CN101154973B - 无线通信系统内实现空时分集增益的方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种在无线通信系统内实现空时分集增益的方法和系统。所述方法包括：修改至少一个导频信道的广义码，以为多个接收到的多路径信号中的每一个测量信号强度；基于所述测量到的信号强度将所述多个接收到的多路径信号进行部分合并。所述多个接收到的多路径信号一部分可基于测得的信噪比进行合并。所述多个接收到的多路径信号的信号强度可通过在第一导频信道上将其广义码赋零值来测得。所述多个接收到的多路径信号的信号强度可通过在第二导频信道上将其广义码赋非零值来测得。

Description

无线通信系统内实现空时分集增益的方法和系统

技术领域

本发明涉及无线通信系统，更具体地说，涉及一种实现空时分集增益的方法和系统。

背景技术

在当前多数无线通信系统中，网络中的节点可被配置为基于单个信号接收天线和单个信号发射天线来工作。然而，现在的许多无线通信系统，采用多个发射和/或接收天线可能改善系统的整体性能。这些多天线配置，又叫智能天线技术，可用于减少多路径和/或信号干扰对信号接收的负面影响。例如，当前应用的基于CDMA的系统、基于TDMA的系统、WLAN系统和基于OFDM的系统(如IEEE802.11a/g/n)可从多个发送和/或接收天线的配置中受益。据估计，智能天线技术可能会越来越地广泛地得到应用，以解决随着蜂窝系统中基站基础设施和移动用户终端的发展而不断增加的系统容量需求。这些需求部分地是源于当前的语音通信服务向下一代提供声音、视频、数据的无线多媒体服务的转变。

多发射和/或接收天线的使用引入了分集增益和阵列增益，并抑制在信号处理过程中引起的干扰。这些分集增益改善系统性能，因为其增加了信噪比、提高了对信号干扰的稳健性、和/或为更高容量提供更多的频率复用。在采用了多天线接收器的通信系统中，M个接收天线可用于消除(M-1)干扰的作用。相应地，N个信号可在同样的带宽上用N个发射天线同时传输，然后将发射的信号由布置在接收机侧的N个天线分成N个信号。使用多个发射和多个接收天线的系统称为多入多出(MIMO)系统。多天线系统尤其是MIMO系统中的一个有优势的方面是，使用这种传输配置明显增加系统容量。对于总发送功率固定的情况，MIMO配置所提供的容量可以与增加的信噪比(SNR)成比例。

然而，多天线系统，由于其导致的体积、复杂性、功率消耗的增大，限制了其在无线通信多天线系统中(尤其是无线手持设备中)的广泛应用。要为每个发射和接收天线提供一个单独的射频链路是直接导致多天线系统成本增加的一个因素。每个射频链路包括低噪声放大器(LNA)、滤波器、降频变换器、模-数转换器(A/D)。在某些现有的单天线无线接收器中，单独的射频链路可能占到接收器总成本的30％。所以很显然，随着发射器和接收器天线的数量增加，系统的复杂性、功率消耗和总成本都会增加。

在多个天线只有一个射频链路的情况下，需要决定或者估计不同的传播信道。一种简单的方法包括使用射频切换器转换到第一接收天线，并估计第一传播信道。在估计出第一传播信道后，选择另一接收天线并估计其对应的传播信道。该方法可重复执行，直到所有的信道都被估计。然而，在接收天线之间的转换可能扰乱接收器的调制解调器并且可能减少吞吐量。而且，这种方法需要更多的硬件并且导致需要在不同的时间间隔进行传播信道估计。

比较本发明后续将要结合附图介绍的系统，现有技术的其它局限性和弊端对于本领域的普通技术人员来说是显而易见的。

发明内容

本发明提供了一种实现空时分集增益的方法和/或系统，结合至少一幅附图进行了充分的展现和描述，并在权利要求中得到了更完整的阐述。

根据本发明的一方面，本发明提供了一种在无线通信系统中用于分集处理的方法，包括：

修改至少一个导频信道的广义码(generalization code)，以为多个接收到的多路径信号中的每一个测量信号强度；

基于所述测量到的信号强度将所述多个接收到的多路径信号进行部分合并。

优选地，所述方法进一步包括测量所述多个接收到的多路径信号的信噪比(SNR)。

优选地，所述方法进一步包括在第一导频信道上通过给所述广义码赋零值来测量所述多个接收到的多路径信号的信号强度。

优选地，所述方法进一步包括在第二导频信道上通过给所述广义码赋非零值来测量所述多个接收到的多路径信号的信号强度。

优选地，所述方法进一步包括将所述多个接收到的多路径信号中信噪比高于特定阈值的部分进行合并。

优选地，所述方法进一步包括基于最大比率合并算法将所述多个接收的多路径信号中的所述部分进行合并。

优选地，所述方法进一步包括生成以下至少其一：多路径信号时序信息、天线索引和所述多个接收到的多路径信号的合并部分的最大比率合并权重。

根据本发明的另一方面，本发明提供了一种机器可读存储器，其内存储的计算机程序具有至少一个代码段以用于实现通信网络中的分集增益，所述至少一个代码段被机器执行使机器执行下列操作：

