CN1462363A - 伺服传动机构及其位置检测器 - Google Patents

Abstract

在一种具有集成驱动电路的传动机构中，流过传动机构内线圈中的开关电流包含在传动机构的位置传感器信号中。依据本发明，通过安排与噪声同步来执行采样的检测电路，可以检测不包含高次谐波的转动位置，即使在传动机构本身中电动机线圈里产生了开关噪声。因此，噪声影响的消除就使得用很小的振动实现了姿态和位置控制。

Description

伺服传动机构及其位置检测器

技术领域

本发明涉及可应用于多轴驱动机械，如机器人、通用装配设备、机械手和其它类型的多轴控制器的伺服传动机构。具体说，本发明涉及伺服传动机构及其位置检测器，该伺服传动机构及其位置检测器能高精度地检测转动轴的姿态和位置。

更明确地说，本发明涉及包括驱动电路的伺服传动机构和伺服传动机构的位置检测器。本发明特别涉及伺服传动机构及其位置检测器，该伺服传动机构及其位置检测器高精度地检测转动轴的姿态和位置，而不受来自驱动电路中的线圈电流开关噪声的影响。

背景技术

以与人类行为相似的方式，利用电或磁操作来运行的机械称为“机器人”。据说术语“机器人”出自斯拉夫语“ROBOTA(从动的机器)”。从上世纪60年代后期以来，日本开始普遍使用机器人。它们中的大多数是工业机器人，如控制器机械手和传送机器人，设计它们的目的是用于工厂中的自动生产操作和无人生产操作。

固定的机器人，如在特定地点安装和使用的机器臂，仅仅在固定的或局部的工作间中用于装配和选择部件。相比之下，可移动机器人的工作间是不受限制的。可移动机器人沿预定的线路运动或自由运动。因此，可移动机器人可以代替人类执行预定或任何人类的操作，并且能代替人、狗和其它有生命的物体提供多种服务。在这些可移动机器人中，虽然同爬行者机器人和具有轮胎的机器人相比，有腿的机器人不太稳定并且做姿态控制和行走控制比较困难，但是有腿的可移动机器人的优点在于它们能够上下楼梯和翻越障碍物，并且可以灵活地行走和奔跑，而不管地面是否准备好。

最近，关于有腿可移动机器人的研究和进展，如宠物机器人已经取得了进展，它们模仿四脚行走动物如狗和猫以及“有人特点”或“有人形状”机器人(有人特点机器人)的物理机制和操作，而“有人特点”或“有人形状”机器人(人形机器人)是根据两脚直立行走动物如人类的物理机制和操作模型而设计的。对于有腿可移动机器人的实际使用一直有更高的期望。例如，索尼公司在2000年11月21日发布的一种两脚行走的有人形机器人“SDR-3X”。

总的来说，这种类型的有腿可移动机器人装备了很多关节自由度，并且可以利用传动机构电机来实现关节的运动。而且，通过计算每台电机的转动位置和速度来执行伺服控制，这样，再生希望的操作模式并执行姿态控制。

总体上，伺服电机用于实现机器人的关节自由度，因为伺服电机容易处理，以较小的体积提供较高的转矩，并具有优异的响应特性。特别是，AC伺服电机具有无刷和免维护的特点，这样使得它们可以应用到希望在无人工作间中运行的自动机械中，如可以自由行走的有腿机器人的关节传动机构。每个AC伺服电机在转子上具有一个永久磁体，而在定子上具有一个线圈，这样，正弦磁通分布和正弦电流会在转子上形成运转转矩。

每个有腿的可移动机器人总体上包括许多关节。一种提供关节自由度的伺服电机要求这样设计和生产，以便体积小并具有较高效率。例如，日本专利申请号11-33386(日本未经审查专利申请公开号2000-299970)的指标，该专利申请已经转让给本发明的申请人，该专利说明了一种可用于有腿可移动机器人关节传动机构的小型AC伺服传动机构。该AC伺服传动机构直接连接到一个齿轮上，并且它是这种类型的伺服传动机构，即伺服控制系统集成到一个芯片中，并被封在电机单元中。

为了利用定位命令正确地操作机械，对于多轴机械，如有腿可移动机器人，必须高精度地稳定测量每个轴的转动位置。例如，要求两脚直立行走类型的有腿可移动机器人，如人形机机器人，在电源接通后立即自动地确定它自己的姿态和位置，并将每个轴移动到合适的姿态和位置。

为此，提供每个关节转动自由度的AC伺服传动机构必须装备高精度的转动位置检测器，以便实现这种稳定的姿态和位置。

但是，在上述有腿可移动机器人伺服传动机构中，由于一个传动机构单元包括一个集成驱动电路，这就存在一个问题，就是位置传感器信号受驱动电路产生的噪声的影响。更明确地说，在传动机构单元中，将磁场应用到转子中引起在定子线圈中流动的线圈电流处于接通以及关断状态。在这样线圈电流中的开关噪声就不可避免地包含在位置传感器信号中了。

