CN1477889A

CN1477889A - 用于数字传送网络的频率同步化方法及装置

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Publication number: CN1477889A
Application number: CNA031784720A
Authority: CN
Inventors: 刘上杰; 孙伟男; 黄合淇
Original assignee: MediaTek Inc
Current assignee: MediaTek Inc
Priority date: 2002-07-19
Filing date: 2003-07-18
Publication date: 2004-02-25
Anticipated expiration: 2023-07-18
Also published as: TW200402221A; US20040014480A1; TWI271074B; CN1285226C; US7062282B2

Abstract

一种应用于如GSM无线电话网络的无线通讯系统中的两阶段关连程序，是用以检测频率同步单频信号。一第一单元执行一组第一关连值以确认频率同步猝发信号的接收。当该组第一关连值的移动平均值，在一预定数量连续样本中超过第一预定阈值时，宣告一初始判断。移动平均是用接收样本功率加以规一化。当初始判断确立之后，第二单元执行一组第二关连值以验证频率同步化猝发信号的检测。当已规一化并完成移动平均的第二关连值在一预定数目连续样本超过一阈值时，宣告检测已完成验证。

Description

用于数字传送网络的频率同步化方法及装置

技术领域

本发明涉及在一无线通讯系统如蜂巢式大哥大电话技术(cellulartelephony)的频率校正单频信号的同步取得与时序偏移(timing offset)估计。本发明提供一方法与装置以进行在无线电传送频道(radio propagationchannels)中同步讯号(synchronization signa1)的检测，即使在接收端存在有巨大的频率偏差情形下，本发明使检测的结果仍能具有一相当高的成功率(probability)与一可接受的低误报率(false alarm rate)。此外，在一数字传送系统中，本发明藉由检测同步讯号以定位出流入数据流(incoming data stream)的时序界限(dming boundary)。

背景技术

在具有一导频通道(pilot channel)的移动式通讯系统中，移动台(mobilestation)与基站(base station)经由导频通道同步化，以使得信息可以交换、一通讯连结可以成功地建立。由于移动台通常没有足够的正确时序和频率参考，因此，移动台从导频信道中检测同步讯号，并从同步讯号萃取一频率偏移(frequency offset)以供调整移动台内部的频率参考及调整时序偏移以供帧同步化(frame synchronization)。更特别的是，在一时分多址(time divisionmultiple access，TDMA)系统如欧洲全球移动通讯系统(European GlobalSystem for Mobile Communication，GSM)中，一个所谓「频率校正频道」(frequency correction channel，FCCH)的逻辑频道被传送到广播控制频道(broadcast control channel，BCCH)载波上，并且在时间上交错地插入一多重帧(51帧)的架构中，以助于粗略的频率(coarse frequency)与时序同步化。当移动台电源开启时，或当移动台从一基站切换到另一交接基站时，移动台必须从新任基站捕捉FCCH，以和新任基站沟通。

频率校正频道(FCCH)使移动台与采用GSM标准的系统可开始进行同步化。产生FCCH方式乃藉由提供一常数输入序列至一高斯最小移频键控(Gaussian minimum shift keying，GMSK)调制器中，这方面可参照GSM规格说明书8.3.0版的05.02节(1999)。调制后的FCCH波形是大约66.7kHz的一纯单频信号(pure tone)。藉由检测此纯单频信号的存在与其时序，移动台可确认帧界限，并接着将移动台的本地震荡器(1ocal oscillator)与新任基站同步化。在检测到FCCH之后，移动台使用由检测FCCH所获得的信息以译码一同步化猝发信号(synchronization burst，SB)，SB落后FCCH八个GSM时隙(time slots)。最后移动台能够使用BCCH上的系统信息而锁定新任基站。

由于FCCH的存在时间相对而言较短，因此，即使在剧烈的噪声干扰与巨大的频率偏差等劣质电频条件下，都需要实时检测FCCH的发生。美国专利第6,356,608号提供了一方法，用接受器之后端电路检测FCCH并与之同步。该专利的解决方案是依靠预先处理以经由查表(table lookup)方式提供讯号相位解调，并使用海量存储器以执行相位解调。然而，上述步骤却可能影响获得同步讯号的速度，因此无法满足系统的要求。美国专利第5,241,688号中的装置利用可适性滤波器过滤所接收的讯号以获得时序与频率偏移补偿。其中，某些潜在的问题存在于该方法之中，这些问题应该被正视。可适性滤波中训练阶段(training phase)的过渡处理(transient processing)可能会造成一延迟，此延迟足以对FCCH检测机制产生影响。此外，数个TDMA帧检测失败之后，滤波器参数会超出上限因而导至FCCH不能被成功检测。