修改至少一个导频信道的广义码，以为多个接收到的多路径信号中的每一个测量信号强度；

基于所述测量到的信号强度将所述多个接收到的多路径信号进行部分合并。

优选地，所述机器可读存储器进一步包括用于测量所述多个接收到的多路径信号的信噪比的代码。

优选地，所述机器可读存储器进一步包括用于在第一导频信道上通过给所述广义码赋零值来测量第一导频信道上的所述多个接收到的多路径信号的信号强度的代码。

优选地，所述机器可读存储器进一步包括用于在第二导频信道上通过给所述广义码赋非零值来测量所述多个接收到的多路径信号的信号强度的代码。

优选地，所述机器可读存储器进一步包括用于将所述多个接收到的多路径信号中信噪比高于特定阈值的部分进行合并的代码。

优选地，所述机器可读存储器进一步包括用于基于最大比率合并算法将所述多个接收的多路径信号中的所述部分进行合并的代码。

优选地，所述机器可读存储器进一步包括用于生成以下至少其一的代码：多路径信号时序信息、天线索引和所述多个接收到的多路径信号的合并部分的最大比率合并权重。

根据本发明的另一个方面，本发明提供了一种在通信网络内实现分集增益的系统，所述系统包括：

修改至少一个导频信道的广义码以为多个接收到的多路径信号中的每一个测量信号强度的电路；

基于所述测量到的信号强度将所述多个接收到的多路径信号进行部分合并的电路。

优选地，所述系统进一步包括测量所述多个接收到的多路径信号的信噪比的电路。

优选地，所述系统进一步包括在第一导频信道上通过给所述广义码赋零值来测量所述多个接收到的多路径信号的信号强度的电路。

优选地，所述系统进一步包括在第二导频信道上通过给所述广义码赋非零值来测量所述多个接收到的多路径信号的信号强度的电路。

优选地，所述系统进一步包括将所述多个接收到的多路径信号中信噪比高于特定阈值的部分进行合并的电路。

优选地，所述系统进一步包括基于最大比率合并算法将所述多个接收的多路径信号中的所述部分进行合并的电路。

优选地，所述系统进一步包括生成以下至少其一的电路：多路径信号时序信息、天线索引和所述多个接收到的多路径信号的合并部分的最大比率合并权重。

本发明的各种优点、各个方面和创新特征，以及其中所示例的实施例的细节，将在以下的说明书和附图中进行详细介绍。

附图说明

图1A是根据本发明一个实施例具有多个射频链路和接收器信道估计的2个发射天线和M个接收天线的无线通信系统的结构示意图；

图1B是结合本发明一个实施例使用的耙式接收器(rake receiver)的结构示意图；

图2是根据本发明一个实施例的多路径分集的耙指结构的示意图；

图3是根据本发明一个实施例的天线和多路径分集的耙指结构的示意图；

图4是根据本发明一个实施例用于MIMO系统的基带处理器的结构示意图；

图5是根据本发明一个实施例用于选择多个信号最强路径的选择控制单元的结构示意图；

图6是根据本发明一个实施例在第一测试例中的无线接收器的性能比较示意图；

图7是根据本发明一个实施例在第二测试例中的无线接收器的性能比较示意图；

图8是根据本发明一个实施例在第六测试例中的无线接收器的性能比较示意图；

图9是根据本发明一个实施例在具有较高时隙更新率的第六测试例中的无线接收器的性能比较示意图；

图10是根据本发明一个实施例在第三测试例中的无线接收器的性能比较示意图；

图11是根据本发明一个实施例由于软切换(soft hand-off，缩写为SHO)时的无线接收器的性能比较示意图。

具体实施方式

本发明的各个实施例涉及一种实现空时分集增益的方法和系统。本发明的方法包括修改至少一个导频信道的广义码以测量多个接收到的多路径信号中每个信号的强度。基于测量到的信号强度，可将所述多个接收到的多路径信号中的一部分合并。所述多个接收到的多路径信号的信号强度可在第一导频信道上通过将其广义码赋零值来来测得。所述多个接收到的多路径信号的信号强度还可在第二导频信道上通过将其广义码赋非零值来测得。

图1A是根据本发明一个实施例的具有多个射频链路和接收器信道估计的2个发射天线和M个接收天线的无线通信系统的结构示意图。参考图1A，无线通信系统100在发射端包括专用物理信道(DPCH)模块126、多个混频器128、130、132、多个合并器134和136、第一发射天线(T×1)138和附加的发射天线(T×2)140。在接收端，无线系统110包括多个接收天线106_1...M、单权重生成器(SWG)110、多个射频(RF)模块114_1...P、多个芯片匹配滤波器(CMF)116_1...P、基带(BB)处理器126、单权重生成基带处理器(SWGBB)121。SWGBB 121包括有信道估计器122和单权重生成器(SWG)算法模块124。

DPCH 126用于接收多个输入信道，例如，专用物理控制信道(DPCCH)和专用物理数据信道(DPDCH)。DPCH 126可同时控制DPCCH和DPDCH的功率。混频器128用于将DPCH 126的输出与扩频和/或加扰信号进行混合来产生扩频复值信号，作为混频器130和132的输入。混频器130和132分别用权重因子W₁和W₂对输入的复值信号进行加权，并且产生输出分别给多个合并器134和136。合并器134和136将混合器130和132产生的输出分别与公共导频信道1(CPICH1)和公共导频信道2(CPICH2)进行合并。公共导频信道1和2具有固定的信道码分配，用来测量信道的相位幅度信号强度。例如，单权重生成器(SWG)算法模块124可使用权重W₁和W₂，并生成相位和/或幅度调节值。天线138和140可从合并器134和136接收产生的输出并且可传输无线信号。

多个接收天线106_1...M中，每个接收天线都接收发射的信号的至少一部分。SWG 110包括合适的逻辑、电路、和/或代码，用于确定应用到每个输入信号R_1...M的多个权重。SWG 110可用于修改从多个接收天线106_1...M接收到的发射信号的一部分的相位和幅度，并产生多个输出信号RF_1...P。

射频模块114_1...P包括合适的逻辑、电路和/或代码，用于处理射频信号。射频模块114_1...P能够执行如滤波、放大和模数(A/D)转换操作。多个发射天线138和140发射经处理过的射频信号给接收天线106_1...M。单权重生成器SWG110包括合适的逻辑、电路和/或代码，用于确定应用于每个输入信号的权重。单权重生成器SWG 110可用于修改从多个接收天线106_1...M得到的信号中至少一部分的相位和幅度，并生成多个输出信号RF_1...P。多个射频接收模块114_1...P包括合适的逻辑、电路和/或代码，用于将接收到的模拟射频信号RF_1...P放大并将其降频转换到基带。多个RF接收模块114_1...P中的每个模块均包括有对接收到的模拟基带信号进行数字化的模数(A/D)转换器。

多个芯片匹配滤波器(CMF)116_1...P包括合适的逻辑、电路和/或代码，用于对RF接收模块114_1...P的输出进行滤波进而产生同相(I)和正交(Q)分量。考虑到这点，在本发明的一个实施例中，多个芯片匹配滤波器(CMF)116_1...P包括一对数字滤波器，将I和Q分量滤波在W-CDMA基带的带宽(3.84MHz)之内。多个芯片匹配滤波器(CMF)的输出将传送到基带处理器126。

基带处理器126从多个芯片匹配滤波器(CMF)116_1...P接收同相和正交(I，Q)分量并且产生多个基带合并的信道估计值

到

基带处理器126可产生原始输入的空分复用子流信号或符号X₁到X_P的多个估计值到

基带处理器126可使用BLAST(贝尔实验室分层空时)算法来分离不同的空时信道，例如，通过执行子流检测和子流消除来实现。使用BLAST的算法时，几乎可以线性增加传输的容量。

多个群集路径处理器CPP118_1...P产生对应于多个接收天线106_1...M的基带合并信道估计值

到

信道估计器122包括合适的逻辑、电路、和/或代码，用于处理从基带处理器126接收到的估计值

到

并产生经处理的估计信道的矩阵H，由单权重生成器(SWG)算法模块使用。

SWG算法模块124可分别地求出多个幅度值A₁和相位值Φ₁，这些值被SWG 110用来修正由多个接收天线106_1...M接收到的发射信号的一部分的相位和幅度，并且产生多个输出信号RF_1...P。

