤの利得は、レート１／２コーディングで小さい。
ＯＴＤに対する空間時間拡散の性能利得は、０．３ｄＢ
ないし０．７ｄＢの範囲の利得で１／４レートコーディ
ングが使用されるとき、より小さい。空間時間拡散およ
びＯＴＤの両方は、送信ダイバシティなしに対する大き
い利得を提供する。
【００５６】送信ダイバシティなしに対する大きい利得
を提供する。空間時間拡散は、無線校正の選択において
より柔軟性を提供する。ＳＴＳは、ＯＴＤ（Ｒ＝１／
４）でのＲＣ３およびＳＴＳ（Ｒ＝１／２）でのＲＣ４
のキャパシティをほぼ等しくする。また、空間時間拡散
は、大きな演算の複雑さをもたらすことはなく、空間時
間拡散およびＯＴＤの両方とも、比較的小さな調節で移
動体および基地局においてサポートされ得る。
【００５７】本発明は、空間時間拡散の利点を使用す
る。本発明によれば、スマートアンテナは、スイッチビ
ームおよび空間時間拡散に基づく。空間時間拡散は、異
なる送信アンテナに対する空間時間ブロックコードを具
現化し、これは、移動体に対して潜在的に独立なチャネ
ルを有する。アンテナｘ1およびｘ2において送信される
信号は、以下で書き表される。 ｘ1＝（Ａ1ｓeｗe−Ａ2ｓ* 0ｗ0＋pilot1）base＿code ｘ2＝（Ａ1ｓ* eｗ0＋Ａ2ｓ0ｗe＋pilot2）base＿code ここで、Ａおよびパイロットは、振幅およびコモンパイ
ロットチャネルを示し、ｓeおよびｓoは、ビットシーケ
ンスにおける偶数ビットおよび奇数ビットを示し、ｗe
およびｗoは、偶数ビットおよび奇数ビットに対する互
いに直交する拡張ウォルシュコードを示す。
【００５８】即ち、 ｗe＝［ｗk ｗk］ ｗo＝［ｗk−ｗk］ ここで、ｗkは、ｋ番目のユーザに対するウォルシュコ
ードである。送信される信号は、空中で加算される。受
信された信号は、拡張ウォルシュコードｗeおよびｗoに
より別個に乗算され、図１２に示されたｚ1およびｚ2を
得る。上記の２つの出力は、チャネル係数を加えること
により結合されることができ、チャネル係数は、図１３
に示されているようにコモンパイロットから推定され
る。
【００５９】図１４は、角度および時間的送信ダイバシ
ティを有するポラリゼーションインターリーブドスイッ
チビームのための提案されたアンテナ構造を示す。正お
よび負の４５°に向けられたポラリゼーションフェーズ
ドアレイ５０が、タワートップに具現化される。全体で
８ブランチ５２のアンテナがあり、＋４５°ポラリゼー
ションのための４ブランチ、および−４５°ポラリゼー
ションのための４ブランチである。ポラリゼーションイ
ンターリーブドスイッチビームを具現化することにより
４本のケーブルが必要とされ、各セクタについて基地局
において４個のみのＩ／Ｏポート５４がある。バルター
（Butler）マトリクス５６は、２段に分割され、電力増
幅器５８をサンドイッチする。この構造は、電力増幅器
の後でバルターマトリクスの挿入損失を低減するだけで
なく、特定のスイッチビームに対して複数の電力増幅器
の付加を均等にする。
【００６０】図１５は、図１４に示されたスマートアン
テナの空間時間拡散およびコモンパイロットトーンの配
置を示す。いずれかの隣接ビームについてのオーバラッ
プした領域は、ビームのトップから３ｄＢ低い。各隣接
ビームは、異なるポラリゼーションを有し、ポラリゼー
ションダイバシティゲインが、オーバーラップした領域
において観察されることになる。インターリーブドポラ
リゼーション構造は、ダウンリンクアプローチを改善し
ない。隣接ビームは、空間時間ブロックコードを与える
ことにより、互いに直交する。
【００６１】ＵＭＴＳのチップレートは、非常に高く
（３．８６Ｍｃｈｉｐ／秒）、各伝播放射線の相対的ア
ライバルディレイ（arrival delay)到着遅れは、１チッ
プの期間を超える可能性がある。時間ドメインにおける
そのようなマルチプルアライバル(multiple arrival)
は、１つの送信アンテナが使用される場合であっても、
移動体において、ダイバシティ受信を生じる。したがっ
て、別の送信アンテナ／ダイバシティを加えることは、
上述したように大きな性能利得を有しない（１−３ｄ
Ｂ）。一方において、ビームフォーミング利得は、マル