发明内容

本发明提供一方法用以检测用于数字传送网络的频率同步讯号，其中一传送器传送包含有一频率同步单频信号的多个信号，以使接收器可与传送器同步化。本方法包含了关连包含有频率更正单频信号的多种信号的接收样本，以及使用一移动平均法藉由一滑动窗口(Sliding Window)将所述关连接收样本作平均(averaging)，以产生一收益函数(revenue function)。计算接收讯号的一平均功率以将收益函数规一化。此方法藉由收益函数与一阈值的比较以及观察收益函数在一预定数目连续样本中超过该阈值，来决定频率更正单频信号是否存在。在检测到频率更正单频信号后，藉由寻找该收益函数的波峰位置(peak position)，来估计一时序偏移值(timing offset)。

本发明提供另一方法用以将数字传送系统中的一接收器同步化。数字传送系统的前端由无线通讯频道接收一讯号，并提供一序列的接收讯号样本。在第一阶段，初始检测程序在一开始检测频率更正单频信号，并处理接收的讯号样本以产生初始检测讯号。第二阶段，验证检测程序确认该频率更正单频信号的检测，并对所述接收样本做出响应，如果在连续的样本中，根据该初始检测讯号以及一平均功率所得的收益函数皆超过一阈值时，产生一验证检测讯号。

附图说明

关于本发明的优点与精神可以藉由以下的发明详述及附图得到进一步的了解。

图1表示本发明第一两阶段自我关连系统；

图2为GMSK讯号的群集(Sn)示意图；

图3为第一阶段中自我相关程序的移动平均法示意图；

图4为图1的同步化程序的流程图；

图5为图1的同步化程序的与时序检测相关的收益函数的示意图；

图6代表本发明第二两阶段自我关连系统；

图7为图6的同步化程序的与时序检测相关的收益函数的示意图；和

图8为图6的同步化程序的流程图。

附图标号说明

101、611：递延组件 102、612：共轭组件

103、613：内积组件

104：自我关连组件

105、109、111、603、608、614：移动平均组件

106、107、604、605：比较组件

108、615：残余频率估算器

110：外积组件 112：量组件

601：接收组件 602、606：计算组件

607、609：绝对值组件 610：功率估计组件

具体实施方式

根据本发明，一同步化程序的进行是经由将一组连续样本所产生的收益函数与一预定的阈值进行比较。当收益函数超越阈值的连续样本数目达到一定数量时，则频率更正单频信号的初始确认获得认证。后续的程序则用以使同步化更准确或用以设定帧位置。本程序有助于将移动台的本地振荡器频率以及帧界限与由基站所发出的输入讯号同步化。本发明的优点之一为能在巨大的频率偏移的情形下以高或然率检测到同步讯号，并由于明显的加强了正确率，因此亦适用于实时应用(real-time application)。本发明的同步化程序系使用两个收益函数、以及两阶段算法，或着亦可使用单一阶段算法。

本发明提供一种应用于通讯系统的同步化方法及装置，该通讯系统具有一导频信道。该方法及装置可于无线电传送频道中以高或然率检测到一频率更正单频信号。本发明的方法当使用多阶段演算机制时，效果更佳。使用多阶段是一种高效率的处理方法，使系统在一可接受范围的程序内实现实时的同步化单频信号检测。在本发明的较佳具体实施例中，是使用两个处理阶段分别执行粗略与细部的同步化。请参阅图1，图1表示本发明第一两阶段自我关连系统。在本发明的第一具体实施例中，可先使用一储存单元以累积储存由一模拟数字转换器产生的讯号样本。一第一收益函数计算单元(即第一阶段)用以做出一初始决定，该初始决定是关于来自频率校正频道(FCCH)的频率更正单频信号的检测。一第二收益函数计算单元(即第二阶段)用以做出自FCCH中进行单频信号检测的最终决定。本发明较佳具体实施例用以做出判断FCCH是否存在及其所在位置的决定，此一操作即使在有巨大的频率偏移存在的情况下，也可藉由本发明较佳具体实施例加以完成。而且，本发明较佳具体实施例藉由检测同步化单频信号的存在，同时可在数字传输系统中定位出输入数据流的时序界限。

