CN1469534A - 对整流电桥的闸流管的控制 - Google Patents

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伯努瓦・佩龙
伯努瓦·佩龙
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Abstract

一种方法和电路，用于控制构成具有滤波输出的整流电桥的至少一个闸流管，包括当加在闸流管上的电压变得大于零时关闭闸流管，并且当闸流管中的电流超过它的闩锁电流时使闸流管的栅极电流消失。

Description

对整流电桥的闸流管的控制
技术领域
本发明涉及对用在整流电桥中的闸流管的控制。本发明更具体地涉及用在具有滤波器输出的整流电桥中的闸流管，即需要打开闸流管的时刻和电桥AC电源电压的过零时刻不同步的情况。
背景技术
图1表示的是本发明所应用的合成全波(composite fullwave)整流电桥类型的电路图。更一般地，本发明应用于任何滤波整流电桥，而不管AC输入信号的所利用的相位(exploited phase)的数目有多少。
图1中的合成电桥1由两个闸流管TH1和TH2以及两个二极管D1和D2组成，它们连接在正向输出终端2和参考输出终端3之间的该整流电桥的两个并联支路中。终端2和3用于提供整流电压，该电压通过电容C被滤波，以向负载4(Q)提供滤波后的DC电源电压Vout。整流电桥1的两个输入终端5和6接收AC电压Vin。终端5和6被分别连接到该闸流管和二极管的串联结合处的互连点上，分别为TH1-D1和TH2-D2。
闸流管TH1和TH2由电路7(CTRL)控制，它在AC输入电压Vin超过输出电压Vout时提供信号，用于打开闸流管，以使电容器C充电。
图2用时序图表示如图1所示的合成电桥的操作，它通过恒定电流控制闸流管TH1和TH2。换而言之，在本例中控制电路7向闸流管TH1和TH2各自的栅极G1和G2提供恒定电流。
在图2中，输出电压Vout使用实线表示，而被整流的AC输入电压Vin(未经滤波)用点线表示为Vinr。可知，只有在整流电桥对电容C充电的打开周期内，电压Vout才遵循电压Vinr的曲线。在这些周期之间，电容C放电到负载4，这将使电压Vout降低。
在图2所示的第一个半波中，假设在时刻t1闸流管打开。闸流管TH1和TH2中只有一个导通并且对电容充电，直到半波的中间。图2所示的第二个半波假设由于负载起伏引起电流的变化。在本例中，假设负载上升，导致电压Vout的下降比第一半波前的更快。在这种情况下，电桥的闸流管的导通时刻t2比没有负载变化时的导通时刻t1`提前。在第二个半波中，导通的闸流管与第一个半波中的不相同。然而，这不会影响工作原理。
图2的例子中所示的控制没有形成同步问题，因为一旦在其中一个闸流管上的电压变成正的，所述闸流管即刻关闭，而在关闭时不会有任何电流峰值问题(高的di/dt)。
然而，根据这种类型的用于构成电桥的闸流管也会遇到其他的问题。
如果使用敏感闸流管，即闸流管只需要很小的栅极电流(几十微安)，以使与栅极电源有关的损耗最小，由于这种闸流管类型抵抗加在管上的电压变化的能力很低，所以出现了寄生触发问题。
为了避免这种不合适宜的触发，因此选用不太敏感的闸流管。然而由于闸流管需要几十毫安级的栅极电流才能导通使得损耗增加。这个栅极电流产生了一个比较大的逆电流，因而会使损耗由低敏感闸流管的几十毫瓦上升到几瓦。
实际中，必须在触发闸流管所必须的栅极电流和对管子上的电压波动的抵抗力之间作出取舍。
