CN1459937A - 正交频分多路复用发射机及处理正交频分复用信号的方法 - Google Patents

Abstract

公开了一种在N是一个预定的正数且K′(=2^N)>K(≠2^N)的条件下，将频域中的K(≠2^N)数目并行数据处理为单个OFDM码元的OFDM发射机，包括：插入单元，为了让单个OFDM码元的并行数据变为K′(=2^N)而插入GB；逆傅立叶变换单元，用于将频域中的K′(=2^N)数目并行数据变换为时域中的K′(=2^N)数目取样数据；以及再取样单元，用于再取样变换后的K′(=2^N)数目取样数据，以与相应于K(≠2^N)数目并行数据的K(≠2^N)数目取样数据相同。因此，系统的硬件结构和操作被简化，可以设计与如应用2^N－IFFT的DVB－T的其它装置兼容的系统。

Description

正交频分多路复用发射机及处理 正交频分复用信号的方法

技术领域

本发明涉及正交频分多路复用(OFDM)发射机，尤其涉及在OFDM发射机处将OFDM信号从时域FFT(快速傅里叶变换)至频域。

背景技术

正交频分多路复用(下文被称作OFDM)技术通常被广泛地应用于如DAB(数字音频广播)、WLAN(无线局域网)和WATM(无线异步传送模式)的数字传输技术。该OFDM方法是一种分为几个载波之后调制数据并发送调制的数据的多载波技术。该OFDM方法与传统的FDM(频分复用)相似，但当通过发送保持副载波正交特性的信号而快速发送数据时，可以具有优化的发送效率。

图1示出了传统的发送OFDM信号的TDS-OFDM发射机的功能方框图。输入数据的比特流被FEC(前向纠错)单元10编码，以通过建立的错误检测方法检测接收机(没示出)处的错误而校正。之后，该输入数据被串/并变换单元20变换为K(≠2^N)数目并行数据之后被输出。然后，该数据被K(2^N)-IDFT即K(≠2^N)点IDFT(离散逆傅立叶变换)单元30变换为时域中的取样数据。K(≠2^N)是频域指数(index)也是副载波指数。输入至IDFT单元30的K数目并行数据被定义为频域中的单个OFDM码元。换句话说，该IDFT单元30在解调频域中的K(≠2^N)数目并行数据之后，输出K(≠2^N)数目取样数据至K数目副载波中。该K(≠2^N)数目并行数据被变换为相应于每个副载波的相位和幅度的单个复数数据，并在频谱上分配给每个副载波。之后，该频谱上的复数数据被快速逆傅立叶变换为时间谱，并这样输出K(≠2^N)数目取样数据。

图2示出了3780-IDFT单元30的举例，即该IDFT单元30的输入点是3780。如图2所示，该频域中的3780个并行数据被输入至3780-IDFT单元30并进行逆傅里叶变换。之后，该变换的3780个并行数据在时域中用7.56MHz的取样率处理，该7.56MHz的取样率是通过将3780个取样数据与2KHz(副载波间距)相乘而得到的。换句话说，该3780个并行数据被分配给频域中的每个副载波，并被快速逆傅立叶变换至时域，并输出K(≠2^N)数目取样数据。因此，取样率为7.56MHz。

作为并行数据被输出的该K(2^N)数目取样数据在被并/串变换单元40变换为串行数据之后被输出。GI(保护间隔)插入单元50以单个OFDM码元为单位即以K(≠2^N)数目取样数据为单位，将保护间隔插入至该串行数据中。该保护间隔是复制由K(≠2^N)数目取样数据所组成的OFDM码元之间最后端的一些取样数据，并被插入OFDM码元前端的数据，

PN单元60将用于预测信道的PN序列和定时同步信号插入保护间隔的前面。

滤波单元70滤波该OFDM信号。该OFDM信号具有K(≠2^N)数目取样数据、PN和保护间隔。RF单元80对滤波后的OFDM信号进行RF信号处理并发送该信号至无线信道。