第一收益函数计算单元(即第一阶段)，藉由在一长时间间隔中执行连续窗口的一滑动加总，以计算第一收益函数。一旦在滑动加总程序中，出现连续N个代表第一收益函数超过第一预定阈值的字符，第一收益函数计算单元产生一讯号，其代表初始决定为高度确定FCCH存在。在第一收益函数计算单元执行完FCCH初始检测之后，第二收益函数计算是使用与相位偏移无关的一第二收益函数，相位偏移是因为无线传播频道与本地振荡器的失准而产生。本发明是依赖第二收益函数以降低误报率以及避免巨大的频率偏移造成检测效能下降。第二收益函数计算单元(即第二阶段)用以决定是否出现连续M个代表第二收益函数值超过第二预定阈值的字符。

在另一具体实施例中，第一阶段的收益函数被定义为多个复合形式的接收讯号样本与接收讯号样本的递延版本的关连。至于第二阶段，收益函数被选定为一序列自我关连系数其是由一第一关连单元在一滑动窗口中确认。需要特别注意的是，此处所讨论到的收益函数有时也可为一成本函数。经由以下的讨论可得知此两名词是可互相取代的。

在本发明的第二实施例中，第一收益函数可经由计算每两个复合形式的接收样本的叉积而得到。请参阅图2，图2为GMSK讯号的群集(Sn)示意图。可利用如图2中一般传播讯号的群集来简化计算中的复杂度。第二阶段中接收样本的复合相关是平均一滑动窗口而得。

当检测到频率更正单频信号后，可藉由寻找该收益函数的峰值位置(peakposition)来估计一时序偏移值(timing offset)以提供帧同步化，并可得到一残留频率误差(residual frequency error)以补偿本地振荡器的频率不匹配。

GSM系统中，相对于频率校正频道(frequency correction channel，FCCH)的频率校正猝发信号(frequency correction burst，FCB)是由148个字符组成的序列，其中每一个字符皆为0。FCCH间歇而规律的传送，以使与基站所被分配到的时隙同步化。在传送时，FCCH的形式为一正弦载波，其频率约为67.7KHZ。一同步化猝发信号(synchronization burst，SB)则跟随在FCB之后，用以提供时序参考信息。移动台与一新任基站的同步化系经由移动台获取FCCH，以及使用FCCH所传送的信息以得到SB，在经由SB以得到附加的同步化信息。FCCH讯号的获取则是使用移动台中的单频信号检测器。

在本发明较佳具体实施方式中，所有的收益函数皆被限定在一已知的范围内，此限定的执行是经由已实行的规一化技术。两相异的收益函数是由各别的同步化阶段加以描述，因此，在实际执行上，是使用两种执行方法以完成执行本发明。因此，通过本发明的披露，任何本领域的技术人员依据本发明所产生的变化，应不脱离本发明的范围。

高斯最小移频键控(Gaussian minimum shift keying，GMSK)调制单频信号的复合接收讯号在时序n时取样的频率可表示为：

此处P_n为传输功率，θ表示移动台本地振荡器与传输讯号的时钟间的不准确度，φ由无线频道的噪声而引起。而w_n则为干扰项。GMSK讯号一般而言作为GSM通讯系统中通讯之用。正交相位检测技术(quadraturederection technique)则用于检测通讯讯号，在检测过程中可产生实部样本(相位中，I)及虚部样本(相位外，Q)。一般GMSK讯号的群集(Sn)可见于图2之中。

如图1所示，频率检测的基本操作是将两相邻接收样本进行移动平均关连。本发明所使用的较佳实施方法为两阶段自我关连算法。两阶段自我关连算法可参阅图1，第一阶段与第二阶段计算由虚线加以区隔。如图1所示，第一阶段的自我关连演算是将接收讯号样本与接收讯号样本的递延版本进行关连，并将此函数以一组关连值进行平均，此组关连值系由一滑动窗口中多个接收样本产生。如图1所示，接收讯号样本rn在一递延组件101中产生延迟，rn的共轭多由一共轭组件102所接收。产生的讯号则提供给一内积组件103，内积组件103计算所接收讯号中接收样本与其递延共轭样本的内积。接收样本与其递延共轭样本皆以复合形式表示。一自我关连组件104取内积的虚部以产生接收样本的自我关连值：

A_{n} = Im (r_{n} \cdot r_{n - 1}^{*}) \overset{FB}{~} P_{n} \cos θ

此处，FB用以表示此方程式如果并且仅仅如果在该讯号属于GSM05.02中所定义的频率校正猝发信号(FCB)时成立。

所述平均关连值被规一化并与一第一预定阈值进行比较。当所述平均并规一化的关联值(即第一收益函数)出现连续N次代表超过第一预定阈值的字符，即代表已做出一初始决定，表示在相当高的准确度下，该频率更正单频信号已被检测。第二阶段的自我关联演算使用第二收益函数，第二收益函数并不受一般由传播频道以及接收器所产生的相位偏移影响。并且，第二收益函数可用以降低误报率，并避免巨大的频率偏移所造成的效能下降。