图1B是结合本发明一个实施例使用的耙式接收器的结构示意图。参考图1B，有耙式接收器150、路径搜寻器152和信道估计器154。

耙式接收器150包括去扰码器和去扩频器156、积分陡落(integrate anddump)模块158、最大比率合并(MRC)模块160。耙式接收器150可以是射频接收器，经设计使用多个子接收器来抗衡多路径衰减造成的影响。每个子接收器为了与单独的多路径成分相匹配而被延迟。每个成分可单独解码，然后合并，这样便在多路径环境内产生较高的信噪比(或Eb/No)。

在耙式接收器150中，针对每个多路径分配一个耙指，使接收到的信号的能量最大。每个不同的多路径信号可以合并来形成具有比单一路径的信号好得多的特征的复合信号。接收到的信号可分割到多个独立的路径中，与其对应的信道估计值合并。

去扰码器和去扩频器156包括合适的逻辑、电路、和/或代码，用于将加扰码和加扰码的延迟版本乘以接收到的信号。延迟由路径搜寻器152在去扰码之前确定。每个延迟对应于一个单独的被耙式接收器150合并的多路径。去扰码器和去扩频器156通过将去扰码后的数据乘以扩频码，来对每个路径的去扰码数据进行去扩频。

积分陡落模块158包括合适的逻辑、电路、和/或代码，用于对已经去扩频的数据在一个符号周期内求积分，并针对每个正交相移键控(QPSK)符号产生一个复合采样输出。此处理过程可以针对耙式接收器150合并的所有路径执行。

MRC模块160包括合适的逻辑、逻辑、电路、和/或代码，使用相应的信道信息和合并方案例如最大比率合并(MRC)合并通过不同路径得到的相同的符号，并产生输出信号。

信道估计器154包括合适的逻辑、电路、和/或代码，用于估计每个识别出的信道的相位和幅度。信道相位和幅度可用于将接收到的信号的每个路径进行合并。

路径搜寻器152包括合适的逻辑、电路、和/或代码，用于估计复合接收信号内的每个路径的延迟。接收到的信号被按照路径寻找器152估计出的值延迟一定的量，并与加扰和扩频码的共轭相乘。例如，经过去扰码和去扩频的数据可以在一个符号周期中进行合并。

在W-CDMA下行链路业务信道中，导频符号，如2到8符号和控制符号可能在W-CDMA帧时隙中发送。例如，每个W-CDMA帧有15个时隙，每个帧有10ms长。在W-CDMA系统的下行链路中，公共导频控制信道(CPICH)将以比专用业务信道更高的功率进行发送。CPICH可由特定蜂窝小区内的所有移动终端接收到。例如，CPICH可用恒定的扩频因子(SF)256和全部为1的扩频码来发送。例如，每个时隙可有10个符号则每个CPICH帧有150个符号。在接收端，CPICH符号作为导频符号可用于信道估计。

图2是根据本发明的一个实施例的多路径分集的耙指结构的示意图。图2中，展示了第一公共导频信道(P-CPICH)201、第二公共导频信道(S-CPICH)203、专用物理信道(DPCH)205、多个多路复用器224和228、接收信号码功率模块(RSCP)230。

P-CPICH 201包括接收器前端模块202、去扰码器204、累加器206、IIR滤波器208。S-CPICH 203包括接收器前端210、去扰码器212、累加器214、IIR滤波器216。DPCH 205包括接收器前端218、去扰码器220、累加器222、信道补偿和解码模块224。

接收器前端模块202、210、218可包括合适的逻辑、电路、和/或代码，用于处理从天线1接收到的RF信号。例如，多个接收器前端202、210、218可以进行滤波、放大、模数(A/D)转换操作。接收器前端模块202、210、218可将接收到的模拟RF信号放大和降频转换到基带。接收器前端模块202、210、218每个都包括有模数(A/D)转换器，用于对接收到的模拟基带信号进行数字化。

多个去扰码器204、212、220可包括合适的逻辑、电路、和/或代码，用来将接收到的信号乘以加扰码和延迟了的加扰码。延迟由路径搜寻器152在去扰码之前进行确定。每个延迟都对应于被耙式接收器150合并的一个单独的多路径。去扰码器204、212、220可通过用扩频码乘以去扰码后的数据来对去扰码后的数据进行去扩频操作。去扰码器212和220也可将接收到的信号乘以加扰码和/或正交变量扩频码(OVSF)。

多个累加器206、214、222包括合适的逻辑、电路、和/或代码，用来对分别从去扰码器204、212、220得到的经去扰码的信号进行累加。多个IIR滤波器208和216包括合适的逻辑、电路、和/或代码，用于分别对从累加器206、214得到的接收信号路径进行IIR滤波。

P-CHICH 201可处理第一导频信号来估计信道并执行最大比率合并操作。一旦需要第二导频来解调，S-CHICH203可处理第二导频信号。DPCH 205可基于从P-CHICH 201和S-CHICH 203得到的信道信息处理数据。

多路复用器224可用导频选择信号来选择其中一个导频信号(例如，P-CHICH 201或S-CHICH 203)，并产生输出给信道补偿和解码模块226。信道补偿和解码模块226使用多路复用器224选择的导频信号。信道补偿和解码模块226使用相应的信道信息和合并方案如最大比率合并(MRC)对通过不同的路径得到的相同的符号进行合并，并产生输出信号。

多路复用器228可用导频选择信号来选择其中一个导频信号(例如，P-CHICH 201或S-CHICH 203)，并且相应地产生输出给RSCP模块230。RSCP模块230可包括合适的逻辑、电路、和/或代码，用于测量选择的导频信号的接收信号码功率。

本发明实现分集增益的处理可用于对抗无线蜂窝通信系统中的多路径衰减，因为可在不增加发射功率或不损失带宽效率的同时，提高信号的质量。在单天线的W-CDMA手机中，不同的多路径信号的衰减是彼此独立的。接收器可对几个不同的多路径信号中的相同信号进行解调，并且对该不同的多路径信号进行合并。得到的合并信号比单个信号更强。

图3是根据本发明的一个实施例的天线和多路径分集的耙指结构示意图。图3中，有公共导频信道1(CPICH1)301、公共导频信道2(CPICH2)303、专用物理信道(DPCH)305、多个多路复用器324和332、以及多个接收信号码功率模块328和330。

CPICH1 301包括接收器前端模块302、去扰码器304、累加器306和IIR滤波器308。CPICH2 303包括接收器前端310、去扰码器312、累加器314、和IIR滤波器316。DPCH 305包括接收器前端318、去扰码器320、累加器322、信道补偿和解码模块324。