例如，由于噪声引起的转动轴测量精度上的误差导致有腿可移动机器人变得不稳定或甚至可能翻倒。如果身体翻倒，这不仅损坏了机器人本身，而且会引起事故，如伤害身体附近的工人，损坏与之相撞的物体。

位置传感器的传统装置还不足以高精度检测转动轴的位置。因此，为了在结构上分离出噪声的影响，需要使用在其中考虑了噪声影响的传感器和检测电路。

但是，对于在其中噪声的影响已经降低了的位置检测器，需要复杂的电路结构和较高的机械精度。因此，检测传感器和检测电路会变得很大和很昂贵。结果甚至关节传动机构自身也变得很大和很昂贵，这样，整个机器人的设计和装配就会变得比较困难，因而也增加了设备的成本。

发明内容

本发明的一个目的是提供一种优异的小型的包括了驱动电路的伺服传动机构，并提供伺服传动机构的位置检测器。

本发明的另一个目的是提供一种优异的伺服传动机构及其位置检测器，高精度检测转动轴的姿态和位置，而不受从包含在伺服传动机构的驱动电路中来的线圈电流开关噪声的影响。

从上述目的来看，依据本发明的第一个方面是，一种类型的伺服传动机构，其转子上具有永久磁体，定子上具有线圈，利用磁通分布和流过线圈中的电流产生转矩，它包括：

一个机壳，用于放置转子和定子并支撑转子可围绕预定的转动轴转动；

一个驱动控制单元，通过对以预定周期流过定子线圈的电流执行PWM(脉冲宽度调制)开关控制，来控制转子的转动；

一个转动位置检测单元，用于检测转子的转动位置；

一个采样控制单元，在驱动控制单元中，与按流过定子线圈的电流的开关周期同步，采样转动位置检测单元的输出。

除此之外，依据本发明的第二个方面是，一种类型的伺服传动机构的位置检测器，其转子上具有永久磁体，在定子上具有线圈，通过磁通分布和流过线圈的电流产生转矩，包括：

一个驱动控制单元，通过对按预定周期流过定子线圈的电流执行PWM(脉冲宽度调制)开关控制，来控制转子的转动；

一个转子位置检测单元，用于检测转子的转动位置；以及

一个采样控制单元，在驱动控制单元中，与流过定子线圈的电流的开关周期同步，采样转动位置检测单元的输出。

本发明可以用于具有集成驱动控制电路的伺服传动机构中。例如，可将该伺服传动机构应用到有腿可移动机器人的关节传动机构上。在这种类型的伺服传动机构中，驱动控制单元和转动位置检测单元被放置在机壳中。因此，转动位置检测单元安放在离驱动控制单元足够近的位置，使得转动位置检测单元受到来自驱动控制单元的开关噪声的影响。

结合安装在转子一个端面上并且大致与转子轴同轴的转子传感器磁体，可以排列转子位置检测单元，转子传感器磁体的表面被正弦地磁化，并且相互之间相位差为90度的两个转子位置传感器，安放在沿着转动轴周围并面对转子传感器磁体的位置上，转动位置传感器检测磁通密度。

在具有集成驱动电路的传动机构中，流过传动机构内每个线圈的开关电流不可避免地包含在传动机构的位置传感器信号中。换句话说，由于转动位置检测单元布置在作为开关噪声源的驱动控制单元附近，所以每个转动位置传感器的输出信号是叠加在起噪声作用的开关电流上的。

从驱动控制单元来的噪声包含这种噪声，其基本分量由开关电流的波形表示，还包括由电流变化引起电路共振而产生的其它一些噪声。在这种情况下，叠加在输出信号上的噪声可以被视为大致与PWM开关周期同步的周期信号。

在本发明中，在驱动控制单元中，与流过定子线圈的电流的开关周期同步来采样转动位置检测单元的输出。因此，由于周期与采样周期相同的信号大小就会变成零，来自晶体管的开关噪声的影响可以从噪声所叠加在的传感器信号中消除掉，即使电流开关噪声叠加在了每个转动位置传感器的传感器输出上。

PWM开关接通的周期相应于线圈电流的过渡周期，在这个周期中，开关电流总是波动的，这就引起噪声波动。因此，对于删除叠加在传感器上的噪声是相对比较困难。

对比之下，在PWM开关关断的周期中，电流的变化相对比较稳定，甚至在线圈电流过渡周期中。与驱动控制单元关断流过定子线圈中的电流的周期相同步，或者与驱动控制单元接通流过定子线圈中的电流之前时刻的时序同步，采样控制单元来采样转动位置检测单元的输出。因此，可以减少开关噪声的影响。