将图1的一移动平均组件105用以将关连窗口进行平均以过滤噪声，第一阶段收益函数在时间k时可表示为：

S_{1} (k) = \frac{\underset{window_size}{Σ A_{n}}}{\underset{window_size}{Σ P_{n}}}

其中A_k为图1中接收讯号样本与延迟样本产生相关后的虚部。滑动窗口的长度可加以选择，举例而言，146个字符并具有由GSM标准所定义的k个区间(在不同操作模式时，接收窗口具有不同的k个区间，如待机模式时为11个帧，而闲置帧搜寻时为9个时隙)。请参阅图3，第一阶段中自我相关程序的移动平均法的进行可由图3表示。图3为第一阶段中自我相关程序的移动平均法示意图。

如图1所示，上述系统接着计算一平均功率函数以规一化该收益函数。所述接收样本被提供至一量组件112，量组件112用以计算其量，计算结果被提供至一移动平均组件111。移动平均组件111用以计算平均功率，其计算的数目与自我关连平均所使用的样本数目相同。换句话说，此两个滑动窗口具有相同的长度。如此地使用滑动平均可维持收益函数介于一需要的范围之内。对传送功率窗口进行加总可得到平均功率，并可供接收样本实部的规一化。一般说来收益函数的计算是在数字讯号处理器(DSP)中进行，与同步化过程的其它程序相同。

为了避免过长的除法运算工作不便于DSP的处理，是藉由图1中一比较组件106来执行下列的比较法以取代：

\underset{window_size}{Σ A_{n}} \overset{?}{>} \underset{window_size}{Σ P_{n}} \cdot λ_{1}

于N个连续字符中，

其中滑动窗口的长度(window_size)可以选择为W个字符而n值介于接收端窗口区间内。而方程式中所述的λ₁为第一阶段中的第一预定阈值，并根据经验法则决定λ₁且其值小于1。第一阶段的移动平均自我关连过程的进行可参照图3表示。

若收益函数S1出现N个连续代表大于第一预定阈值的字符，第一自我关连单元做出一初始决定，判定同步化讯号已被检测。在此初始检测之后，第二阶段自我关连程序开始启动。在此较佳实施方式中，在第二阶段程序时，是利用图1中一外积组件110于时间n时，计算相邻讯号的外积，可表示如下：

B_{n} = - Re (r_{n} \cdot r_{n - 1}^{*}) \overset{FB}{~} P_{n} \sin θ

同步化程序在第一关连阶段持续进行时，也进入第二阶段。因此第二关连程序至少有部份平行于第一阶段。为了叙述方便，定义一复合量Z_k为：

Z_{k} = \underset{window_size}{Σ A_{n}} + j \underset{window_size}{Σ B_{n}} \overset{FB}{~} P e^{jθ}

本发明是由两相邻Z_k的关联值而获得第二阶段的收益函数，此中计算方式不会受到无线电传送频道产生的巨大相位偏移所影响。第二收益函数藉由一平均功率的估计以进行规一化，该平均功率是由第一阶段的关连程序所决定。因此，第二收益函数的获得是经由两相邻Z_k进行关连以排除相位偏移，并经由第一阶段关连程序的平均功率以进行规一化。第二收益函数可表示为：

S_{2} (k) = \frac{Re {Z_{k} \cdot Z_{k - 1}^{*}}}{{(\underset{window_size}{Σ P_{n}})}^{2}}

本发明较佳具体实施例的第二收益函数是用以排除频率偏移造成的影响，因此本发明即使在本地振荡器相对于基站有巨大的频率误移的时(例如：使用VCXO)，仍可检测出GMSK调制单频信号。第二阶段的计算利用第一阶段的结果，包含平均功率以及平均余弦部份(average cosine components)，亦即第二阶段程序大量的计算负担在某种程度上是由第一阶段程序分担。换句话说，正弦、余弦、以及功率部份可在执行检测之前，在计算阶段(calculationphase)中先行计算以避免突然加重DSP的计算负担。

当执行上述同步化方法时，与第一阶段程序的阈值比较方法相同的技术可应用在第二阶段的关连程序中。第二阶段的阈值比较方法由一比较组件107执行，以便避免DSP除法运算实施的问题。第二阶段阈值比较方法为：

