CN1516946A - 各正交频分复用码元中采用对称相位调整的频率校正 - Google Patents

Abstract

使载波相位旋转对接收的正交频分复用(OFDM)信号的影响减到最小的方法和接收机包括：将接收信号下变频到基带，将下变频信号数字化(x(t))，通过将数字化信号与关于码元对称地应用的校正信号(c(t))相乘来校正数字化基带信号中的频率偏移，以便使相位旋转误差最小。校正后的信号(x_adj(t))在FFT(26)中从时域变换到频域，以便避免载波间干扰，并加到解调器(28)以便恢复码元值。

Description

各正交频分复用码元中采用对称相位调整的频率校正

技术领域

本发明涉及一种使由信号调整和增强导致的载波相位旋转减至最小的方法和接收机，特别(但不专门)适用于克服接收的OFDM(正交频分复用)信号中的小频率偏移的影响。

背景技术

为了便于说明，本发明将参照OFDM信号来描述，但是应当理解，根据本发明的方法可应用于其它适当的调制方案。

美国专利说明书5732113中提到，经由OFDM信号通过信道的数据传输提供优于一些较传统的传输技术的若干优点。这些优点包括：

(a)通过具有与信道脉冲响应的较长时间相比的较长码元间隔而具有对多径时延扩展的容限。

(b)由于冗余度已经包含在OFDM信号中而具有对频率选择性衰落的容限。

(c)由于OFDM副载波的邻近性而产生的有效频谱利用。

(d)由于OFDM将信道均衡从时域转换到频域而产生的简化子信道均衡。

(e)由于能够修改OFDM频谱以说明干扰信号的功率分布而产生良好的干扰特性。

在收方，OFDM确实表现出一些缺点，最重要的是实现发射机和接收机之间的定时和频率同步。

如果数据帧内各码元的开头的精确定时不是已知的，则接收机无法消除循环前缀以及在计算码元样值的FFT之前正确隔离各个码元。

或许更重要且更困难的是确定并校正载频偏移的问题。理论上，接收的载频应当完全符合发送载频。但是，如果不满足这个条件，则失配导致接收的OFDM信号中的非零载波偏移。OFDM信号非常易受这种载频偏移的影响，这导致OFDM副载波之间的正交性丢失，而且产生载波间干扰(ICI)以及接收机上的恢复数据的误码率(BER)的急剧增加。

另一个缺点在于使发射机的抽样率与接收机的抽样率同步以消除抽样率偏移。这两个抽样率之间的任何失配导致帧中的码元到码元的2^m元次码元星座的旋转。

发明公开

本发明的一个目的是避免由强的载波间干扰引起的性能降低。

根据本发明的一个方面，提供一种接收机，它包括：用于确定发射信号和接收信号之间的相位旋转误差的装置；以及用于关于码元对称地应用频率偏移调整、以便使相位旋转误差最小的装置。

根据本发明的另一个方面，提供一种使正交频分复用信号中的载波相位旋转减至最小的方法，该方法包括：确定发射信号和接收信号之间的相位旋转误差；以及关于码元对称地应用频率偏移调整，以便使相位旋转误差减至最小。