图3以时序图的形式表示了第二种复合电桥闸流管控制的常规例子。在这种情况下控制使用脉冲控制。控制电路9持久地提供一个脉冲序列(图3所示)，它的脉冲宽度可以保证在脉冲消失前可以足够的导通(即电流大于闸流管的闩锁电流)。参考图2的例子，即在经过整流的AC电压Vinr的第一个半波中曲线Vout和Vinr的交叉在时刻t1再次发生，则触发(闸流管TH1或TH2的截断)不一定需要是瞬时的。在所示的例子中，时刻t1在一个脉冲之后，这样必须等待下一个电流脉冲Imp1的开始，以触发闸流管截断。如图2中，曲线Vinr的第二个半波表示由整流电桥供电的负载上升的情况。同样在此处，触发闸流管中的一个闸流管截断的脉冲Imp2可以在时刻t2之后。曲线Vout和Vinr交叉时刻与闸流管截断时刻之间的最大时间间隔以脉冲频率为条件。
由于缺少恒定电流为栅极供电而限制了逆向损耗，此类脉冲序列控制可以使用低敏感闸流管，即需要比较高的栅极电流的闸流管。
然而，这一技术方案的主要缺点是：由于时刻t1和t2与脉冲Imp1以及Imp2的开始时刻之间的时间间隔产生的电流峰值而导致生成了谐波干扰。这些电流峰值生成的电磁干扰与某些应用不相容。为了减少电磁干扰，一种技术方案中提高了脉冲频率。然而，由于电流变得越来越接近恒定栅极电流使得损耗增加。
发明内容
本发明的目标是控制具有滤波输出的整流电桥的闸流管的截断，它可以克服已知方案的缺点。特别地，本发明的目标是可以使用敏感闸流管，而不会导致高损耗和由于电流峰值引起的电磁干扰。
本发明的目标还在于提供一种控制电路，它可以使关断可控整流电桥的闸流管的电流消耗最小。
本发明的目标还在于提供一种特别适用于复合整流电桥控制的方案。
为了达到这些和其他的目标，本发明提供一种用于对构成具有滤波输出的整流电桥的至少一个闸流管进行控制的方法，其中：
当加在闸流管上的电压变得大于零时，关断该闸流管；以及
当闸流管中的电流超过闩锁电流时，使该闸流管的栅极电流消失。
依照本发明的一个实施例，使用单向性电阻整流电桥测量加在闸流管上的电压。
依照本发明的一个实施例，通过测量加在闸流管上的电压检测闸流管中的闩锁电流。
本发明还提供了用于对构成具有滤波输出的整流电桥的至少一个闸流管进行控制的电路，它包括：
第一比较器，用于控制向闸流管提供栅极电流的电路，所述比较器检测加在闸流管上的电压变为正向；以及
一个元件，一旦流过闸流管的电流大于它的闩锁电流时用来抑制栅极电流电路。
依照本发明的一个实施例，所述第一比较器包含第一输入端口，用于接收其终端通过二极管连接到该闸流管终端的阻性分压电桥的中点，以及一个第二输入端口，用于接收第一参考电压。
依照本发明的一个实施例，所述第一比较器由第一双极性晶体管构成，它的基极-发射极电压降制约着所述第一参考电压。
依照本发明的一个实施例，栅极电流电路由连接到闸流管栅极的开关所控制的恒流源构成。
依照本发明的一个实施例，该栅极电流电路包含一个第二双极性晶体管，其基极连接到第一晶体管的集电极，第二晶体管的发射极通过电阻被连接到DC电源电压的作用终端，并且它的基极通过两个串联的二极管连接到此DC电源电压。
依照本发明的一个实施例，该电路还包括：
第二比较器，它具有一个用于接收与闸流管中的电流成比例的电压的输入端口，以及一个接收第二参考电压的第二输入端口；以及
一个触发器，它的置位和复位输入端分别接收第一和第二比较器的输出，并且它的输出端被连接到一个开关，用于向闸流管提供栅极电流。
依照本发明的一个实施例，该电路控制多个闸流管。
本发明还提供了一种可控整流电桥。
参考附图在对本发明的以下非限制性的特殊实施例描述中，将详细说明本发明的上述目标、特征以及优点。
附图说明
图1表示了本发明中作为示例所采用的、具有滤波输出端的复合电桥的电路图，如前所述；
图2表示了复合电桥控制的第一个常规例子，如前所述；
图3表示了复合电桥控制的第二个常规例子，如前所述；
图4用框图的形式表示了依照本发明，用于控制闸流管的电路的第一实施例；
图5A、5B、5C、5D以及5E用时序图的形式表示了图4中的该控制电路的操作；
图6示意性地用框图表示了依照本发明，用于控制闸流管的电路的第二实施例；