如上所述，该OFDM码元在通过使用K(2^N)IDFT单元30从频域变换到时域之后被处理。然而，如表1中所示，依据Zhi-Xing，Yu-Peng，Chang-YongPan和Lin Yang所著的“Design of a 3780-Point IFFT Processor for TDS-OFDM(TDS-OFDM3780-点IFFT处理器的设计″，(见IEEE TRANSACTIONS ONBROADCASTING，VOL 48，NO.1.2002年3月，pp.57-61.)，具有上述结构的DFT具有难于实现和效率低的问题。

表1

	3780点IDFT K(≠2N)	4096点IFFT K(＝2N)
			实数相加	140184	123792
实数相乘	50712	48248
			缓冲所产生的延迟	8064取样时钟	4095取样时钟
缓冲要求	141612比特	106470比特

如表1所示，使用K(≠2^N：3780)-IDFT比使用K′(＝2^N：4096)-IFFT，更大地消耗计算量、所需的缓冲和缓冲的延迟。

因此，当在OFDM接收机中使用K′(＝2^N)-IFFT取代K(≠2^N)-IDFT进行逆傅立叶变换时，OFDM发射机具有易于实现和操作的改进的结构。

发明内容

为克服上述现有技术的问题作出了本发明，因此，本发明的第一个目的在于提供一种通过使用K′(＝2^N)-IFFT而具有简单结构的OFDM发射机的系统。

本发明的第二个目的在于，提供一种能够设计而与其它装置兼容的OFDM发射机。

一种在N是一个预定的正数且K′(＝2^N)＞K(≠2^N)的条件下，将频域中的K(≠2^N)数目并行数据处理为单个OFDM码元的OFDM发射机，包括：插入单元，为了让单个OFDM码元的K(≠2^N)数目并行数据变为K′(＝2^N)而插入GB；逆傅立叶变换单元，用于将频域中的K′(＝2^N)数目并行数据变换为时域中的K′(＝2^N)数目取样数据；以及再取样单元，用于再取样变换后的K′(＝2^N)数目取样数据，以与相应于K(≠2^N)数目并行数据的K(≠2^N)数目取样数据相同。该再取样单元再取样以让相应于K′(＝2^N)数目取样数据的K′取样率与相应于K(≠2^N)数目取样数据的K取样率相同。

该插入单元最好将{K′(＝2^N)-K(≠2^N)}数目的无效数据插入至K(≠2^N)数目并行数据的两边频带中，并该无效数据为“零”数据。

为了让相应于K(≠2^N)数目取样数据的K取样率与相应于K′(＝2^N)数目取样数据的K′取样率相同，该再取样单元最好扩展时域中K′(＝2^N)数目取样数据之间的时间间隔。

同时，将K(≠2^N)数目并行数据处理为频域中的单个OFDM码元的OFDM发射机的信号处理方法，包括以下步骤：插入保护频带，以便单个OFDM码元的并行数据的数目变为K′(＝2^N)；将频域中的K′(＝2^N)数目并行数据逆傅立叶变换为时域中的K′(＝2^N)数目取样数据；以及再取样变换后的时域中K′(＝2^N)数目取样数据，以与相应于K(≠2^N)数目并行数据的K(≠2^N)数目取样数据相同。在再取样步骤中，相应于K′(＝2^N)数目取样数据的K′取样率被再取样以与相应于K(≠2^N)数目取样数据的K取样率相同。

在插入步骤中，最好{K′(＝2^N)-K(≠2^N)}数目的无效数据被插入至K(≠2^N)数目并行数据的两边频带中，以及无效数据是“零”数据。

因此，由于使用K′(＝2^N)-IFFT取代K(≠2^N)-IDFT以及逆傅立叶变换，系统的硬件结构和操作被简化了。另外，可以设计与如应用2^N-IFFT的DVB-T的其它装置兼容的系统。