特别地，在位于PWM开关接通之前时刻的死区区域中，要确保PWM开关是关断的，这样提供了一个具有最小噪声的稳定周期。换句话说，在死区中，包含在传感器输出中的噪声分量近似是恒定的，并且比较小。

因此，采样控制单元与死区同步来采样转动位置检测单元的输出，可以最有效地减少开关噪声的影响。

参考本发明的实施例和附图，从下述详细说明中，本发明进一步的目的、特点和优点将更加清楚。

附图的简要说明

图1表示本发明一个实施例中伺服电机1沿轴向方向的截面结构。

图2示意表示转子传感器磁体15的表面被正弦地磁化。

图3示意表示相对于转动轴相位互差90度的两个转动位置传感器16A和16B被安排在接近转子11表面的控制电路板13上。

图4表示用于从两个传感器信号SIN(θ_m)和COS(θ_m)中获得转动位置θ_m的反馈跟踪电路的结构的例子。

图5表示图4所示的反馈跟踪电路的近似等效电路的结构。

图6表示一个数字电路结构的例子，通过该电路，从霍尔传感器16A和16B的传感器信号SIN(θ_m)和COS(θ_m)中可以获得转子11的转动位置θ_m。

图7是表示如图6所述的情况下，转子传感器16A和16B的模拟传感器信号SIN(θ_m)和COS(θ_m)的输入示例与从数字电路来的输出θ_m之间关系的时序图。

图8表示电流控制电路20的等效电路结构的例子，电流控制电路20依据本发明的实施例应用于伺服传动机构10，用于提供线圈电流。

图9是表示电流控制电路20中每个晶体管的PWM开关与开关电流之间关系的时序图，更具体地说，表示线圈端子的电压波形。

图10是表示电流控制电路20中每个晶体管的PWM开关与开关电流之间关系的时序图，更具体地说，表示线圈端子电流的电压波形。

图11是表示电流控制电路20中每个晶体管的PWM开关与开关电流之间关系的时序图。

图12表示表示转子位置传感器16A和16B的传感器输出信号SIN(θ_m)和COS(θ_m)使噪声叠加在其上面的时序图。

图13是表示与PWM开关周期T_PWM同步，从其上叠加了开关噪声的转动位置传感器16A和16B中采样传感器输出信号SIN(θ_m)和COS(θ_m)的时序图。

图14表示反馈跟踪电路的等效电路，通过采样转动位置传感器16A和16B的输出，该反馈跟踪电路可以将叠加在传感器输出上的噪声N_d视为恒定值(跟踪电路安装在驱动电路13A上)。

图15是一个表示依据本发明伺服传动机构的伺服控制结构的方框图。

完成本发明的最好方式

下面参考附图详细说明本发明的一个实施例。

图1表示按照本发明实施例的伺服传动机构10沿轴向方向的截面结构。

如图1所示，伺服传动机构10包括例如一个三相的定子12，该定子安排在围绕具有预定转动轴的转子11的圆周方向上。转子11被支撑着以便可以绕预定转动轴转动。转子11和定子12放置在结实的圆柱体的机壳内并构成一个单独的伺服传动机构单元。

永久磁体放置在转子11上，线圈放置在定子12中。正弦电流提供给这些线圈以形成预定的正弦磁通分布，这样允许运转转矩作用在转子11上。

在本实施例中，定子12包括三相线圈，U，V和W相(如下说明)。作用在每相上的交变电流产生一个磁场，这样就能使转矩作用到转子11上。除此之外，控制作用到每相上的电流就能够控制作用到转子11上的运转转矩。

为了实现体积小并提供较高输出转矩的伺服电机，可以在转子上使用高磁通密度的磁体。例如，极性各向异性的磁体具有较高的磁通密度，因此在实现高输出转矩上是优异的。例如，日本专利申请号2000-128409的说明书(日本未经审查的专利申请公开号2000-314050)，已经转让与本申请人，该专利说明了一种在转子上使用各向异性磁体的伺服传动机构，以便减少尺寸和提高输出转矩。

除此之外，为了实现体积小并能提供较高输出的伺服电机，定子的每个线圈被做得更密。例如，定子采用了分裂铁心类型。对于分裂铁心类型，铁芯或芯线被安排在圆周的方向上。进一步，当线圈按单独的步骤被整齐地缠绕之后，每个线圈就被建立起来了，这样就形成了定子。因此，可以获得高密度铁芯绕组，这样，可以为传动机构节省空间。例如，日本专利申请号2000-281072(日本未经审查的专利申请公开号2002-95192)，已经转让与本发明的申请人，说明了一种采用分裂铁芯类型定子的伺服传动机构，以便适合地绕制线圈。