图7A、7B、7C用时序图的形式表示了图6中的该控制电路的操作；
图8表示了实际构成图6中的该控制电路的一个例子的电路图；以及
图9表示了将本发明应用到全波复合整流电桥中的一个例子。
具体实施方式
在不同的附图中的相同元件由相同的附图标记来指定。为了清楚起见，时序图没有刻度。而且在图中只表示了那些对于理解本发明是必须的电路元件并且对之进行说明。特别地，由依照本发明的整流电桥供电的负载没有详细说明，并且它也不是本发明的目标。本发明可以应用于任意的负载类型，只要可以通过包含根据本发明进行控制的闸流管的整流元件的滤波输出(如使用电容滤波)来供电。
本发明的一个特征是当加在闸流管上的电压变成正向时，使得构成具有滤波输出的整流电桥的闸流管打开，并且当流过的电流超过一个预定的大于其闩锁电流的值时，即大于闸流管即便在栅极电流消失时也可以保持的电流值，使该闸流管的栅极电流消失。
图4表示了依照本发明的控制电路的第一实施例。在图4中，要与图1的电路中的终端5和2或者终端6和2进行比较的终端A和K之间示出了一个闸流管TH。该闸流管例如是图1中的复合整流电桥的闸流管TH1或者TH2中的任何一个。更一般地，闸流管属于具有滤波输出和任意结构的整流电桥。
依照本发明，闸流管TH的栅极G通过开关K连接到电流源10。电流源10提供恒定电流I0。
依照图4的实施例，使用RS类型的触发器11来控制开关K，触发器的输出端(O)连接到开关K的控制端，而输入端S和R分别连接到电压检测器12和电流检测器13的输出端。电压检测器12具有测量加在闸流管TH上的电压VAK的功能和检测此电压变为正向时的零交叉的功能。电流检测器13的目标是测量处于开通状态的闸流管TH中的电流，以检测大于闸流管闩锁电流的电流。
在图4的例子中，检测器12由比较器121组成，它的反向输入端接收参考电压122(Vref1)，而非反向输入端连接到由在闸流管的端点A和K之间的两个电阻R1和R2构成的电阻分压电桥的中点123。只是为了检测电压变为正向的交叉点并使阻性电桥具有单向性，一个二极管D把端点A连接到电阻R1的第一端点，而R1的另一个端点被连接到中点123。比较器121的输出端被连接到触发器11的置位端(S)。
电流检测器13由比较器131组成，它的反向输入端接收参考电压132(Vref2)，而非反向输入端连接到电流电压转换电阻Rs的第一端点，该电阻连接在闸流管TH的阴极K’和端点K之间。这样比较器131的非反向输入端被连接至闸流管TH的电极K’。比较器131的输出端被连接到触发器11的复位端R。
下面参考图5A到图5E中以时序图的形式表示的电路信号的波形特性的例子说明图4中电路的操作。
图5A表示了包含由图4的电路控制的闸流管的滤波整流电桥在与前述图2和图3中的相似的负载情况下，输出电压Vout波形的例子。图5B表示了触发器11的置位端(S)的状态信号的波形。图5C表示了触发器11的输出信号O的波形，以及闸流管TH栅极G的供电开关K的开通控制信号的波形。图5D表示了闸流管中的电流I的波形。图5E表示了触发器11的复位状态信号(R)的波形。
在图5A中，未经滤波的整流AC电压Vinr已在图2和3中示出。图5A所示的电压Vout对应图1中的复合整流电桥的电压Vout。因此，图5A中所示的两个相继的半波实际分别对应闸流管TH1和TH2的导通。然而，为了简化，将讨论有关图4中的闸流管的操作，可以把此操作理解成发生在闸流管TH1或TH2两个半波中的一个半波上。
一旦电压Vout变得小于电压Vinr，这实际意味着加在所考虑的电桥支路的闸流管的电压VAK变为正向。在图5A至5E中，以图4中比较器121的参考电压Vref1为条件，关于零值的可能的正向电路触发门限被忽略。因而一旦加在闸流管上的电压变为正向(时刻t1)，由比较器121提供的信号转换状态并向触发器的输入端S提供高状态(图5B)。由于在此时闸流管关断，没有电流被检测器13检测到(触发器11的复位输入R置为低)。因此触发器的输出(O)(图5C)提供了一个高状态电平使开关K打开。