チパスディレイにより影響されない。しかし、ビームフ
ォーミング利得は、基地局において観察される伝播角広
がりにより低減され得る。
【００６２】本発明のステアリング空間時間送信ダイバ
シティスキームは、４ブランチの送信アンテナが使用さ
れるとき、ダウンリンクキャパシティを改善する。２エ
レメントフェーズドアレイ（λ／２スペーシィング）の
２グループが、３ｄＢビームフォーマーおよび２方向空
間ダイバシティを有するように、１０λ離して配置され
る。ビームフォーミング利得は、ビームフォーマーのエ
ーミング角（aiming angle)の不一致およびパイロット
トーンの位相の歪みのために、広い角度広がりにおいて
低減され得る。ＳＴ−ＳＴＴＤは、偶然の最大３ｄＢビ
ームフォーミング利得を有する２方向空間ダイバシティ
をいつも生じ、これは、パイロットおよびエーミングの
不一致により減少され得る。ダイバシティ送信は、この
スキームにおいてビームフォーマーより高い優先順位を
有する。
【００６３】本発明の角度および時間的送信ダイバシテ
ィ法を有するポラリゼーションインターリーブドスイッ
チビームは、異なるポラリゼーションインターリーブド
スイッチビームを有する二方向送信ダイバシティを結合
する。ビームフォーミング利得は、角度広がりを満たす
ために具現化されたビームの数により６ｄＢを割ったも
のに等しい。ダイバシティは、異なる出発角プラスアン
テナポラリゼーションから生じる。
【００６４】角度および時間的送信ダイバシティを有す
るポラリゼーションインターリーブドスイッチビーム
は、それができる最適なようにアパーチャゲインを保存
する一方で、送信ダイバシティは、いつも存在する訳で
はない。ビームフォーマー利得は、この方法において、
送信ダイバシティ利得より高い優先順位に置かれる。Ｗ
ＣＤＭＡにおけるマルチパスアライバルが、１個のアン
テナの場合よりも送信ダイバシティ利得を減少させ得る
ので、この方法は、ステアリング空間時間送信ダイバシ
ティ法よりもよりよい性能を有する。性能分析は、表１
および表２（図１５および１６）に示されている。
【００６５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
空間時間送信ダイバシティを使用する改良されたＣＤＭ
Ａ通信システムを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＵＭＴＳのダウンリンク通信チャネルおよびワ
イドバンドＣＤＭＡシステムのためのスロットおよびフ
レーム構造を示す図。
【図２】図１のＵＭＴＳおよびＣＤＭＡシステムに対す
るチャネル化コードおよびスクランブルコードの混合を
示す図。
【図３】単純な送信スキームにおける２個のアンテナに
対するＱＰＳＫ配置を示す図。
【図４】図１のシステムの受信機において信号対雑音比
を最適化するように選択された重みを示す図。
【図５】図４の重みの振幅および位相を示す図。
【図６】追加的なウォルシュコードなしにマルチキャリ
アを使用する単一ユーザに対する送信テーブルを示す
図。
【図７】拡張ウォルシュコードを有する送信マトリクス
を示す図。
【図８】複数アンテナについてのような３個の複素変数
を有する４×４行列の送信行列を示す図。
【図９】直交性を保証する同様の送信マトリックスを示
す図。
【図１０】デコーディングの前の４フォールドダイバシ
ティを有する送信マトリクスを示す図。
【図１１】空間時間ダイバシティとＯＴＤ １Ｘ受信機
との間の複雑さの差およびフレーム毎の動作を示す図。
【図１２】空間時間送信ダイバシティスキームを示す
図。
【図１３】移動体において受信するダイバシティを示す
式。
【図１４】本発明のポラリゼーションインターリーブド
スイッチビーム構造を示す図。
【図１５】アンテナスイッチビームへ結合される空間時
間ブロックコードを示す図。
【図１６】性能分析を示す図。
【図１７】性能分析を示す図。
【符号の説明】