依据本发明的伺服传动机构10是一个体积小的传动机构，包括放置在同一个机壳内的驱动电路13A。在图1所示的例子中，预定模式的印刷绕线放置在控制电路板13上。除此之外，驱动电路13A及其相邻电路芯片安装在控制电路板13上。控制电路板13安排成大致碟型。在控制电路板13的近似中心处，提供了一个开口，用于插入转动轴转子11。

环形转子传感器磁体15安装在控制电路板13附近转子11的一个端面上。环形转子传感器磁体15的表面被正弦磁化，如图2所示。

环形转子传感器磁体15的表面是正弦磁化的(如上所述)，并且它的磁通密度φ表达为转子11转动位置θ_m的函数。在本实施例中，转子传感器磁体15的磁通密度φ(θ_m)用下述的方程表达。传感器磁体15的磁极位置和极数与转动磁体14的相同。φ(θ_m)＝φ₀×sin(θ_m)

转子11的转动位置θ_m是任意变化的。这里，方程θ_m＝0是转子11输出磁体的磁极性轴的初始位置。

相比之下，有90度相差的两个转动位置传感器16A和16B，参考转动轴安排在转子11附近控制电路板13的表面上，如图3所示。

转动位置传感器16A和16B包括检测磁极轴初始位置上磁通密度的元件(霍尔元件)。转动轴位置传感器16A输出一个相应于由转动传感器磁体产生的磁场的霍尔传感器信号SIN。转动位置传感器16B相似地输出霍尔传感器信号COS。该SIN信号和COS信号用作传感器的输出，被输入到驱动电路13A中。

霍尔传感器信号SIN和COS代表伺服传动机构10的转动位置。换句话说，驱动电路13A根据从外界(例如，主控制器)来的定位命令去执行传动机构电机的转动驱动的反馈控制。例如，在伺服传动机构10应用于有腿可移动机器人的关节传动机构中的情况下，传动机构电机的反馈控制是严格与身体的姿态与稳定控制相关的。图15表示了伺服传动机构10的伺服结构。

每个霍尔传感器信号SIN和COS都是转子11的转动位置θ_m的函数。在本发明实施例中，它们如下表达：

SIN(φ_m)＝G₀(t)×φ₀(t)×sinφ_m $\mathrm{COS}\left({\mathrm{\φ}}_m\right)=G_0\left(t\right)\×{\mathrm{\φ}}_0\left(t\right)\×(\sin {\mathrm{\φ}}_m+\frac{1}{2\mathrm{\π}})=G_0\left(t\right)\×{\mathrm{\φ}}_0\left(t\right)\×\cos {\mathrm{\θ}}_m$

这里，G₀(t)表示霍尔元件的灵敏度系数。t代表绝对温度，φ₀(t)和G₀(t)依赖于t而变化。而且，φ₀(t)G₀(t)是正的常数。

通过反馈跟踪电路，从这两个传感器信号SIN(θ_m)和COS(θ_m)可以获得转动位置角θ_m。图4表示一个反馈跟踪电路结构的例子。

反馈跟踪系统的偏差函数E(θ)由下式表达：E(θ)＝SIN(θ_m)×COS(θ_x)-COS(θ_m)×SIN(θ_x)＝SIN(θ_m-θ_x)

如果偏差函数E(θ)是稳定的或收敛到0这个条件满足，那么，下述方程有效。因此，得到θ_m。θ_x＝θ_m

在这种情况下，图4所示的反馈跟踪电路可以认为是图5所示近似等效电路的结构。在图中所示系统中P极的值被表达为： $P=\frac{-K_p\±\sqrt{K_p^2-4K_p{K}_i}}{2}$

因此，对于该系统的稳定条件，设置系数K_p和K_i使得P极的值是负的。这样，稳定条件P＜0就变成了K_p＞0，K_i＞0。通过这些系数K_p和K_i乘积的平方根，得到响应频率。

通过由上述说明获得的值θ_x，就可以不依赖于系数G₀(t)和φ₀(t)大小而检测位置，这些系数是依赖于温度t的。因此，可以抑制由于温度而造成的转动位置测量精度的变化。

从霍尔传感器16A和16B来的传感器信号SIN(θ_m)和COS(θ_m)而得到转子11的转动位置θ_m的操作，可以通过任何实施方式达到，如使用特殊的硬件电路或执行软件程序。

图6表示一种数字电路结构的例子，通过该电路，可以从霍尔传感器16A和16B的传感器信号SIN(θ_m)和COS(θ_m)中获得转子11的转动位置θ_m。在图中，如果进入一个益出值，则限幅器1和2将上限和下限固定在数据32位长度的最大值或最小值上。G₁的值可以是任何的数字，只要其值是正的。