附图说明

通过参考附图描述本发明的优选实施例，本发明的上述目的和特性将更明显，其中：

图1示出了传统TDS-OFDM发射机的方框图；

图2示出了OFDM码元被图1的K(≠2^N)-IDFT从频域变换至时域的图；

图3示出了依据本发明的TDS-OFDM发射机的方框图；

图4示出了码元被图3的K′(＝2^N)-IFFT从频域变换至时域的图；

图5是图3的OFDM发射机的信号处理方法的流程图。

具体实施方式

下文将参考附图详细描述本发明的优选实施例。

图3是本发明的优选实施例，是一个使用K′(＝2^N)-IFFT取代图1的传统K(≠2^N)-IDFT的TDS-OFDM发射机的方框图。这里，N是一个预定的正数并K′(＝2^N)＞K(≠2^N)，以及下文中，作为举例K为3780以及K′为4096。另外，K和K′可以是满足上述条件K′(＝2^N)＞K(≠2^N)的其它值，例如K为7560，K′为8192。

TDS-OFDM发射机有FEC(前向纠错)100、串/并变换单元200、插入单元310、K′(＝2^N)-IFFT(快速逆傅立叶变换)单元330、再取样单元350、并/串变换单元400、GI(保护间隔)插入单元500、PN单元600、滤波单元700以及RF单元800。

该FEC单元100编码输入数据比特流，以通过关于OFDM码元建立的的错误检测方法在接收机处检测之后校正所发生的错误。

串/并变换单元200将纠错编码的串行数据变换为预定的并行数据并输出该并行数据。换句话说，如图1的传统发射机，输出K(≠2^N)数目并行数据。

插入单元310插入关于被串/并变换单元200变换为K(≠2^N)数目并行数据的频域的OFDM码元的保护频带。换句话说，如图4所示，{K′(＝2^N)-(≠2^N)}数目的“零”数据被插入至频域中的K(≠2^N)数目并行数据的外部频带中，从而提供K′(＝2^N)数目的并行数据。这里，N是一个预定的正数并且K′(＝2^N)＞K(≠2^N)。K′(＝2^N)是频域的指数，也是副载波的指数。因此，K′(＝2^N)数目并行数据被定义作为频域中单个OFDM码元。最好，该插入单元将{K′(＝2N)-K(≠2^N)}数目的无效数据插入至K(≠2^N)数目并行数据的两边频带中，并该无效数据是“零”数据。

如上所述，通过将{K′(＝2^N)-K(≠2^N)}数目的“零”数据插入至并行数据的两边频带中而提供K′(＝2^N)数目的并行数据是为了使用下端的K′(＝2^N)-IFFT单元330的并行数据。

下文中，举例K(≠2^N)为3780，以及K′(＝2^N)为4096。

该4096-IFFT单元330将在插入单元310插入“零”数据的频域中的4096个并行数据进行逆傅立叶变换，以得到时域中的4096个取样数据和8.192MHz的取样率。

更具体地，该4096-IFFT单元330将频域中的4096个并行数据调制至4096个副载波，然后逆傅立叶变换为时域中的4096个取样数据。换句话说，如图4所示，已插入“零”数据的该4096个并行数据被分配给频域中的每个副载波，然后该4096个并行数据被逆傅立叶变换为时域中的4096个取样数据。另外，对于时域中的该4096个取样数据的取样率为8.192MHz，其是通过4096×2KHz(载波间隔)获得的。

因此，为了让3780个取样数据与时域中的该取样率相同而进行再取样。

换句话说，再取样单元350通过在时域中由4096-IFFT将4096个取样数据减小为3780以及将8.192MHz的取样率减小为7.56MHz而与在图1所示的3780-IDFT单元30被逆傅立叶变换的取样数据和取样率调整为相同。

最好，为了让相应于K′(＝2^N)数目取样数据的K′取样率与相应于K(≠2^N)数目取样数据的K取样率相同，该再取样单元扩大时域中K′(＝2^N)数目取样数据之间的时间间隔。