２０ 制御チャネル ２２ データチャネル ２８ チャネル化コード ３０ スクランブリング ５０ ポラリゼーションフェーズドアレイ ５６ バトラーマトリクス段２ ５８ 線形増幅器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｊ 13/00 Ｈ０４Ｂ 7/26 Ｄ (71)出願人 596077259 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ａｖｅｎｕｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ， Ｎｅｗ Ｊｅ ｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ. (72)発明者 ハン ヤオ イエ アメリカ合衆国、07936 ニュージャージ ー州、イースト ハノーバー、ハイランド ロード 14 Ｆターム(参考） 5J021 AA05 DB02 DB03 GA01 GA02 HA05 HA06 5K022 EE02 EE21 5K059 CC02 CC07 5K067 CC10 CC24 DD25 GG01 GG11 KK02

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 空間時間ダイバシティを使用するワイド
    バンド符号分割多元接続移動体通信システム中で通信信
    号を強化するための方法において、 異なる空間時間拡散で異なる出発角を分割することによ
    り、アンテナ構造の動作可能利得をダイバシティ利得に
    変換するステップを有することを特徴とする方法。
  2. 【請求項２】 空間時間ダイバシティを使用するワイド
    バンド符号分割多元接続移動体通信システム中で通信信
    号を強化するための方法において、 異なる空間時間拡散で異なる出発角を分割することによ
    り、アンテナ構造の動作可能利得をダイバシティ利得に
    変換するステップと、 サイドアングル拡散中のビームフォーマー利得を低減す
    るために、スイッチビームフォーマーアンテナ構造のエ
    ーミング角を不一致させ、かつパイロットトーンの位相
    を歪ませるステップを有することを特徴とする方法。
  3. 【請求項３】 データの偶数ビットおよび奇数ビットに
    対して互いに直交する拡張ウォルシュコードを使用し
    て、拡散関数を通信信号に与えるステップをさらに有す
    ることを特徴とする請求項１または２記載の方法。
  4. 【請求項４】 前記拡張ウォルシュコードは、単一の非
    拡張ウォルシュコードから形成されることを特徴とする
    請求項３記載の方法。
  5. 【請求項５】 移動体通信ユニット中で通信信号を受信
    し、かつ拡張ウォルシュコードを受信された通信信号に
    別個に乗算するステップをさらに有することを特徴とす
    る請求項３記載の方法。
  6. 【請求項６】 通信パイロット信号からチャネル計数を
    推定し、チャネル計数を加えることにより受信信号の前
    記乗算ステップの出力を結合するステップをさらに有す
    ることを特徴とする請求項５記載の方法。
  7. 【請求項７】 スイッチビームフォーマーアンテナ構造
    を有する時間分解可能アライバルエアインターフェース
    中でアパーチャーゲインを保存するステップをさらに有
    することを特徴とする請求項１または２記載の方法。
  8. 【請求項８】 ２エレメントフェーズドアレイの２グル
    ープおよび２方向空間ダイバシティを有する４ブランチ
    のスイッチビームフォーマーアンテナ構造を使用するス
    テップをさらに有することを特徴とする請求項７記載の
    方法。
  9. 【請求項９】 ビームフォーマーのエーミング角を不一
    致させ、かつサイド角拡散中でビームフォーミング利得
    を低減するためにパイロットトーンの位相を歪ませるス
    テップをさらに有することを特徴とする請求項８記載の
    方法。
  10. 【請求項１０】 送信ダイバシティ利得よりも高い優先
    順位をビームフォーマー利得に与えるステップをさらに
    有することを特徴とする請求項８記載の方法。
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