开关K的开通使得闸流管TH通过电流源10所提供的栅极电流流过而被触发。一旦流经闸流管TH(图5D所示)的电流I小于参考电压Vref2所设定的门限时，比较器131的输出切换，向触发器11的复位输入端(图5E所示)并提供一个高状态(t3时刻)。这种开关状态复位了触发器11的输出信号O，从而断开开关K。
电流检测器的触发门限是根据闸流管TH的闩锁电流(IL)来选择的，以确保一旦它的电流达到了闸流管的闩锁电流时切断它的控制。
由于闸流管被触发，与其栅极控制无关地，只要流过的是直流电流，也就是说，只要加在闸流管上的电压保持正向，闸流管将保持开通状态。在滤波整流电桥中应用时，这意味着闸流管保持开通状态直至整流器A.C.电压Vinr回落到低于电容储存的电压Vout(t5时刻)，也就是说在经过半波曲线Vinr的顶峰之后(实际上就是当流经闸流管TH的电流小于它的保持电流IH时)。在T5时刻，由于闸流管电压不再是正向的(考虑到分压电桥R1-R2，事实上是大于电压Vref2)，闸流管TH的阻塞导致比较器131输出端切换到低状态。
图5A至5E所示的第二个半波与前面所说的图2和图3所示的例子相同，也就是说，由整流电桥供电的负载升高导致了电压Vout的快速下降。因此，闸流管上的电压变为0的时刻t2在前面所述的半波时间t1之前。用图4所示的控制电路的观点来看，这没有改变什么，也就是说，触发器11的输出状态的切换提前了，很简单就产生了比较长的闸流管TH(图5D所示)导通时间。就像第一种情况一样，从电压Vinr回落到输出电压滤波电容(图中没有示出)所储存的电压Vout的时刻起，闸流管TH中的电流消失。
触发器11的输入端S的高状态的消失(图5B)仅仅发生在闸流管TH由于流经电流减小(实际上就是其电流小于保持电流)而关闭的t5时刻。因而t5时刻与被供电的负载条件无关。但是这不能决定闸流管栅极电流，因为信号R(图5E所示)的高状态消失也会发生在t5时刻，避免了将输入端S的状态考虑在内。
本发明的一个优点是它能够决定给闸流管栅极输入控制电流的最佳时刻。实际上，通过测量加在闸流管上的电压避免了导通闸流管时的电流峰值。因而也抑制了谐波干扰。
本发明的另外一个优点是从电路导通时开始抑制控制电流，减小了反相电流泄漏和控制电路损耗。
本发明的另外一个优点是它能够使用小电流(由电流源10产生)控制低灵敏度的闸流管。事实上，由于使用检测器13检测闸流管的触发，必要的控制电流被减至最小值。
根据没有表示出来的备选实施例，比较器21(或触发器11)可用来提供外部控制信号(例如开始信号)。比如说，触发器的输入端S可以接收比较器121的输出和外部开始逻辑信号的逻辑组合信号(例如通过与门)。
图6表示了依照本发明的控制电路的第二实施例。这种方式利用了控制闸流管TH的功能特征。它表示了电压检测器12，开关K以及给闸流管的栅极G供电的电流源10。与图4设计相比其主要不同之处在于电流检测器13的抑制。所述检测器被替换成依赖参考电压Vfe1是个很明智的选择，它利用了闸流管由于闩锁电流IL引起的记忆固有特性。
根据本实施例，选择门限电压Vfe1大于R2*VT(R2+R1)，其中VT表示在所考虑的工作点(VT，IT)的闸流管TH的门限电压，也就是说，当栅极接收控制电流IT时使之可以导通的电压VAK。
在这种构造中，一旦加在闸流管TH上的电压VAK超过(R1+R2)Vref1/F2，比较器121打开开关K，且电流I0流入闸流管栅极。
一旦闸流管TH达到闩锁电流IL时，电压VAK骤减，引起比较器121输出产生新的切换同时开关K断开。
相比于图4的设计，图6有一个优点是省去了用于检测器13的串联的电流-电压转换电阻Rs并省去了触发器11。