再取样的3780个取样数据在被并/串变换单元400变换为串行数据之后被输出。GI(保护间隔)插入单元500以单个OFDM码元为单位即3780个取样数据为单位将保护间隔插入至串行数据中。该保护间隔是复制由3780个取样数据组成的OFDM码元之间最后端的一些取样数据，并被插入至OFDM码元的前端中的数据。

PN单元600在保护间隔的前面插入用于预测信道的PN序列和定时同步信号。

滤波单元700滤波该OFDM信号。该OFDM信号具有3780个取样数据、PN序列和保护间隔。RF单元800对该滤波的OFDM信号进行RF信号处理并将该信号发送至无线信道。

换句话说，在再取样单元350被处理的该3780个取样数据和7.56MHz的取样率被处理，以与在传统3780-IDFT单元30逆傅立叶变换的取样数据和取样率相同，这样在并/串变换单元400之后的信号处理过程与图1所示的传统处理相同。

因此，当通过使用2^N-IFFT实现OFDM发射机时，与使用小于2^N的IFFT相比，该OFDM发射机在硬件方面和操作上更易于实现。

下文中，将通过参考图5，详细描述依据本发明的OFDM发射机的OFDM信号处理方法。

FEC单元100使用建立的错误检测方法从数据比特流输入检测关于OFDM码元的错误，该检测的错误被编码，用于在接收机处被校正(S 10)。

插入单元310对于通过串/并变换单元200输出的预定并行数据的频域中的OFDM码元将GB插入(S 20)。换句话说，如图4所示，当“零”数据被插入至频域中的3780个并行数据的外部频带中时，提供4096个并行数据。在插入步骤中，最好{K′(＝2^N)-K(≠2^N)}数目无效数据被插入至K(≠2^N)数目并行数据的两边频带，以及无效数据是“零”数据。

该“零”数据被插入单元310插入，以及该频域中的4096个并行数据被4096-IFFT单元330进行逆傅立叶变换(S 30)。因此，时域中的该OFDM码元具有4096个取样数据和8.192MHz的取样率。

然后，在再取样单元350中，该4096取样数据和8.192MHz的取样率分别被减小为3780和7.56MHz的取样率(S 40)。

然后，对于单个OFDM码元单元，即3780个取样数据，将保护间隔插入串行数据中(S 50)。该保护间隔是复制由3780个取样数据组成的OFDM码元之间最后端的一些取样数据、并被插入至OFDM码元的前端中的数据。

在保护间隔的前面插入用于预测信道的PN序列和定时同步信号。

滤波单元700滤波该OFDM信号。然后。RF单元800对该OFDM信号进行RF信号处理并将该信号发送至无线信道(S 60)。

因此，当使用K′(＝2^N)-IFFT代替K(≠2^N)-IDFT时，简化了硬件结构和系统操作。另外，可以设计与如应用2^N-IFFT的DVB-T的其它装置兼容的系统。

依据本发明，在将K(≠2^N)数目并行数据处理为频域中单个OFDM码元的OFDM发射机中，当使用K′(＝2^N)-IFFT代替K(≠2^N)-IDFT并进行逆傅立叶变换时，简化了硬件结构和系统操作。另外，可以设计与如应用2^N-IFFT的DVB-T的其它装置兼容的系统。

尽管描述了本发明的优选实施例，本领域的技术人员应当理解本发明并不限于上述优选实施例，在本发明的精神和范围内可以进行各种改变和修改。因此，本发明的范围并不限于上述范围，而为所附权利要求书所限定。

Claims (12)

1.一种OFDM发射机，在N是一个预定的正数且K′(＝2^N)＞K(≠2^N)的条件下，将频域中的K(≠2^N)数目并行数据处理为单个OFDM码元，该OFDM发射机包括：