附图概述

现在通过示例并参照附图来说明本发明，图中：

图1是根据本发明制作的一种接收机的示意框图；

图2是时间对振幅的曲线，说明根据本发明制作的接收机所接收的具有0.2Hz频率偏移的复合1Hz信号输入的正交相关分量；

图3表示已经变换到频域的实输出和虚输出的曲线；

图4是从图3估算的1Hz载波的变换后的实输出和虚输出的星座图；

图5是时间对振幅的曲线，说明已经对称地消旋-0.1Hz、具有估算的0.1Hz频率偏移的1.2Hz复合信号输入的正交相关分量；

图6表示图5所示信号已转换到频域的实输出和虚输出的曲线；

图7是从图6估算的1Hz载波的变换后的实输出和虚输出的星座图；

图8是时间对振幅的曲线，说明已经对称地消旋-0.2Hz的复合1.2Hz信号输入的正交相关分量；

图9表示图8所示信号已转换到频域的实输出和虚输出的曲线；

图10是从图9估算的1Hz载波的变换后的实输出和虚输出的星座图；

图11说明输入信号的对称消旋；以及

图12是测量频率偏移模块的另一个实施例的示意框图。

实施本发明的方式

参照图1，接收机包括连接到RF低噪声放大器(LNA)12的天线10。混频器14具有连接到LNA 12的输出端的一个输入端以及连接到标称上在输入OFDM信号的载频上工作的本地振荡器16的第二输入端。混频的结果加到低通滤波器18，低通滤波器18选择下变频信号的基带(或零IF)分量，并将其加到产生数字输出x(t)的模-数转换器(ADC)20。输出x(t)加到乘法器22的一个输入端和用于测量发射信号和接收信号之间频率偏移的模块24。模块24的输出包括校正信号c(t)，该信号被加到乘法器22的第二输入端。乘法器22的校正后的数字基带输出x_adj(t)加到FFT级26，FFT级将校正输出x_adj(t)从时域信号转换为由OFDM载波构成的频域信号X(t)，这个信号被加到解调器(DEMOD)28，解调器恢复码元值并将其提供给输出端30。

频率偏移测量模块24包括两个部件32、34。部件32用于测量频率偏移，部件34用于产生校正信号c(t)。部件32包括计算信号x(t)的相位的级36、用于存储频率偏移的累加器(ACCUM)38以及估算频率偏移的级40。

估算的频率偏移分别加到构成部件34的级42、44的输入端41、43。在级42，求出对称相位偏移的估算值并将其加到级44，级44产生校正正弦波(具有相位偏移)以校正加到输入端43的估算频率偏移。

为了便于理解根据本发明的方法，单独地采用单一载波来说明频率偏移校正对于各载波星座的影响。

假定采用64载波OFDM系统的第一载波，所有其它载波都断开。

输入信号 $x\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{n=63}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\πf}\frac{n}{64}}$ (其中f＝1)  (1)

如果这个输入已被给定频率偏移Δf，则等式(1)变成

$x\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{n=63}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\π}(f+\mathrm{\Δf})\frac{n}{64}}$ (其中f＝1)    (2)

为了校正频率偏移，需要将x(t)与正弦曲线c(t)相乘，其中频率与偏移相等但相反。

$c\left(t\right)=e^{j2\mathrm{\π}(-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{est}})\frac{n}{64}}-----\left(3\right)$

但是，频率偏移由于噪声和频率限制而只能估算。

如果估算的频率偏移等于实际偏移，则可以看到，当x(t)乘以c(t)时，频率偏移消失：

$x_{\mathrm{adj}}\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{n=63}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\π}(f+\mathrm{\Δf}-{\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{est}})\frac{n}{64}}-----\left(4\right)$

频率偏移对各载波相位的影响可通过将该信号变换到频域来确定。这对于解调很重要。DFT的一般表达式为：

$X\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\πn}\frac{k}{N}}---\left(5\right)$

将式(4)代入式(5)，得到：

$X\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{n=63}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\frac{-j2\mathrm{\πn}\left(k\right)}{64}}{e}^{\frac{j2\mathrm{\πn}(f+\mathrm{\Δf}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{est}})}{64}}----\left(6\right)$

它可简化为：

$X\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{n=63}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\frac{j2\mathrm{\πn}(f+\mathrm{\Δf}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{est}}-k)}{64}}----\left(7\right)$

对于1Hz输入信号，f＝1，如果检验1Hz频位(bin)，则k＝1，等式(7)变为

$X\left(1\right)=\underset{n=0}{\overset{n=63}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\frac{j24\mathrm{\πn}(\mathrm{\Δf}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{est}})}{64}}----\left(8\right)$

这个公式表示从下式开始的64个向量的总和：

$X\left(1\right)\stackrel{n=63}{\→}{e}^{\frac{j2\mathrm{\π}63(\mathrm{\Δf}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{est}})}{64}}\≡1\∠\frac{2\mathrm{\π}63(\mathrm{\Δf}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{est}})}{64}$

最终角度是起始和结束角度的平均值：

从该等式可以看出，引入的相位偏移与总频率偏移成比例。

解调器在理论上应当接收没有由于相位偏移误差而失真的输入。这些误差的一个来源是从相位偏移误差中产生频率偏移。相位偏移误差不会产生问题，只要它在被接收的码元串中是恒定的。这假定接收机正确地估算码元串的开始处的频率偏移，并且这没有变化。