图6实施例的操作如图7A至7C所示，这些图分别表示了在导通状态时，输出电压Vout、栅极电流G以及闸流管TH中的电流I的波形。与前面的时序图中一样，图7A中虚线表明了未经滤波的整流电压Vinr的波形，而两个连续的半波表示两种负载条件。
在电压Vinr的第一个半波，在t1时刻电压Vout变得小于电压Vinr，加在闸流管TH上的电压VAK变为正向。由于所选择的门限电压Vref1，比较器121的输出并不立即切换，而是稍微有点延迟(t1时刻)。这个切换接通开关K并使得电流流经栅极G(图7B所示)。从而电流开始流经闸流管TH(图7C所示)。当电流I达到闸流管闩锁电流IL时，加在管子上的电压VAK减小，使得比较器121输出产生反相切换(t3时刻)相应地开关K断开并且闸流管栅极电流消失。这一操作是与根据电压VT选择的门限电压Vfe1相关的，因此比较器121的触发门限大于电压VT。因此，一旦达到闩锁电流IL，比较器121的输出再次切换。
类似的切换在第二个半波中重复(t2，t12和t4时刻)。由此可见，开关K的关闭是与负载条件相适应的，如果这种关闭由于电路所供电的负载提高而提前，那它的打开时间也会增加。它的导通时间(以及栅极电流的施用持续时间(duration of application))由此通过自动配合所供电的负载被减小至严格必需的程度。
闸流管开通时的延迟(时间t1至t11和时间t2至t12)必须尽可能短以避免不利的电流峰值产生。在实际中满足这种条件没有问题。
图8表示依照本发明用于控制闸流管的电路的第三实施例。此图表示了与图6相同的特征并详细说明了电路实现的一个样例。电流发生器(电流源10)现在由一个PNP型的晶体管T1构成，它的发射极经由电阻R4连至D.C供电压Vcc的端点7，它的基极通过串联的两个二极管D3和D4接到端点7，二极管D3和D4的正极直接连到端点7。晶体管T1的集电极与闸流管TH的栅极G相连。晶体管T1的基极经由电阻R3与另一个NPN类型的晶体管T2的集电极相连起到比较器121的功能。晶体管T2的基极连接到电阻R1与R2的连接点处。晶体管T2的发射极与端点K(闸流管TH阴极)相连。
电阻R3有偏置二极管D2和D3以及限制流过晶体管T2电流的作用。电流源10提供的电流值I0等于前向偏置二极管中的电压降除以电阻R4。两个二极管D3和D4中的一个用于补偿晶体管T1的基极/发射极电压。
加在闸流管TH(为此电流被注入到它的栅极)的电压VAK由公式(R1+R2)*VBEN/R2+VD得到，其中VBEN表示处于开通状态的晶体管T2(NPN型)的基极-发射极电压降。
考虑闸流管的一个实际例子，它在导通状态时前向电压VT最多大约为1.3伏，并假定等值电阻R1和R2以及前向偏置二极管D中的电压降为0.7伏数量级，当闸流管TH传导0.3伏电压时，将基极/发射极电压传递到晶体管T2。相应地，当闸流管导通时，晶体管T2关闭(基极/发射极电压不足)，没有电流流经闸流管栅极。
图9为依照本发明(图8所示实施例)的一个控制电路应用于限制电路导通时的冲击电流的整流电桥时的例子。
如图1所示，整流电桥由两个闸流管TH1和TH2以及两个二极管D1和D2构成。直接与闸流管TH1和TH2的阴极相连的接线端2通过冲击电流限制电阻R1的第一接线端连接。电阻R1的第二接线端分别经由整流二极管D5和D6与电压Vin装置的接线端5和6相连。闸流管TH1和TH2用于在电路启动阶段一结束就使电阻R1短路。在这个启动阶段，电容C的(原始)充电通过二极管D1、D2、D5和D6组成的电桥路完成。在图9所示例子中，整流电桥为连接负载4(Q)的输出端提供了一个DC/DC转换器8。