插入单元，为了让单个OFDM码元的K(≠2^N)数目并行数据变为K′(＝2^N)而插入GB；

逆傅立叶变换单元，用于将频域中的K′(＝2^N)数目并行数据变换为时域中的K′(＝2^N)数目取样数据；以及

再取样单元，用于再取样变换后的K′(＝2^N)数目取样数据，以与相应于K(≠2^N)数目并行数据的K(≠2^N)数目取样数据相同，

其中，该再取样单元将相应于K′(＝2^N)数目取样数据的K′取样率改变为相应于K(≠2^N)数目取样数据的K取样率。

2.如权利要求1所述的OFDM发射机，其中，该插入单元将{K′(＝2^N)-K(≠2^N)}数目无效数据插入至K(≠2^N)数目并行数据的两边频带中。

3.如权利要求2所述的OFDM发射机，其中，该插入单元将{K′(＝2^N)-K(≠2^N)}数目“零”插入至K(≠2^N)数目并行数据的两边频带中。

4.如权利要求1所述的OFDM发射机，其中，为了让相应于K′(＝2^N)数目取样数据的K′取样率与相应于K(≠2^N)数目取样数据的K取样率相同，该再取样单元扩展时域中K′(＝2^N)数目取样数据之间的时间间隔。

5.一种OFDM发射机，将频域中的3780个并行数据处理为单个OFDM码元，该OFDM发射机包括：

插入单元，为了让单个OFDM码元的3780个并行数据变为4096个而插入316个无效数据；

逆傅立叶变换单元，用于将频域中的该4096个并行数据变换为时域中的4096个取样数据；以及

再取样单元，用于再取样变换后的4096个取样数据，以与相应于3780个并行数据的3780个取样数据相同，

其中，该再取样单元将相应于4096个取样数据的取样率改变为相应于3780个取样数据的取样率。

6.如权利要求1所述的OFDM发射机，其中，所述插入单元插入316个“零”数据。

7.一种OFDM发射机的信号处理方法，将K(≠2^N)数目并行数据处理为频域中的单个OFDM码元，该方法包括以下步骤：

插入保护频带，以便单个OFDM码元的并行数据的数目变为K′(＝2^N)；

将频域中的K′(＝2^N)数目并行数据逆傅立叶变换为时域中的K′(＝2^N)数目取样数据；以及

再取样变换后的时域中的K′(＝2^N)数目取样数据，以与相应于K(≠2^N)数目并行数据的K(≠2^N)数目取样数据相同，

其中，在再取样步骤中，相应于K′(＝2^N)数目取样数据的K′取样率被改变为与相应于K(≠2^N)数目取样数据的K取样率相同。

8.如权利要求7所述的OFDM发射机的信号处理方法，其中在插入步骤中，{K′(＝2^N)-K(≠2^N)}数目无效数据被插入至K(≠2^N)数目并行数据的两边频带中。

9.如权利要求8所述的OFDM发射机的信号处理方法，其中在插入步骤中，{K′(＝2^N)-K(≠2^N)}数目“零”数据被插入至K(≠2^N)数目并行数据的两边频带中。

10.如权利要求7所述的OFDM发射机的信号处理方法，其中，在再取样步骤中，为了让相应于K(≠2^N)数目取样数据的K取样率与相应于K′(＝2^N)数目取样数据的K′取样率相同，时域中K′(＝2^N)数目取样数据之间的时间间隔被扩展。

11.一种OFDM发射机的信号处理方法，将3780个并行数据处理为频域中的单个OFDM码元，该方法包括以下步骤：

插入316个无效数据，以便单个OFDM码元的并行数据的数目变为4096；

将频域中的该4096个并行数据逆傅立叶变换为时域中的4096个取样数据；以及

再取样变换后的时域中4096个取样数据，以与相应于3780个并行数据的3780个取样数据相同，

其中，在再取样步骤中，相应于4096个取样数据的取样率被改变为与相应于3780个取样数据的取样率相同。

12.如权利要求11所述的OFDM发射机的信号处理方法，其中，在所述插入步骤中，插入316个“零”数据。

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