接收器前端模块302可包括合适的逻辑、电路、和/或代码，用于处理从天线1接收到的RF信号。接收器前端模块310可包括合适的逻辑、电路、和/或代码，用于处理从天线2接收到的RF信号。接收器前端318可包括合适的逻辑、电路、和/或代码，用于处理从天线1或2接收到的RF信号。多路复用器332可使用天线选择信号来从天线1和天线2其中之一选择接收的信号，并且产生输出到接收器前端模块318。多个接收器前端模块302、310和318执行例如滤波、放大和模数转换操作。多个接收器前端模块302、310和318可用于对接收到的模拟RF信号进行放大并降频转换到基带。接收器前端模块302、310和318可包括有模数转换器(A/D)，对接收到的模拟基带信号进行数字化。

去扰码器304、312和320包括合适的逻辑、电路、和/或代码，用于将接收到的信号乘以加扰码和延迟了的加扰码。延迟可由路径搜寻器152在去扰码之前确定。每个延迟对应于被搜寻接收器150合并的一个单独的多路径。去扰码器304、312和320可使用扩频码乘以经过去扰码后的数据来对去扰码后的数据进行去扩频。去扰码器304、312和320也可使用加扰码和/或正交变量扩频因子(OVSF)编码乘以接收到的信号。

累加器306、314和322可包括合适的逻辑、电路、和/或代码，对分别从去扰码器304、312和320得到的经去扰码的信号进行累加。IIR滤波器308和316可能包括合适的逻辑、电路、和/或代码，用于对从累加器306和314得到的信号路径进行IIR滤波，并分别产生输出信号给RSCP模块328和330。

多路复用器324使用导频选择信号来选择一个导频信号(例如，CPICH1301或者CHICH2 303)，并产生输出给信号补偿和解码模块326。信道补偿和解码模块326可利用多路复用器326选择的导频信号。信道补偿和解码模块326可使用相应的信道信息和合并方案(例如，最大比率合并MRC)来将从不同路径得到的同样的符号进行合并，并产生输出信号。

RSCP模块328可包括合适的逻辑、电路、和/或代码，用于测量接收信号码功率或者从天线1得到的多个多路径信号的信噪比(SNR)，并且产生输出信号给选择控制单元。RSCP模块330可包括合适的逻辑、电路、和/或代码，用于测量接收信号码功率或者从天线2得到的多路径信号的信噪比(SNR)，并且产生输出信号给选择控制单元。

至少一个导频信道(例如，CPICH1 301或CPICH2 303)的广义码可进行修改，该广义码可测量多个接收到的多路径信号中每个多路径信号的强度。该多个接收到的多路径信号的强度可在第一导频信道如CPICH1 301上通过对其广义码或去扰码器304中的加扰码赋零值来测得。该多个接收到的多路径信号的强度还可在第二导频信道如CPICH2 303上通过将其广义码或去扰码器312中的加扰码赋非零值来测得。

根据本发明的一个实施例，可选择多个最强的多路径信号来进行解调，比如，可基于测得的多路径信号的信噪比(SNR)来选择12个多路径信号中的6个。CPICH1 301和CPICH2 303可同时用来监测从两个天线(天线1和天线2)得到的信号。最强的信号路径可由DPCH 305基于它们测得的信噪比来进行处理。

图4是根据本发明的一个实施例在MIMO系统中使用的基带处理器的结构示意图。图4中，基带处理器400包括群集路径处理器(CPP)模块432、最大比率合并模块424、去扩频模块426、分集处理器428、宏单元合并器模块430、比特率处理模块431、卷积解码模块438、Turbo解码模块440。

美国专利申请No.11,173,854(代理号16218US02)提供了对信号群集的详细描述并且在此完整地引用它作为本申请文件的一部分。

CPP模块432可包括多个群集处理器，用来接收和处理比如从芯片匹配滤波器(CMF)接收到的输入信号。在基带接收处理器400中，CPP模块432中的CPP 432a，...，432n可划分为多个处理器对，其中的每对处理器用来跟踪时间(time-wise)并且估计群集中的元素的复合相位和幅度。一个群集即为接收到的多路径信号的聚合，其最大时间差不超过16×1/3.84⁶秒。在这些情况下，两个处理器的需要是来自于W-CDMA标准设备的接收模式中发射信号是通过两个天线发射的，这两个天线需要两个处理器。这些接收模式包括闭环1(CL1)、闭环2(CL2)和STTD。CPP模块432可确定信道的整体传递函数的估计值，并且可用于在每个基站恢复信道。

CPP模块432可基于每个基站生成信道实际时变脉冲响应的信道估计值

和。CPP 432也可在每个基站的基础上产生与在接收端的天线(例如，图1A中的天线106_1...M)接收到的信号相关的时序信息T。相应的锁指示器L₁和L₂可由群集处理器生成。锁指示器可以指出，相应的估计值中的哪些分量为有效分量值。在本发明的一个实施例中，当发送的信号用两个天线来发射时，群集路径处理器432a，...，432n可被配置为成对地运行，其中这两个天线可位于同一基站中，或者在不同的基站中。每个基站的信道的实际时变脉冲响应的信道估计值

和以及锁指示器L₁和L₂、和每个基站的时序信息T，可传送给单权重生成器模块(SWG)以及最大比率合并(MRC)模块424进行进一步处理。信道估计值和

、锁指示器L₁和L₂和时序信息T可由SWG模块用来产生单个权重(SW)控制信号，用于接收天线接收到的一个或多个信号的相移。

最大比率合并模块424可包括合适的逻辑、电路、和/或代码，用于从相应的群集路径处理器模块432接收时序基准信号T，和信道估计值和锁指示器(h₁，L₁)和(h₂，L₂)，以用来处理例如从芯片匹配滤波模块(CMF)接收到的信号。最大比率合并模块424可使用依据对应的锁指示器的指示有效的信道估计值分量，而不使用依据对应的锁指示器指示无效的信道估计值分量。最大比率合并模块424可提供一种合并方案或机制来实现耙式接收器，结合使用自适应天线阵列来对抗噪声、衰减、和/或共信道干扰。

根据本发明的一个实施例，最大比率合并模块424可包括合适的逻辑、电路、和/或代码，用于将从分配的RF信道接收到的各个不同路径信号相加在一起，来达到最高的可达到信噪比。该最高的可达信噪比取决于最大比率合并器。最大比率合并器是分集合并器时，将所有接收的多路径信号相加在一起，其中每个多路径信号都具有唯一的增益。相加之前每个多路径的增益与该多路径接收到的信号电平成正比，而与多路径噪声电平成反比。每个最大比率合并模块也可使用其它信号合并技术，例如选择合并器、切换的分集合并器、等增益合并器或最优合并器。

在本发明的一个实施例中，最大比率合并模块424内耙指的分配取决于从群集路径处理模块432得到的信道估计值h₁和h₂。最大比率合并模块424内用到的比例常数取决于从群集路径处理模块432得到的有效信道估计值