在具有一定周期的采样时间中，由零阶保持电路ZOH保持并输入模拟传感器信号SIN(θ_m)和COS(θ_m)。零阶保持电路ZOH(s)的方程是如下的方程： $\mathrm{ZOH}\left(s\right)=\frac{1-\exp (-s\×T_0)}{s}$

在上述的方程中，s表示拉普拉斯算子，T₀表示采样周期。而且，s可以被表示为jw。通过使用方程ωs＝2π/T₀，上述方程可以变换为下述方程： $\mathrm{ZOH}\left(\mathrm{jw}\right)=\frac{1-\exp (-\mathrm{jw}\×T_0)}{\mathrm{jw}}$ $=\frac{2\mathrm{\π}\·\mathrm{SIN}(\mathrm{\π}\·\frac{\mathrm{\ω}}{\mathrm{\ωs}})}{\mathrm{\ωs}\·\frac{\mathrm{\π\ω}}{\mathrm{\ωs}}}\·\exp (-\mathrm{j\π}\·\frac{\mathrm{\ω}}{\mathrm{\ωs}})$

换句话说，从上述方程中可以看出，如果输入由方程ω＝ωs表示输入信号，则信号频率ω变成ZOH(jw)＝0。

从上述方程可以知道，如果信号频率足够低于采样周期，则原始信号可以被复制。

在图6所示的电路结构中，传感器信号SIN(θ_m)和COS(θ_m)的频率足够低于采样周期。在本实施例中，采样频率被设置为20KHz(50μs)，传感器信号SIN(θ_m)和COS(θ_m)的最大频率被设置为1KHz。

假定如图7所示的模拟传感器信号SIN(θ_m)和COS(θ_m)被输入到转子传感器16A和16B中，则从数字电路操作得到的输出θ_xd这时变成如图所示的那样。但是，实际上，从数字电路得到的输出θ_xd是一个离散的整数值。

如图6所示的数字电路操作的安排使得在预定采样周期内执行每个操作。换句话说，电路输出θ_xd是在每个采样周期(50μs)都更新的。

如上所述，在伺服传动机构10中，作用到围绕定子12电机线圈中的电流产生了一个磁场，这样在由磁体构成的转子11上产生运转转矩。更明确地说，为了形成正弦磁通分布，正弦电流作用到电机线圈上。然后，根据包含转动位置和速度的传感器输出，执行线圈电流的伺服控制。

总的来说，作用在组成定子12的U-相，V-相和W-相每相线圈上的线圈电流是由电流控制电路控制的，电流控制电路包括一个开关操作的晶体管元件。

图8表示电流控制电路20的等效电路结构的例子，依据本实施例，电流控制电路20作用到伺服传动机构10上来提供线圈电流。例如，这样的电流控制电路20被安排在包含于定子12的每相的每个线圈中。

电路控制电路20具有全桥结构，包括一个电路，其中两只晶体管Q1和Q2互相正向连接，还包括另一个电路，其中两只晶体管Q3和Q4相似地互相正向连接。这两个电路在电源电压V_CC和地GND之间并联连接。除此之外，晶体管Q1和Q2的中点以及晶体管Q3和Q4的中点使用定子12的单相线圈Z1互相连接。这里，Z1表示U-相，V-相和W-相中的一相。除这些相之外的相由一个与图中所示电路相似的电路安排。

接通晶体管Q1和Q4，关断晶体管Q2和Q3引起电流A在线圈Z1中按图中箭头所示方向流动。然后，关断晶体管Q2和Q3，并关断晶体管Q1和Q4引起电流A和电流B在线圈Z1中流动。

接通晶体管Q1和Q4，而关断晶体管Q2和Q3电流A流动的周期称为区域A。关断通晶体管Q2和Q3，并关断晶体管Q1和Q4电流B流动的周期称为区域B。

在线圈Z1中流过的电流I₁是开关电流，它是由每个晶体管的开关控制来确定的。开关电流I₁的大小是由PWM(脉冲宽度调制)开关，或者区域A和B的时间宽度来确定的。

图9和10表示每个晶体的PWM开关和电流控制电路20中开关电流之间的关系。(图9表示了线圈端子的电压波形，图10表示了线圈电流的波形)。T_ON表示由区域A的长度所确定的脉冲宽度，T_PWM表示PWM开关的一定时间段。例如，如果T_ON是30μs，而T_PWM是50μs，在线圈中的电流I₁变成如图10所示的那样。

总的来说，安排PWM开关信号来控制线圈电流I₁的大小。其最大电流是由最大脉冲宽度来确定的。最大脉冲宽度T_ONA是由接通或关断组成电流控制电路20的每个晶体管所要求的过渡时间段中的最大时间段来确定的。换句换说，当考虑接通和关断每个晶体管所要求的过渡时间段时，为了使一对晶体管Q1和Q4以及另一对晶体管Q2和Q3不在相同的时间接通，设置脉冲宽度的上限时间T_ONA。