Re {Z_{k} \cdot Z_{k - 1}^{*}} \overset{?}{>} {(\underset{window_size}{Σ P_{n}})}^{2} \cdot λ_{2}

于连续M个字符中。

若以上所述为真，则FCCH成功被检测。如果第二阶段的收益函数在M个连续样本中超过预定的阈值，频率同步讯号则被成功检测。否则，如当第二阶段收益函数在预定的连续样本数内小于第二阈值，用以检测的状态机器(state machine)回到第一阶段的关连程序。当滑动窗口扫描过全数的接收窗口之后，检测被认为已完成。最后，在FCCH被检测之后，图1中的一残余频率估算器(the residual frequency estimator，RFE)108启动，并且产生一值用以补偿介于本地振荡器与基站时计的频率偏移。

请参阅图4，图4系为图1的同步化程序的流程图。包含下列步骤：

步骤400：开始。

步骤401：计算A_k与P_k。

步骤402：比较在N个字符中S1是否大于第一阈值。若结果为是，则进行步骤403；若结果为否，则进行步骤406。

步骤403：计算B_k与Z_k。

步骤404：比较在M个字符中S2是否大于第二阈值。若结果为是，则进行步骤405；若结果为否，则进行步骤406。

步骤405：藉由S2求出时序偏移值，并求出相位偏移值。

步骤406：判断滑动窗口是否已经停止。若结果为是，则进行步骤400；若结果为否，则进行步骤401。

步骤407：结束。

本发明的第一同步化程序可进一步藉由图4的流程图加以解释。当同步化程序开启，同步化程序开始计算A_k与P_k，并经由第一自我关连单元的移动平均法得到两者各别的平均值。每一对A_k与P_k的移动平均，与

被测试以判断此二平均值的第一比率是否在N个连续接收样本讯号中大于第一预定阈值。如果第一测试结果为真，则第二自我关连单元进行计算B_k与Z_k以获得该第二比率。该第二比率计算完毕后，并比较第二比率与第二预定阈值，以判断第二比率是否在M个连续接收讯号样本中超越第二预定阈值。若第二测试为真，关连程序便停止，并且停止同步单频信号(FCCH)的检测。此外，藉由检测出导频单频信号的存在，一数字传输系统中流入数据流的时序界限可被定位。否则，若接收端窗口没有结束，同步化程序重新閞启，并重复上述过程以界定状态。如果接收端窗口结束则同步化过程暂停，直到在下一个接收端窗口中被唤起。

请参阅图5，图5为图1的同步化程序的与时序检测相关的收益函数的示意图。一数字传输系统中流入数据流的时序界限可藉由定位单元寻找图5中同部化程序第二阶段成本函数的峰值而加以估计。进一步而言，只要接收器知道FCCH的存在，接收器可以利用频率估计器以估计接收样本的频率偏移值。

请参阅图6，图6表示本发明第二两阶段自我关连系统。其中第一阶段收益函数可由下列方程式获得：

A_n＝-(r_I(n)+r_Q(n+1))×(r_I(n+2)+r_Q(n+3))，n＝even number

A_n＝-(r_I(n)-r_Q(n-1))×(r_I(n+2)-r_Q(n+1))，n＝odd number其中r(n)是在时序n时的接收讯号样本，为复合形式。下标I与Q分别表示实部(I)与虚部(Q)。一接收组件601用以接收讯号、取样并处理，并将接收讯号样本序列提供给一计算组件602以执行上列的方程式计算。接收样本序列也被提供到如图6所示的其它组件。计算组件602的计算结果提供予移动平均组件603与一序列的绝对值组件609，绝对值组件609位于另一移动平均组件608之前。移动平均值是藉由计算所述滑动窗口中的平均值而完成，最佳的实施方法是以相同的滑动窗口做计算。移动平均组件的平均结果提供至比较组件604。本发明另一实施例的第一阶段检测的收益函数由比较组件604由下列公式计算：

P_{k} = \frac{\underset{Window_size}{Σ A_{n}}}{\underset{Window_size}{Σ | A_{n} |}} .