和

去扩频器(DS)模块426可包括多个去扩频426a，...，426n。每个去扩频器426a，...，426n可包括合适的逻辑、电路、和/或代码，用于对接收到的信号进行去扩频，这些接收到的信号可能之前在发射器中用正交扩频码进行了扩频。在传送信息信号(称为“符号”)之前，发射器可能已经应用了正交扩频码，产生的信号包括多个片段(chips)。去扩频模块426可产生本地码，如Gold码或正交变量扩频因子(OVSF)码，通过包括乘法和累加操作的方法应用于接收到的信号。在对预定数量的信号片段(符号在其内进行调制)的积分完成之后，处理增益可得到实现。

在接收器端进行去扩频之后，可提取出原始符号。WCDMA在扩展频谱信号(其为正交的，减少了多址干扰(MAI))中间使用扩频码，可支持单个RF信号中的多个扩展频谱信号的同时发送。接收器可通过应用去扩频码(等效于用于生成扩展频谱信号的编码)来从发射的多个扩展频谱信号中提取出单独的符号。与CPP模块432和MRC模块424相似的是，去扩频器模块426可被分配到每个基站，同时，MRC模块424与被分配到同一个基站上的去扩频器模块426通信。

分集处理器428，包括多个分集处理器模块428a，...，428n，可包含合适的逻辑、电路、和/或代码，用于合并以分集模式从多个天线发射的信号。该分集模式包括OL、CL1和CL2。分集处理器428可合并从在同一个基站的多个天线发射的信号。与群集路径处理器432相似的是，最大比率合并模块424和去扩频器模块426、分集处理器428可被分配到每个基站，同时，分集处理器428与被分配到同一个基站的去扩频模块426进行通信。

宏单元合并器430可包括合适的逻辑、电路、和/或代码，用于实现宏观分集。宏观分集方案可用于合并两个或多个长期对数正态信号(lognormalsignal)，该信号可通过从位于不同基站的两个或多个不同天线接收到的单独的衰减路径得到。微观分集方案可用于合并两个或多个短期瑞利(Rayleigh)信号，其中该信号通过从一个接收站点的两个或多个不同天线接收到的单独衰减路径获得。

比特率处理模块431可包括合适的逻辑、电路和/或代码，用于处理从宏单元合并器430接收到的数据帧。处理过程可进一步包括对接收的帧内的数据进行去穿孔(depuncturing)、去交错，并进一步确定在输出信号中传送经过处理的帧的速率。

卷积解码器438可包括合适的逻辑、电路、和/或代码，用于处理在3GPP规范中规定的卷积码的解码。卷积解码器的输出可以是数字信号，其包括语音信息，适于由语音处理单元进行处理。Turbo解码器440可包括合适的逻辑、电路和/或代码，用于处理在3GPP规范中规定的卷积码的解码。Turbo解码器440的输出可以是数字信号，其具有数据信息，适于由视频显示处理器使用。

最大比率合并模块424可使用每个基站的信道估计值和锁指示器(h₁，L₁)、(h₂，L₂)和时序信息T，来分配耙指给接收到的各个不同路径信号，并且为每个耙指分配比例常数。接收到的各个不同路径信号可在最大比率合并模块424中作为信号群集进行处理。在本发明的一个实施例中，最大比率合并模块424可分配时间T(n)给CPP 432的第n个栅格元素，且多个时间T(n)取决于时间基准T。给定了时间分配和时间偏移toff，特定的CPP 432模块即432n可在始于[T(n)-toff/2]、结束于[T(n)+toff/2]的时间间隔内检测各个不同路径信号。

针对每个CPP 432集中接收到的各个不同路径信号组成一个信号群集。对于一组耙指的n的值，接收器内的CPP 432的各处理元素的T(n)值之间的关系满足T(n+1)-T(n)等于常数。所以，一旦T确定了，信号群集中各个不同路径信号的接收的时序关系就可以确定。时间偏移值toff可代表一段持续时间，其至少有传送一个符号中的多个片段所需的时间那么长。例如，如果该符号包括16个片段，且W-CDMA的片段传送率是3.86×106片段/秒，这样的话，时间偏移量将是(16/3.84×106)秒，即大约4毫秒。

本发明的实施例并不限于针对耙式接收器的所有n个耙指T(n+1)-T(n)的值恒定的情况。然而，每个值T(n)均取决于时间基准信号T。

最大比率合并模块424可成比例调整并将接收到的各个不同路径信号相加来生成片级输出(chip level output)，并传送给去扩频模块426。去扩频器模块426对从最大比率合并模块424接收到的片级信号进行去扩频，从而产生原始发射信号的估计值。分集处理器模块428提供分集处理并基于每个基站产生输出数据估计值。当接收到的信号是由多个基站发射的时，宏单元合并模块430实现宏观分集。比特率处理模块431可执行处理任务，包括对在接收的各个不同路径信号内传送的数据帧进行去打孔和去交错。比特率处理器模块431可确定传送经过处理的数据帧给卷积解码器模块438和/或Turbo解码器模块440的速率。卷积解码器模块438对比特率处理模块431的输出中产生的信号的语音部分进行卷积解码。Turbo解码器模块440对比特率处理模块431的输出中产生的信号的数据部分进行Turbo解码。

图5是根据本发明的一个实施例用于选择多个最强信号的选择控制单元的模块图。图5中示出了选择控制单元502。

选择控制单元502可包括合适的逻辑、电路、和/或代码，用于接收多个多路径信号及其中对应的RSCP测量值或SNR测量值。例如，对于具有6个耙指的耙式接收器150，选择控制单元502可从2个天线(天线1和天线2)接收12个多路径信号以及它们相应的RSCP测量值。选择控制单元502可基于接收到的RSCP测量值选择接收到的多路径信号中的一部分。例如，选择控制单元502可在接收到的12个多路径信号中产生最强的6个多路径信号。选择控制单元502也可产生如多路径时序、天线索引和相应的产生多路径信号的MRC权重。6个耙指中可选择DPCH 305用于6个最强的路径。

为了实现更多的分集增益，使用多个天线来提供更多的信号接收。例如，对于手持设备来说，可使用两个天线。使用两个天线的情况下，可解的多路径信号数量相对于一个天线可以增加一倍。通过将从两个天线得到的多路径信号进行合并，便可实现完全的分集增益，这可能需要将用于其它天线的耙式接收器上已有的耙指数目翻倍。分集的阶由可供选择的总的可用多路径信号数量来决定，而不是由选择的多路径信号的数量来决定。完全分集增益可从空间或天线和时间或多路径信号得到。完全分集增益的阶可计算为天线的数量乘以多路径信号的数量的积。

当没有衰减并且信号只被高斯加性白噪声(AWGN)影响时，用误比特率(BER)衡量的性能可用下式代表：

$\mathrm{BER}=Q\left(\sqrt{\mathrm{\αSNR}}\right)\≈\frac{1}{2}{e}^{\frac{1}{2}\mathrm{\αSNR}}---\left(1\right)$