通过将最大脉冲宽度T_ONA从PWM开关时间段T_PWM中减去后所得到的余值保证了一个死区。图11示意表示了由电流控制电路20进行PWM控制开关控制所保证的死区。在图中所表示的例子中，PWM开关时间段T_PWM是50μs，保证了1μs死区。因此，最大脉冲宽度T_ONA变成49μs。

在这样的电流控制电路中，包含高次谐波开关电流的信号是被定义成由驱动电路13A产生的基本噪声波形。这个波形的频率可以认为是周期性的信号，其依赖于开关频率。

在依据本实施例的伺服传动机构10中，如图1所示的那样，伺服控制的电路板，如驱动电路13A，是包含在放置传动机构主体(如转子11和定子12)的执行机构单元中的，并且被完整地安排在传动机构单元中。换句换说，用于检测转子11的转动位置的转动位置传感器16A和16B被安置在驱动电路13A附近，而驱动电路13A起到一个噪声源的作用。因此，在电流控制电路20中的开关电流作为噪声不可避免地叠加在了转动位置传感器16A和16B的输出信号SIN(θ_m)和COS(θ_m)上的。

更明确地说，噪声包括了这种噪声，其基本分量由开关电流的波形所示，还包括因电流变化由电路共振产生的其它噪声。在这种情况下，叠加在输出信号SIN(θ_m)和COS(θ_m)上的噪声可以认为是与PWM开关周期相同步的周期性信号。图12表示出转动位置传感器16A和16B的传感器输出信号SIN(θ_m)和COS(θ_m)上具有叠加在其上的噪声。

例如，通过一种结构以及一种电路来实现噪声的消除，在该结构中，电流控制电路和转动位置传感器互相机械分离，在该电路中电流控制电路和转动位置传感器是电气隔离并且互相分离的。但是，为伺服传动机构提供这样的机械和电气设计会使设备的结构变得很大。这就会妨碍传动机构的小型化，并增加设备的成本。

在本发明中，这样安排转动位置传感器16A和16B，使得与电流控制电路的PWM信号同步来执行采样，该PWM信号是电流噪声的基频。采用这种安排，由于其周期与采样周期相同，信号的大小变成了0，即使电流开关噪声叠加在了转动位置传感器16A和16B的传感器输出SIN(θ_m)和COS(θ_m)上，也可以将来自晶体管的开关噪声的影响从噪声叠加的传感器信号中消除掉。

参考图11，相应于PWM开关接通周期的区域A与线圈电流的过渡时间段对应。在这个时间段中，开关电流总是波动的，因而引起噪声波动。因此，对于消除叠加在传感器上的噪声相对而言是比较困难的。

相比之下，在相应于PWM关断的周期的区域B中，甚至在线圈电流过渡时间段中，电流也是相对稳定的。特别地，在位于PWM开关接通之前的死区区域中，确保了构成PWM开关的所有晶体管均关断，这样提供了带有最少噪声的稳定周期。换句话说，在死区中，包含在传感器输出SIN(θ_m)和COS(θ_m)中的噪声分量近似为恒定的，并且比较小。

因此，通过安排转动位置传感器16A和16B，以便与死区区域同步采样，就可以最有效地减小开关噪声的影响。

在包含于真实信号的噪声频率分量中，大于转动位置检测系统的响应频率的频率被削弱了，这样就能够削弱具有大于所要频率的噪声分量的影响。在转动位置检测系统处理的频率范围内，如上所述，由于这样的噪声是恒定的，该信号也可以保持恒定。换句换说，偏差是恒定的。因此，输出精度中包含了一个恒定的偏差。

总的来说，伺服电机经常处理速度信号和位置信号。如果是那样的话，使用位置的微分以及使用状态观察器就可以检测速度。在任何情况下，都使用微分的位置信号。众所周知，恒定的噪声不会影响检测系统。

依据本实施例的转动位置检测系统中，在电流不作用到电机和高频噪声很小的状态下(换句话说，在区域B和区域A之前时刻)，电流不会作用到定子线圈中。因此，可以获得更准确的位置信息。即使定子线圈中流过的电流较大，因而噪声比率变大，该比率也会保持恒定。因此，可以减少对转动位置测量精度引起相反影响的高频噪声。

图12表示转动位置传感器16A和16B的传感器输出信号SIN(θ_m)和COS(θ_m)的波形，在这些传感器信号上叠加有噪声。与虚线指示的PWM开关时间段T_PWM同步，输入传感器信号，这样就可以减少由于开关噪声而带来的偏差影响。特别地，在高频下的这种影响会大大地削弱。虽然噪声的影响作为一种方式的偏差出现在传感器输出信号SIN(θ_m)和COS(θ_m)中，但该偏差对检测系统影响很小。