根据本发明，图8所示的电路类型用于同时控制闸流管TH1和TH2。晶体管T2的发射极与闸流管TH1和TH2的阴极K相连。分压电桥R1-R2设置在二极管D5和D6的阴极和闸流管TH1和TH2的共同接线端K之间。根据AC输入电压Vin的半波形状，二极管D5和D6每个都起到分压电桥R1-R2的输入二极管D的作用。平衡电阻Req设置在闸流管TH1和TH2各自的栅极与晶体管T1的集电极之间。由于可能的技术误差影响栅极-阴极电压，这些电阻的作用是平衡闸流管TH1和TH2的栅极电流。
图9的冲击电流限制电路的操作可以通过对上面示意图的讨论推导出来。
本发明的一个优点是它能使用低灵敏度的闸流管，因此对静态电压变化的具有很强的抗御能力，具有非常小的平均控制电流，而不产生与反向泄漏电流有关的附加损耗。
当然，此发明还可以具有多种改变、修改和改进，这对本领域的技术人员来说是十分明显的。尤其是根据所使用的闸流管性能可以选择电压门限和电阻的大小。而且，尽管本发明已经在此描述了与全波组合电桥的关系，但是它可以适用于使用至少一个闸流电桥的任何整流结构。此外，本发明还可以适用于二极管和闸流管的位置分别与图1和9中的位置相反的组合电桥。基于以上给出的这些功能声明，本领域的技术人员可以进一步改进控制电路。
这些改变、修改和改进也作为本发明所公开的一部分，被包含在本发明的精神和范围内。因此，前面的描述只是用于举例，而不是进行限制。本发明仅通过以下的权利要求以及其等价物进行限定。

Claims (11)

1.一种用于对构成具有滤波输出的整流电桥的至少一个闸流管(TH)进行控制的方法，包括：
当加在闸流管上的电压变得大于零时，关闭闸流管(TH)；并且
当闸流管中的电流超过闩锁电流时，使闸流管的栅极电流消失。
2.权利要求1的方法，其中通过单向阻性整流电桥(R1-R2)测量加在闸流管(TH)上的电压。
3.权利要求1的方法，其中通过测量加在闸流管上的电压检测闸流管(TH)中的闩锁电流。
4.一种用于对构成具有滤波输出的整流电桥的至少一个闸流管进行控制的电路，它包括：
第一比较器(121)，用于控制向闸流管提供栅极电流的电路，所述比较器对加在闸流管上的电压变为正向进行检测。
一个用于当闸流管中的电流大于其闩锁电流时抑制栅极电流电路的元件。
5.权利要求4的电路，其中所述第一比较器包括第一输入端，用于接收端点通过二极管(D)与闸流管(TH)的端点(A，K)连接的阻性分压电桥(R1-R2)的中点，以及第二输入端，用于接收一个第一参考电压(Vref1，VBEN)。
6.权利要求4的电路，其中所述第一比较器包括第一双极性晶体管(T2)，该晶体管的基极-射极电压降(VBEN)决定所述第一参考电压。
7.权利要求4的电路，其中栅极电流电路由恒流源(10，D3，D4，T1，R4)构成，该恒流源由连接到闸流管(TH)的栅极(G)的开关(K，T1)控制。
8.权利要求7的电路，其中所述第一比较器包括第一双极性晶体管(T2)，该晶体管的基极-发射极压降决定所述第一参考电压，并且其中该栅极电流电路包括一个基极连接到第一晶体管(T2)的集电极的第二双极性晶体管(T1)，第二双极性晶体管的发射极通过电阻(R4)连接到DC供电压(Vcc)的作用终端，并且它的基极通过两个串联的二极管(D3，D4)连接到这个DC供电压。
9.权利要求5的电路，它包括：
第二比较器(131)，它具有一个输入端，用于接收与闸流管(TH)中的电流成比例的电压；还具有一个接收第二参考电压(Vref2)的第二输入端；以及
触发器(11)，它的置位(S)和复位(R)输入端分别接收第一和第二比较器的输出，并且它的输出端(O)连接到开关(K)，用于向闸流管提供栅极电流。
10.权利要求5的控制电路，控制多个闸流管(TH1，TH2)。
11.一个可控整流电桥，包括至少一个闸流管(TH1，TH2)，并且包括如权利要求5所述的控制电路。
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