其中，Q(x)是变量x的Q函数，α是基于分集路径数量的常数。BER可随着信噪比(SNR)的增加而呈指数下降。在瑞利衰减情况中，SNR可以是指数随机变量并且式(1)可能是基于衰减的BER的条件值。因此，平均BER可通过对式(1)求平均用SNR的密度函数， $\frac{1}{\stackrel{\‾}{\mathrm{SNR}}}{e}^{-\frac{1}{\stackrel{\‾}{\mathrm{SNR}}}\mathrm{SNR}}$ 来确定。带有衰减时的平均BER，表示为

可根据下式来计算：

$\stackrel{\‾}{\mathrm{BER}}=\underset{0}{\overset{\∞}{\∫}}Q\left(\sqrt{\mathrm{\αSNR}}\right)\frac{1}{\stackrel{\‾}{\mathrm{SNR}}}{e}^{-\frac{1}{\stackrel{\‾}{\mathrm{SNR}}}\mathrm{SNR}}\mathrm{dSNR}\≈\frac{1}{\stackrel{\‾}{4\mathrm{SNR}}}---\left(2\right)$

平均

可随SNR的增加而下降。为提高性能，将多个多路径信号合并，例如，可将L个多路径信号合并。结果产生的

可根据下式计算：

$\stackrel{\‾}{\mathrm{BER}}=\underset{0}{\overset{\∞}{\∫}}...\underset{0}{\overset{\∞}{\∫}}Q\left(\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{SNR}}_i\right)\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Π}}}\frac{1}{\stackrel{\‾}{{\mathrm{SNR}}_i}}{e}^{-\frac{1}{\stackrel{\‾}{{\mathrm{SNR}}_i}}\mathrm{SNR}}{\mathrm{dSNR}}_1...{\mathrm{dSNR}}_L---\left(3\right)$

$=\frac{1}{4^L}\left(\begin{array}{c}2L-1\\ L\end{array}\right)\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Π}}}\frac{1}{\stackrel{\‾}{{\mathrm{SNR}}_i}}$

当信道是同样彼此独立的时， ${\stackrel{\‾}{\mathrm{SNR}}}_i=\stackrel{\‾}{\mathrm{SNR}},i=1,...,L.$ 式(3)可用下式表示：

$\stackrel{\‾}{\mathrm{BER}}=\frac{1}{4^L}\left(\begin{array}{c}2L-1\\ L\end{array}\right){\left(\frac{1}{\stackrel{\‾}{{\mathrm{SNR}}_i}}\right)}^L---\left(4\right)$

进行分集合并后，信道的性能或者平均BER可根据SNR的倒数上升到第L次幂而改变。SNR的倒数的幂可称为分集的阶。针对iid瑞利衰减的情况，L个多路径信号中最强的m个多路径信号的联合密度函数可根据下式计算：

$f({\mathrm{SNR}}_1,{\mathrm{SNR}}_2,...{\mathrm{SNR}}_m)=\frac{L!}{(L-m)!}{{\mathrm{SNR}}_m}^{L-m}{\stackrel{\‾}{\mathrm{SNR}}}^L---\left(5\right)$

BER在合并了最强的m个多路径信号之后，可根据下式计算：

$\stackrel{\‾}{\mathrm{BER}}=\underset{0}{\overset{\∞}{\∫}}...\underset{0}{\overset{\∞}{\∫}}Q\left(\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{SNR}}_i\right)\frac{L!}{(L-m)!}{\mathrm{SNR}}_m^{L-m}{\stackrel{\‾}{\mathrm{SNR}}}^L{\mathrm{dSNR}}_1...{\mathrm{SNR}}_L$

$=\frac{1}{4^L}\left(\begin{array}{c}2L-1\\ L\end{array}\right)\frac{L!}{m!m^{L-m}}\frac{1}{\stackrel{\‾}{{\mathrm{SNR}}_i^L}}---\left(6\right)$

从式(6)可知，分集的阶是L，与m无关。对于1≤m≤L，选择所有的多路径信号和选择m个多路径信号之间将存在差异，这被定义为SNR差异。从式(4)和式(6)可知，此SNR差异可根据下式计算：

$\mathrm{SNR}\_\mathrm{diff}=[10\log (L!/m!m^{L-m})/L]\mathrm{dB}---\left(7\right)$

通过合并最强的6个多路径信号，本发明可损失例如[10log(12！/6 ！6⁶)]dB≈0.9dB。例如，对于总共有12个多路径信号的情况下，选择耙式接收器的6个耙指用于一个天线，可以得到与用两个天线时同样的分集增益，而SNR的损失少于1dB。如果多路径信号数量少于12个，损失会更少。在耙式接收器150的每个耙指中，有两个未被同时使用的导频估计器。根据本发明的一个实施例，非活动的那个导频估计器可用于监视来自两个天线的多路径信号，并不增加任何硬件的复杂性。

根据本发明的一个实施例，选择控制单元502可基于接收到的RSCP测量值来选择多个接收到的多路径信号的一部分。例如，选择控制单元502可在接收到的12个多路径信号中产生6个最强的多路径信号，或者选择多个接收到的多路径信号中超过一定阈值的一部分多路径信号。被选择控制单元502选择的该部分多路径信号可通过最大比率合并(MRC)算法来合并。例如，MRC模块424合并由选择控制单元502选择的多个接收到的多路径信号。选择控制单元502也可产生如多路径时序、天线指数和相应的产生的多路径信号的MRC权重等信息。

图6是根据本发明的一个实施例在第一测试例中的无线接收器的性能比较示意图。图6中，曲线图602表示在基于3GPP TS 25.101的第一测试例(Case1)下的无线接收器的性能比较。例如，其中有2个多路径信号，一个多路径信号在0dB，第二个多路径在-10dB。更新率是150个导频信号且多普勒(Doppler)频率是350Hz。

随着SNR或(Ec/lor)的增加出错概率的变化情况可用三个不同的接收器结构来示出。对于采用单个天线和6个耙指的第一接收器结构，随着SNR或(Ec/lor)的增加出错概率的变化情况表示为1a-MRC 604。对于具有两个天线和6个耙指的第二接收器结构，随着SNR或(Ec/lor)的增加出错概率的变化情况表示为2as-MRC 606。在此接收器结构中，最强的6个多路径信号可基于它们的测量出的信噪比来选择，6个耙指用来对这最强的6个多路径信号进行解调。对于具有两个天线和12个耙指的第三接收器结构，随着SNR或(Ec/lor)的增加出错概率的变化情况表示为2a-MRC 608。在这种情况下，耙式接收器的每个耙指解调一个多路径信号。