图13表示与从转动位置传感器16A和16B来的PWM开关时间段T_PWM同步，采样传感器的输出信号SIN(θ_m)和COS(θ_m)，而在这些信号上叠加有开关噪声。在图中的例子表示了使用死区区域，与PWM开关时间段T_PWM同步来采样传感器输出信号SIN(θ_m)和COS(θ_m)。

传感器信号包括由电流控制电路中的开关电流产生的噪声，该信号是通过在真实的传感器信号SIN(θ_m)和COS(θ_m)上叠加与电流波形相似的近似恒定大小的噪声而产生的。传感器波形由图13中的实线表示。

在这段时间中，如果在时间t₁时刻之前而t_a时刻之后，与带有预定时间段T_PWM的控制电路的开关频率同步，立即采样这些信号，就可以在图13所示的C₀，C₁，S₀，S₁每个点上得到这些信号。

由于采样的特点，在点C₀，C₁，S₀，S₁上的这些信号是恒定值。假定这样得到的信号以及真实传感器信号SIN(θ_m)和COS(θ_m)的微分是N_d，那么N_d可以用下式表达：N_d≈C₀-COS(θ_m)≈S₀-SIN(θ_m)≈常数

在上述方程中，由于采样间隔T_PWM比时间变量θ_m足够小，所以，可以得到下述方程：C₀＝C₁以及S₀＝S₁。

如上所述，通过与开关噪声的信号同步采样转动位置传感器16A和16B的输出，叠加在传感器输出上的噪声N_d可以被认为是一个恒定值。因此，从两个传感器信号SIN(θ_m)和COS(θ_m)中获得转动位置θ_x的反馈跟踪电路可以由图14表示的等效电路表达。

在图14所示的等效电路的结构中，偏差函数E(θ)可以表达为：E(θ)＝(SIN(θ_m)+N_d)×COS(θ_x)-(COS(θ_m)+N_d)×SIN(θ_x)

＝SIN(θ_m-θ_x)+N_d(COS(θ_x)-SIN(θ_x))

信号是与噪声被同步采样的，信号中噪声N_d的大小，可以更小且恒定。因此，从检测系统的收敛条件中，收敛状态可以表达为E(θ)＝0。因此，图14所示的等效电路的输出θ_x可以由下述近似的方程表达：

θ_x≈θ_m+N_d(COS(θ_x)-SIN(θ_x))

如上所述，噪声N_d被认为是一个恒定值。因此，θ_x是一个真实转动位置θ_m的信号，包含一个恒定偏移量，在该偏移量中不包含伴随电流控制电路的晶体管开关的高次谐波。除此之外，如上述方程可以清楚地看到的那样，如果方程θ_x＝π/4和θ_x＝3π/4满足，那么，就存在一个测量位置，在该位置上噪声影响变成了0。

因此，由于噪声被认为是恒定的，等效电路的输出θ_x表示为一条随着噪声而变化的连续曲线，如图11所示。

图15表示依据本实施例的伺服传动机构的伺服控制结构。

如图15所示的反馈系统处理位置信号变量及其微分信号。如果包含一些高次谐波的噪声包含在位置信号θ_x或θ_xd中，就会产生一个问题，即在这个系统中噪声会激励出振动。

依据本发明，即使通过安排转动位置传感器和电流控制电路互相靠近，伺服传动机构被设置的比较小并包括集成驱动电路，如上所述，也可以减少开关噪声的影响。附录

虽然参考特定的实施例对本发明作了详细地说明，显然，本领域的技术人员，在不脱离本发明范围的情况下，可以对实施例修改和替换。换句话说，仅作为例子公开了本发明，并不应该以限制的方式解释。为了确定本发明的范围，应该考虑在说明书开始处的权利要求书部分。

工业应用

依据本发明，可以提供一种优异的伺服传动机构及其位置检测器，它可以应用于多轴驱动机械中，如机器人、通用装配设备、机器手和其它类型的多轴控制器。

除此之外，依据本发明，可以提供一种优异的伺服传动机构，包括伺服传动机构的驱动电路和位置检测器。

进一步地，依据本发明，可以提供一种优异的伺服传动机构及其位置检测器，该检测器可以高精度地检测转动轴的姿态和位置，而不受包含在伺服传动机构中的驱动电路线圈电流中开关噪声的影响。

在依据本发明的伺服传动机构中，与噪声同步来安排执行采样的检测电路，能够检测到不包含高次谐波的转动位置，即使在传动机构本身的电动机线圈电流中产生了开关噪声。除此之外，可以安排依据本发明的位置检测器以便使其体积较小，价格低廉，以便不妨碍伺服传动机构的小型化，并且不提高整个设备的成本。