计算组件602用以在每两样本中计算外积A_n，以在不流失信息的条件下，同时减轻计算的负担。此减轻计算负担的效果经重复的模拟操作下已被验证为真，并确定具有降低计算复杂度与加速频率获取的优点。因此，每一样本使用的乘法数为1。因为样本的排列与GMSK的群集有关，P_k方程式的分母项提供一与接收讯号平均功率有关的估计值。

计算组件604计算P_k的方法由比较两移动平均组件603、608的结果而加以执行，如以上所述，此方法可避免使用除法运算工作，除法运算工作一般而言为一计算缓慢的程序。当然，本发明亦可利用除法运算工作来加以执行，只不过其速度较慢，而速度是相当重要的。当比较组件604的计算察觉第一阶段的收益函数P_k在N个连续样本中大于预定阈值时，比较组件604做出一初始决定，以决定频率同步化猝发信号或频率同步单频信号已被检测。在做出该决定之时，第一阶段的关连单元，更精确而言，比较组件604产生一启动讯号至第二阶段关连单元以标注该决定已完成。如图1所述的接收器，以及图6所述的接收器，使用第二关连单元以确认频率同步化猝发脉冲的存在。

在第二阶段的自我关连程序中，Q_k的值是藉由寻找接收讯号复合部份的关连值而获得。复合信号的关联值是由相邻讯号的共轭积而得，之后并加以滑动平均。因为平均功率的估计可由r(n)绝对值对时序平均而得，Q_k的值可由平均复合信号关联值的绝对值对平均计算功率的比值算出。相关的计算方法可写为：

\frac{Q_{UP}}{Q_{DN}} = \frac{| \underset{Window_size}{Σ} (r (n) \times r^{*} (n - D)) |}{\underset{Window_size}{Σ {| r (n) |}^{2}}}, D &Element; int \cup D &NotEqual; 0 .

如图6所示，第二阶段的关连程序是将接收样本与其接收样本的递延版本进行自我关连，并将此方程式依据一组第一关连值加以平均。该组第一关连值是依据一滑动窗口内的多个接收样本而产生。讯号样本在一递延组件611中进行延迟，而其共轭多则提供至共轭组件612。所产生的讯号则提供至内积组件613，以计算接收样本与其递延共轭两者的内积。组件614执行一序列自我关连值的移动平均，并提供结果至绝对值组件607。绝对值组件607用以对该结果取绝对值，并且提供绝对值至计算组件606。功率估计组件610计算绝对值平方对时序的平均，以产生一上述的功率估计。平均功率值与平均自我关连值被提供至计算组件606，计算组件606并可以用以执行部份第二阶段的收益函数计算。收益函数计算在比较组件605中完成。比较组件605的较佳实施方式是由比较上述收益函数结果的分子与分母而进行。以此方法可避免DSP除法运算工作，除法运算工作一般而言为一计算缓慢的程序。

利用第二阶段以及其收益函数为一较佳实施方法，第二阶段收益函数合并了第一阶段的收益函数，以Q方程式表示，并排除与相位偏移的关连。如果新的收益函数在M个连续样本中大于第二预定阈值，FCCH则可被视为已被检测。需要注意的是，当检测已进入第二阶段时，与第二阶段相同的条件也必需适用于第一阶段。

R_k＝0.5(P_k+Q_k)？＞Threshold_II，k∈{k：P_k＞Threshold_I}其中，ThresholdI为第一预定阈值；Threshold_II为第二预定阈值。为了实施的考量，上式可改写成下列式：

(P_UP·Q_DN+Q_UP·P_DN)？＞(P_DN·Q_DN)(2·Threshold_II).

请参阅图7，图7为图6的同步化程序的与时序检测相关的收益函数的示意图。流入数据流的时序界限也可以藉由比较组件605中的定位单元寻找第二阶段的同步化程序的成本函数的波锋而加以估计。最后，在FCCH被检测之后，图6的残余频率估算器(the residual frequency estimator，RFE)615被启动以补偿本地震荡器与基站时计的频率偏移。只要接收器得到FCCH的信息，接收器便可以使用残余频率估算器615以估计接收讯号样本的角频率偏移值(angular frequency offset)。

当第二阶段的收益函数R_k小于第二预定阈值时，第二阶段的检测循环亦告完成，而标示状态的机器回到第一阶段进行检测。如图3所示，当滑动窗口对于所有12个帧执行完成之后，即视为检测过程结束。当检测过程结束，系统回顾并确认在第二阶段中是否只有一个检测结果。若第二阶段不只有一个检测结果，那么整个过程会被认定为一「误报」(false alarm)。在第二阶段有超过一个检测结果或没有检测结果的情形下，检测过程会重新开启并寻找其它具有FCCH的载波。如果在第二阶段只有一个载波，那么FCCH由系统的检测会被认为是正确，并且可由残余频率估算器615以下式估计时序偏移值(k_max)：

k_max＝arg max{R_k}.