但是，接收机很可能在所接收码元串中定期更新其频率偏移估算，这会改变引入的相位偏移误差。这些误差引起的干扰会有效地将更多相位噪声添加到解调器中，导致BER恶化以及严重地降低了解调器的性能。

这个问题可通过更新频率偏移公式(3)以考虑相位偏移来减轻。

$c\left(t\right)=e^{j2\mathrm{\π}(-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{est}})\frac{n}{64}}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{63}{64}\frac{{\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{est}}}{2}}=e^{j\frac{2\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{est}}}{64}\left(\frac{63}{2}n\right)}---\left(9\right)$

(频率补偿)(相位补偿)

可以看到，相位偏移经过更新，大致等于频率偏移引起的总相位的一半。

如果偏移校正与输入信号相乘，则得到：

$x_{\mathrm{adj}}\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{n=63}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{64}(\mathrm{nf}+\mathrm{n\Δf}+\frac{63{\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{est}}}{2}-{\mathrm{n\Δf}}_{\mathrm{est}})}-----\left(10\right)$

通过将公式(10)变换到频域，能够求出它对各载波相位的影响。

将信号代入DFT公式，得出：

$X\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{n=63}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\frac{-j2\mathrm{\πn}\left(k\right)}{64}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{64}(\mathrm{nf}+\mathrm{n\Δf}+\frac{63{\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{est}}}{2}-\mathrm{n\Δ}{f}_{\mathrm{est}})}--\left(11\right)$

$X\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{n=63}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{64}(\mathrm{nf}-\mathrm{nk}-\mathrm{n\Δf}-n{\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{est}}+\frac{63\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{est}}}{2})}---\left(12\right)$

对于1Hz输入信号，f＝1，如果考虑1Hz频位，则k＝1Hz，代入公式(12)而得到：

$X\left(1\right)=\underset{n=0}{\overset{n=63}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{64}(\mathrm{n\Δf}-n{\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{est}}+\frac{63{\mathrm{\Δf}}_{\mathrm{est}}}{2})}----\left(13\right)$

公式(13)表示从下式开始的64个向量的总和：

$X\left(1\right)\stackrel{n=0}{\→}{e}^{j\frac{63\mathrm{\π\Δ}{f}_{\mathrm{est}}}{64}}$

$X\left(63\right)\stackrel{n=63}{\→}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}63}{64}(\mathrm{\Δf}-\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{est}}+\frac{\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{est}}}{2})}$

最终角度是起始和结束角度的平均值：

通过检验这个公式可以看出，引入恒定的相位偏移，它与频率偏移成比例，但不受估算的频率偏移中的变化的影响。

以下实例用来说明与估算的频率偏移的这种不相关性。

接收1Hz输入信号，其中频率偏移为0.4Hz。

码元1

接收机识别频率偏移，但低估其为0.1Hz。接收机采用考虑了信号相位的经修改的频率偏移校正公式。因此，传递给64点FFT的所得信号具有偏移(0.4-0.1)＝0.3Hz。这引入以下第一码元的相位偏移误差：

这个偏移与估算的调整频率无关。

码元2

接收机重新计算频率偏移，这时准确地将其确定为0.4Hz。因此，传递给64点FFT的所得信号具有偏移(0.4-0.4)＝0Hz。这没有引入偏移误差：

相位偏移仍然是不变的，因为它仅取决于信号的初始频率偏移。

在实现根据本发明的方法时，参见以上公式(9)，将频率偏移估算值与相位偏移估算值相乘，产生从例如正值线性变化到负值、从而便于获取对称校正的出现的值序列，从而对称地应用校正。这是如下进行的：确保时域中中心样值的相位保持不变，同时旋转中心样值任一侧的样值以获取所需的频率偏移校正。这样，整个码元上的平均相位保持不变，因此各频率载波的相位不变。

为了说明关于OFDM码元对称地应用频率偏移调整的益处，参照附图中的图2至10。

图2、图3、图4是关于接收机接收了复合1.2Hz输入信号(图2)的情况。偏移频率测量模块24(图1)尝试计算频率偏移，但由于噪声而使它错误地认为不存在偏移并且信号为1Hz信号。接收机将信号变换到频域(图3)。1Hz频率分量的相位可从图3进行估算，并以星座图的形式画在图4中。