对于第二种有两个天线和6个耙指的接收器结构来说，其性能在任何更新率下可与有两个天线和12个耙指的第三种接收器结构的性能相同。例如，有2个天线和6个耙指的第二种接收器结构的增益与一个天线的情况相比，是3dB。

图7是根据本发明的一个实施例在第2个测试例中无线接收器的性能比较示意图。参考图7，所示的曲线图702表示无线接收器在基于3GPP TS 25.101的第二测试例(Case 2)下的性能比较。例如，可以有3个多路径信号，即处于0dB的第一多路径，处于0dB的第二多路径，处于0dB的第三多路径。更新率是150个导频信号且多普勒频率是350Hz。

随着SNR或(Ec/lor)的增加出错概率的变化情况可用三个不同的接收器结构来示出。对于采用单个天线和6个耙指的第一接收器结构，随着SNR或(Ec/lor)的增加出错概率的变化情况表示为1a-MRC 704。对于具有两个天线和6个耙指的第二接收器结构，随着SNR或(Ec/lor)的增加出错概率的变化情况表示为2as-MRC 706。在此接收器结构中，最强的6个多路径信号可基于它们的测量出的信噪比来选择，6个耙指用来对这最强的6个多路径信号进行解调。对于具有两个天线和12个耙指的第三接收器结构，随着SNR或(Ec/lor)的增加出错概率的变化情况表示为2a-MRC 708。在这种情况下，耙式接收器的每个耙指解调一个多路径信号。

对于第二种有两个天线和6个耙指的接收器结构来说，其性能在任何更新率下可与有两个天线和12个耙指的第三种接收器结构的性能相同。例如，有2个天线和6个耙指的第二种接收器结构的增益与一个天线的情况相比，是3dB。

图8是根据本发明的一个实施例在第6测试例中无线接收器的性能比较示意图。参考图8，展示的曲线图802表示无线接收器在基于3GPP TS 25.101的第6测试例(Case 6)下的性能比较。例如，可以有4个多路径信号，第一个多路径是0dB，第二个多路径是-3dB，第三个多路径是-6dB，第四个多路径是-9dB。更新率是1个导频信号且多普勒频率是420Hz。

随着SNR或(Ec/lor)的增加出错概率的变化情况可用三个不同的接收器结构来示出。对于采用单个天线和6个耙指的第一接收器结构，随着SNR或(Ec/lor)的增加出错概率的变化情况表示为1a-MRC 804。对于具有两个天线和6个耙指的第二接收器结构，随着SNR或(Ec/lor)的增加出错概率的变化情况表示为2as-MRC 806。在此接收器结构中，最强的6个多路径信号可基于它们的测量出的信噪比来选择，6个耙指用来对这最强的6个多路径信号进行解调。对于具有两个天线和12个耙指的第三接收器结构，随着SNR或(Ec/lor)的增加出错概率的变化情况表示为2a-MRC 808。在这种情况下，耙式接收器的每个耙指解调一个多路径信号。

对于第二种有两个天线和6个耙指的接收器结构来说，其性能在以该导频符号率更新的情况下可与有两个天线和12个耙指的第三种接收器结构的性能相同。例如，有2个天线和6个耙指的第二种接收器结构的增益与一个天线的情况相比，是3dB。

图9是根据本发明的一个实施例在第6个测试例中无线接收器的性能比较示意图。参考图9，所展示的曲线图902表示无线接收器在基于3GPP TS 25.101的第6测试例(Case 6)下的性能比较。例如，可以有4个多路径信号，第一个多路径是0dB，第二个多路径是-3dB，第三个多路径是-6dB，第四个多路径是-9dB。更新率是10个导频信号并且多普勒频率是420Hz。

随着SNR或(Ec/lor)的增加出错概率的变化情况可用三个不同的接收器结构来示出。对于采用单个天线和6个耙指的第一接收器结构，随着SNR或(Ec/lor)的增加出错概率的变化情况表示为1a-MRC 904。对于具有两个天线和6个耙指的第二接收器结构，随着SNR或(Ec/lor)的增加出错概率的变化情况表示为2as-MRC 906。在此接收器结构中，最强的6个多路径信号可基于它们的测量出的信噪比来选择，6个耙指用来对这最强的6个多路径信号进行解调。对于具有两个天线和12个耙指的第三接收器结构，随着SNR或(Ec/lor)的增加出错概率的变化情况表示为2a-MRC 908。在这种情况下，耙式接收器的每个耙指解调一个多路径信号。

第二种有两个天线和6个耙指的接收器结构与第三种有两个天线和12个耙指的接收器结构之间的性能差异在时隙率为10个导频符号并且多普勒频率是420Hz的情况下，大约是0.5dB。第二种有两个天线和6个耙指的接收器的增益与仅有一个天线的情况比，大约是3dB。当移动速度增加、更新率下降时，第二种有两个天线和6个耙的接收器结构的性能会下降。

图10是根据本发明的一个实施例在第3测试例中无线接收器的性能比较示意图。参考图10，所展示的曲线图1002表示无线接收器在基于3GPP TS25.101的第3测试例(Case 3)下的性能比较。例如，可以有4个多路径信号，第一个多路径是0dB，第二个多路径是-3dB，第三个多路径是-6dB，第四个多路径是-9dB。更新率是10个导频信号并且多普勒频率是420Hz。

随着SNR或(Ec/lor)的增加出错概率的变化情况可用三个不同的接收器结构来示出。对于采用单个天线和6个耙指的第一接收器结构，随着SNR或(Ec/lor)的增加出错概率的变化情况表示为1a-MRC 1004。对于具有两个天线和6个耙指的第二接收器结构，随着SNR或(Ec/lor)的增加出错概率的变化情况表示为2as-MRC 1006。在此接收器结构中，最强的6个多路径信号可基于它们的测量出的信噪比来选择，6个耙指用来对这最强的6个多路径信号进行解调。对于具有两个天线和12个耙指的第三接收器结构，随着SNR或(Ec/lor)的增加出错概率的变化情况表示为2a-MRC 1008。在这种情况下，耙式接收器的每个耙指解调一个多路径信号。

第二种有两个天线和6个耙指的接收器结构与第三种有两个天线和12个耙指的接收器结构之间的性能差异在时隙率为10个导频符号并且多普勒频率是420Hz的情况下，大约是0.2dB。第二种有两个天线和6个耙指的接收器的增益与仅有一个天线的情况比，大约是2dB。当移动速度增加、更新率下降时，第二种有两个天线和6个耙的接收器结构的性能会下降。

图11是根据本发明的一个实施例无线接收器由于软切换(SHO)的性能比较示意图。参考图11，所展示的曲线图1102表示无线接收器因基于3GPP TS25.101的软切换造成的性能比较。例如，可以有6个多路径信号，第一个多路径是0dB，第二个多路径是-3dB，第三个多路径是-6dB，第四个多路径是-9dB，第五个多路径是-12dB，第六个多路径是-15dB。例如，更新率可以是10个导频信号并且多普勒频率可以是350Hz。