相位偏移值可估测如下：

D_angle = \frac{1}{D} \times \arctan {{Q^{I}}_{UP}, sign ({Q^{R}}_{UP}) (| {Q^{R}}_{UP} | - λ | {Q^{I}}_{UP} |)}

(Rad)，D∈int∪D≠0

频率偏移值可表示如下：

f_{c} Off = \frac{270,833}{2 Dπ} \times \arctan {{Q^{I}}_{UP}, sign ({Q^{R}}_{UP}) (| {Q^{R}}_{UP} | - λ | {Q^{I}}_{UP} |)}

(Hz)，D∈int∪D≠0

第一阶段与第二阶段收益函数的关连，以及时序偏移值的决定可参阅图7。此外，可参阅图8，图8为图6的同步化程序的流程图，与第一实施例非常相似。包含下列步骤：

步骤800：开始。

步骤801：计算P_k。

步骤802：比较在N个字符中P_k是否大于第一阈值。若结果为是，则进行步骤803；若结果为否，则进行步骤806。

步骤803：计算P_k、Q_k与R_k。

步骤804：比较在M个字符中R_k是否大于第二阈值。若结果为是，则进行步骤805；若结果为否，则进行步骤806。

步骤805：藉由R_k求出时序偏移值，并藉由Q_{K_MAX}求出频率偏移值。

步骤806：判断滑动窗口是否已经停止。若结果为是，则进行步骤800；若结果为否，则进行步骤801。

步骤807：结束。

藉由以上较佳具体实施例的详述，是希望能更加清楚描述本发明的特征与精神，而并非以上述所披露的较佳具体实施例来对本发明的范畴加以限制。相反地，其目的是希望能涵盖各种改变及具相等性的安排于本发明所欲申请的专利范围的范畴内。

Claims

1.一种应用于一数字传送网络的频率同步讯号检测方法，由一传送器传送多个讯号，其中包含一频率更正单频信号，使一接受器得以与该传送器完成同步化，该检测方法包含下列步骤：

关连多个接收样本，所述接受样本系所述讯号并包含该频率更正单频信号；

使用一移动平均法藉由一滑动窗口将所述关连接收样本作平均，以产生一收益函数；

计算出所述接受样本的一平均功率以规一化该收益函数；

藉由比较该收益函数与一阈值并观察一预定数量个连续样本中，该收益函数是否超过该阈值，来决定该频率更正单频信号是否存在；以及

在检测到频率更正单频信号后，藉由寻找该收益函数的波峰位置，来估计一时序偏移值。

2.如权利要求1所述的检测方法，其中该关连步骤，包括由一个或多个具有实部及虚部的该接收样本所组成的一复合关连。

3.如权利要求1所述的检测方法，其中该平均步骤是在减除一最旧样本并增加一最新样本后完成。

4.如权利要求1所述的检测方法，其中该比较步骤，是将该收益函数相较该阈值乘上该平均功率后两者的差值，检查差值的正负号位符号而完成。

5.如权利要求1所述的检测方法，其中该收益函数是以一多重阶段程序来产生。

6.如权利要求1所述的检测方法，其中该方法进行一第一阶段的一初始检测过程以初步检测该频率更正单频信号，以及一第二阶段的一验证检测过程以验证该频率更正单频信号的检测。

7.如权利要求6所述的检测方法，其中第一阶段接收并延迟一第一组讯号样本，以形成与该第一组讯号样本相关的一第二组讯号样本，该第一阶段合并该第一组讯号样本与该第二组讯号样本以决定一第一收益函数。

8.如权利要求7所述的检测方法，其中该第一阶段系相关连该第一组讯号样本与该第二组讯号样本以提供一第一关连值。

9.如权利要求8所述的检测方法，其中该第一阶段根据该第一关连值执行该平均步骤并取平均结果的虚部，以产生该第一收益函数。

10.如权利要求9所述的检测方法，其中该第一阶段根据包含该第一收益函数、该平均功率、以及该预定数量的连续样本以获得该初始检测的结果。

11.如权利要求10所述的检测方法，其中该第一阶段根据一经验决定阈值以获得该初始检测的结果。

12.如权利要求9所述的检测方法，其中该第一阶段藉由将一阈值常数与该平均功率的一乘积与该第一收益函数进行比较，以及观察该第一收益函数在是否在多个连续样本中超出该乘积，以获得该初始检测的结果。