在依据本发明的伺服传动机构应用于两脚直立行走有腿可移动机器人的情况下，可以消除噪声的影响，这样就使得伴随很小的振动来实现姿态和位置控制。除此之外，由于伺服传动机构的大小减少了，靠近每个关节的部件大小不会增加。因此，可以设计平衡并有吸引力的身体。

总的来说，在伺服传动机构的反馈控制系统中，经常使用位置信号的微分。因此，包含高次谐波噪声波的信号对系统造成的负面影响比噪声偏移问题造成的负面影响更大。依据本发明，通过与电流控制电路中晶体管开关同步的时序来采样传感器信号，就可以消除高次谐波这样的问题。因此，在具有集成驱动电路的伺服传动机构中，通过使用较小和廉价的电路可以实现更稳定的控制。

Claims (12)

1.一种类型的伺服传动机构，其转子上具有永久磁体，定子上具有线圈，利用磁通分布和流过线圈中的电流产生转矩，它包括：

机壳，用于放置转子和定子，并支撑转子沿预定转动轴转动；

驱动控制单元，通过对流过定子线圈具有预定周期的电流执行PWM(脉冲宽度调制)开关控制来控制转子的转动；

转动位置检测单元，用于检测转子的转动位置；以及

采样控制单元，在驱动控制单元中，与流过定子线圈电流的开关周期同步来采样转动位置检测单元的输出。

2.依据权利要求1的伺服传动机构，其中驱动控制单元和转动位置检测单元放置在机壳内，并且

其中的转动位置检测单元安放在离驱动控制单元足够近的位置，使得转动位置检测单元受到来自驱动控制单元开关噪声的影响。

3.依据权利要求1的伺服传动机构，其中转动位置检测单元包括：

转子传感器磁体，安装在转子的一个端面上，大致与转动轴同轴，其中转子传感器磁体的表面被正弦地磁化；以及

两个转动位置传感器，相互之间的相位差大约为90度，安放在转动轴周围并面对转子传感器磁体的部分上，转动位置传感器检测磁通密度。

4.依据权利要求1的伺服传动机构，其中采样控制单元，与驱动控制单元关断流过定子线圈电流的周期同步，来采样转动位置检测单元的输出。

5.依据权利要求1的伺服传动机构，其中采样控制单元，以与驱动控制单元接通流过定子线圈电流之前时刻的时序同步，来采样转动位置检测单元的输出。

6.依据权利要求1的伺服传动机构，其中在流过定子线圈的电流接通之前时刻的一个预定时间段中，驱动控制单元包括一个保持“关断”状态的死区，以及

其中的采样控制单元与所述死区同步，采样转动位置检测单元的输出。

7.用于这样一种类型伺服传动机构的位置检测器，该伺服传动机构在转子上具有永久磁体、在定子上具有线圈，利用磁通分布和流过线圈的电流来产生转矩，所述位置检测器包括：

驱动控制单元，通过对流过定子线圈具有预定周期的电流执行PWM(脉冲宽度调制)开关控制来控制转子的转动；

转动位置检测单元，用于检测转子的转动位置；以及

采样控制单元，在驱动控制单元中，与流过定子线圈电流的开关周期同步，采样转动位置检测单元的输出。

8.依据权利要求7的伺服传动机构的位置检测器，其中驱动控制单元和转动位置检测单元放置在机壳内，机壳放置转子和定子并支撑转子能够围绕预定的转动轴转动，并且

其中的转动位置检测单元安放在离驱动控制单元足够近的位置，使得转动位置检测单元受到来自驱动控制单元的开关噪声的影响。

9.依据权利要求7伺服传动机构的位置检测器，其中转动位置检测单元包括：

转子传感器磁体，安装在转子的一个端面上，大致与转动轴同轴，其中转子传感器磁体的表面被正弦地磁化；以及

两个转动位置传感器，相互之间的相位差大约为90度，安放在转动轴周围并面对转子传感器磁体的部分上，转动位置传感器检测磁通密度。

10.依据权利要求7伺服传动机构的位置检测器，其中采样控制单元与驱动控制单元关断流过定子线圈电流的周期同步，来采样转动位置检测单元的输出。

11.依据权利要求7伺服传动机构的位置检测器，其中采样控制单元与驱动控制单元接通流过定子线圈电流之前时刻的时序同步，采样转动位置检测单元的输出。

12.依据权利要求7伺服传动机构的位置检测器，其中在流过定子线圈的电流接通之前时刻的一个预定时间段中，驱动控制单元包括一个保持“关断”状态的死区，以及

其中的采样控制单元与所述死区同步来采样转动位置检测单元的输出。

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