随着SNR或(Ec/lor)的增加出错概率的变化情况可用三个不同的接收器结构来示出。对于采用单个天线和6个耙指的第一接收器结构，随着SNR或(Ec/lor)的增加出错概率的变化情况表示为1a-MRC 1104。对于具有两个天线和6个耙指的第二接收器结构，随着SNR或(Ec/lor)的增加出错概率的变化情况表示为2as-MRC 1106。在此接收器结构中，最强的6个多路径信号可基于它们的测量出的信噪比来选择，6个耙指用来对这最强的6个多路径信号进行解调。对于具有两个天线和12个耙指的第三接收器结构，随着SNR或(Ec/lor)的增加出错概率的变化情况表示为2a-MRC 1108。在这种情况下，耙式接收器的每个耙指解调一个多路径信号。

第二种有两个天线和6个耙指的接收器结构与第三种有两个天线和12个耙指的接收器结构之间的性能差异在时隙率为10个导频符号并且多普勒频率是420Hz的情况下，大约是0.65dB。第二种有两个天线和6个耙指的接收器的增益与仅有一个天线的情况比，大约是2dB。当移动速度增加、更新率下降时，第二种有两个天线和6个耙的接收器结构的性能会下降。

针对分别如图6和图7中所示的第1测试例和第2测试例，第二种有两个天线和6个耙的接收器结构的性能与第三种有两个天线和12个耙指的接收器结构的性能在任何更新率的情况下都相似。在图8、图9、图10中所示的第3测试例和第6测试例中，第二种有两个天线和6个耙指的接收器结构的性能与第三种有两个天线和12个耙指的接收器结构的性能在例如时隙率或10个导频符号和多普勒频率为420Hz的情况下相差0.2～0.5dB。第二种有两个天线和6个耙指的接收器结构的增益与只有一个天线的情况相比较大约是2dB。在软切换实施例中，第二种有两个天线和6个耙指的接收器结构的性能与第三种有两个天线和12个耙指的接收器结构的性能在例如时隙率或10个导频符号和多普勒频率为420Hz的情况下相差0.65dB。

根据本发明的一个实施例，本发明实现空时分集增益的方法和系统包括修改至少一个导频信道(如CPICH1 301或CPICH2 303)的广义码来测量多个接收到的多路径信号的信号强度。选择控制单元502基于由多个RSCP模块328和330测量到的信号强度来合并该多个接收到的多路径信号中的一部分。该多个接收到的多路径信号的信号强度可在第一导频信道上(例如，CPICH1301)将其广义码或去扰码模块304中的加扰码赋零值来测得。该多个接收到的多路径信号的强度还可在第二导频信道(例如，CPICH2 303)上将其广义码或去扰码模块212中的加扰码赋非零值来测得。

选择控制模块502可基于接收到的RSCP测量值来选择多个接收到的多路径信号中的一部分信号。例如，选择控制单元可在接收到的12个多路径信号中或者在接收到的多路径信号中超过一定阈值的信号中产生6个最强的多路径信号。由选择控制模块502选择出的该部分多路径信号可通过最大比率合并(MRC)算法来合并。选择控制单元5020也可产生如多路径时序、天线索引、和相应的产生多路径信号的MRC权重。

本发明的另一实施例提供一种机器可读存储器，其内存储的计算机程序具有至少一个代码段可被机器执行，使该机器能够执行在上面描述的实现空时分集增益的方法。

因此，本发明可以通过硬件、软件，或者软、硬件结合来实现。本发明可以在至少一个计算机系统中以集中方式实现，或者由分布在几个互连的计算机系统中的不同部分以分散方式实现。任何可以实现所述方法的计算机系统或其它设备都是可适用的。常用软硬件的结合可以是安装有计算机程序的通用计算机系统，通过安装和执行所述程序控制计算机系统，使其按所述方法运行。在计算机系统中，利用处理器和存储单元来实现所述方法。

本发明还可以通过计算机程序产品进行实施，所述程序包含能够实现本发明方法的全部特征，当其安装到计算机系统中时，通过运行，可以实现本发明的方法。本文件中的计算机程序所指的是：可以采用任何程序语言、代码或符号编写的一组指令的任何表达式，该指令组使系统具有信息处理能力，以直接实现特定功能，或在进行下述一个或两个步骤之后实现特定功能：a)转换成其它语言、编码或符号；b)以不同的格式再现。

本发明是通过几个具体实施例进行说明的，本领域技术人员应当明白，在不脱离本发明范围的情况下，还可以对本发明进行各种变换及等同替代。另外，针对特定情形或具体情况，可以对本发明做各种修改，而不脱离本发明的范围。因此，本发明不局限于所公开的具体实施例，而应当包括落入本发明权利要求范围内的全部实施方式。

Claims (9)

1.一种在无线通信系统中用于分集处理的方法，其特征在于，所述方法包括：

修改至少一个导频信道的广义码，以为多个接收到的多路径信号中的每一个测量信号强度；

基于所述测量到的信号强度将所述多个接收到的多路径信号进行部分合并；

所述方法进一步包括采用耙式接收器结构，所述耙式接收器的每个耙指中包括两个未被同时使用的导频估计器，采用非活动的那个导频估计器监视来自天线的多路径信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括测量所述多个接收到的多路径信号的信噪比。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括在第一导频信道上通过给所述广义码赋零值来测量所述多个接收到的多路径信号的信号强度。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括在第二导频信道上通过给所述广义码赋非零值来测量所述多个接收到的多路径信号的信号强度。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括将所述多个接收到的多路径信号中信噪比高于特定阈值的部分进行合并。

6.一种在通信网络内实现分集增益的系统，其特征在于，所述系统包括：

修改至少一个导频信道的广义码以为多个接收到的多路径信号中的每一个测量信号强度的电路；

基于所述测量到的信号强度将所述多个接收到的多路径信号进行部分合并的电路；

所述系统进一步包括耙式接收器结构，所述耙式接收器的每个耙指中包括两个未被同时使用的导频估计器，采用非活动的那个导频估计器监视来自天线的多路径信号。

7.根据权利要求6所述的系统，其特征在于，所述系统进一步包括测量所述多个接收到的多路径信号的信噪比的电路。

8.根据权利要求6所述的系统，其特征在于，所述系统进一步包括在第一导频信道上通过给所述广义码赋零值来测量所述多个接收到的多路径信号的信号强度的电路。

9.根据权利要求6所述的系统，其特征在于，所述系统进一步包括在第二导频信道上通过给所述广义码赋非零值来测量所述多个接收到的多路径信号的信号强度的电路。

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