13.如权利要求6所述的检测方法，其中该第二阶段对于接收器时序函数与一存在于多个信号的时序特征间的时序误差并不敏感。

14.如权利要求13所述的检测方法，其中该第二阶段是反应该第一关连值

15.如权利要求14所述的检测方法，其中该第二阶段系反应该第一关连值而执行一平均函数，以产生一复合形式序列。

16.如权利要求15所述的检测方法，其中该第二阶段根据该复合形式序列的讯号样本与该复合形式序列讯号样本的递延版本进行自我关连，并取自我关连值的实部，以产生该第二收益函数。

17.如权利要求16所述的检测方法，其中该第二阶段根据该第二收益函数、该平均功率、以及该预定数量的连续样本以验证该频率更正单频信号的检测。

18.如权利要求17所述的检测方法，其中该第二阶段根据一经验决定阈值以验证该频率更正单频信号的检测。

19.如权利要求9所述的检测方法，其中该第二阶段藉由将一阈值常数与该平均功率的一乘积与该第二收益函数进行比较，以及观察该第二收益函数是否在多个连续样本中超出该乘积，以获得该频率更正单频信号检测的验证结果。

20.如权利要求6所述的检测方法，其中该第一阶段接收一第一组复合讯号样本以及从该第一组复合讯号样本中形成一外积。

21.如权利要求20所述的检测方法，其中该第一阶段计算一序列外积，并且针对该序列外积执行该移动平均法。

22.如权利要求21所述的检测方法，其中该第一阶段反应该序列外积而执行该平均步骤，以产生该第一收益函数。

23.如权利要求22所述的检测方法，其中该第一阶段根据该第一收益函数、以及一平均功率量值以获得该初始检测的结果。

24.如权利要求23所述的检测方法，其中该第一阶段根据一经验决定阈值以获得该初始检测的结果。

25.如权利要求22所述的检测方法，其中该第一阶段藉由将一阈值常数与该平均功率的一乘积与该第一收益函数进行比较，以及观察该第一收益函数是否在多个连续样本超出该乘积，以获得该初始检测的结果。

26.如权利要求21所述的检测方法，其中该叉积每隔一样本便计算一次。

27.如权利要求6所述的检测方法，其中该第二阶段将接收的讯号样本与接收讯号样本的递延版本进行自我关连，以产出一序列自我关连值。

28.如权利要求27所述的检测方法，其中该第二阶段执行该自我关连值序列的移动平均，并取平均结果的绝对值，以产生该第二收益函数。

29.如权利要求28所述的检测方法，其中该第二阶段根据该第二收益函数、该平均功率、以及该预定数量的连续样本以验证该频率更正单频信号的检测。

30.如权利要求29所述的检测方法，其中该第二阶段根据一经验决定阈值以验证该频率更正单频信号的检测。

31.如权利要求28所述的检测方法，其中该第二阶段藉由将一阈值常数与该平均功率的一乘积与该第二收益函数进行比较，及以及观察该第二收益函数在是否在多个连续样本中超出该乘积，以获得该频率更正单频信号检测的验证结果。

32.一种用于一数字传送网络中，使一接收器同步的方法，该方法包含下列步骤：

一前端，用以从一无线通讯频道接收讯号，以及提供一序列接收讯号样本；

一第一阶段，即初始检测程序，以初步地检测一频率更正讯号，当该接收讯号样本调正到与该频率更正讯号一致时，该第一阶段处理所述接收讯号样本以产生一初始检测讯号；以及

一第二阶段，即验证检测程序，以验证该频率更正讯号的检测，当一第二收益函数在多个连续样本中大于一阈值时，该第二阶段反应该接收讯号样本、该初始检测讯号及一平均功率量值而产生一验证检测讯号。

33.如权利要求32所述的检测方法，其中该第二收益函数大体上与因无线通讯频道或因本地振荡器的失准而产生的相位偏移无关。

34.如权利要求32所述的检测方法，其中该第一阶段产生一第一收益函数，该第二阶段产生一第二收益函数，以及该初始检测的结果是根据第一收益函数在多个连续样本中是否超过一源于平均功率量值的值来加以判断。

35.如权利要求34所述的检测方法，其中该第二阶段系对于接收器时序函数与一存在于多个信号的时序特征间的时序误差并不敏感。

36.如权利要求34所述的检测方法，其中该频率更正讯号至少有一部份是使用一移动平均关连多个邻近接收样本而被检测。

37.如权利要求26所述的检测方法，其中该数字传送网络系根据GSM05.02，并由FCCH控制频道提供的频率同步讯号的GSM系统。