图5、图6、图7是关于获取同样在1.2Hz上偏移0.2Hz的下一个码元的接收机。这时，它将频率偏移估算为0.1Hz，也就是说，它认为接收信号是1.1Hz。采用对称消旋将输入信号消旋-0.1Hz之后，输入信号看上去如图5所示。图6和图7说明对应的FFT和星座图。虽然频率估算值不正确，但载波的相位保持不变。

图8、图9、图10涉及获取同样在1.2Hz上频率偏移0.2Hz的下一个后续码元的接收机。这时，它将频率偏移正确地估算为0.2Hz。采用对称消旋将输入信号消旋-0.2Hz之后，输入信号看上去如图8所示。图9和图10说明相应的FFT和星座图。可以看出，载波的相位保持不变。

参照图11，实线正弦波50表示具有频率f＝1.4Hz的输入信号，虚线正弦波52表示已经对频率f＝1.0Hz对称消旋-0.4Hz的1.4Hz信号。采用频率和相位偏移校正信号c(t)来实现消旋。

通过进行对称消旋，载波的相位基本保持不变。在图2至图4以及图5至图7所示的情况下，当分别出现没有消旋以及少于完全消旋时，载波的相位保持不变，但受到噪声影响。

通过对正弦波50对称消旋，OFDM副载波之间的正交性可以保持，从而充分降低了ICI和恢复数据中的BER。

图12是能够以FPGA(现场可编程门阵列)、ASIC(专用集成电路)或DSP(数字信号处理器)来实现的频率偏移测量模块24的另一个实施例的示意框图。模块24包括测量频率偏移部件32，它的输入端连接FFT级26的输出端而它的输出端连接产生校正信号c(t)级34的输入端。级34产生的校正信号c(t)加到乘法器22上，从而对数字化的基带信号x(t)消旋。

FFT级26的输出端上的OFDM载波也加到级32，其中，在级60中计算全部载波的平均相位旋转。级60的输出加到级62，在级62中估算偏移频率并提供给级42的输入端41以估算对称相位偏移。偏移频率的估算值以及估算的对称相位偏移提供给级44的相应输入端43和63，用于产生校正正弦波(具有相位偏移)c(t)，以便校正信号x(t)中的估算频率偏移。

在本发明的说明书和权利要求书中，出现在某一部件前面的词“一个”并不排除存在多个这类部件的情况。此外，词组“包括”也并不排除存在所列出内容以外的其它部件或步骤的情况。

通过阅读本公开，本领域的技术人员会清楚其它修改。这类修改可能包括其它特征，这些特征在OFDM接收机及其组成部分的设计、制造以及使用方面是已知的，并且可以代替本文所述的特征或者作为其补充。

Claims (8)

1.一种接收机，它包括用于确定发射信号和接收信号之间的相位旋转误差的装置以及用于关于码元对称地应用频率偏移调整、以便使所述相位旋转误差减到最小的装置。

2.如权利要求1所述的接收机，其特征在于用于将所述频率偏移调整后的码元变换到频域的装置。

3.如权利要求1所述的接收机，其特征在于用于确定所述频率偏移调整的装置包括用于估算频率偏移的装置、用于估算对称相位偏移的装置以及用于响应所述估算的频率偏移和所述估算的对称相位偏移而产生校正信号的装置。

4.如权利要求3所述的接收机，其特征在于用于接收信号的装置、用于从所述接收信号中产生基带信号的装置、用于将所述基带信号数字化的数字化装置、用于将所述数字化信号与所述校正信号相乘以产生校正后的数字输出信号的乘法装置以及用于将所述校正后的数字输出信号变换到频域的装置。

5.一种使正交频分复用信号中的载波相位旋转减到最小的方法，所述方法包括确定发射信号和接收信号之间的相位旋转误差以及关于码元对称地应用频率偏移调整以使所述相位旋转误差减至最小。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于将所述频率偏移调整后的码元变换到频域。

7.如权利要求5所述的方法，其特征在于通过响应所述估算的频率偏移和所述估算的对称相位偏移而产生校正信号来确定所述频率偏移调整。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于接收信号、从所述接收信号中产生基带信号、将所述基带信号数字化、将所述数字化信号与所述校正信号相乘以产生校正后的数字输出信号以及将所述校正后的数字输出信号变换到频域。

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